JP2002171754A

JP2002171754A - 高電圧安定化回路

Info

Publication number: JP2002171754A
Application number: JP2000369620A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-11-30
Filing date: 2000-11-30
Publication date: 2002-06-14

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上、及び安定化特性の向上
を図る。【解決手段】一次側に電圧共振形コンバータのスイッ
チング出力を、直接的にフライバックトランスＦＢＴの
一次巻線に対して伝送する接続態様を採る。そして、フ
ライバックトランスＦＢＴの一次巻線に対して、ＬＣＲ
並列共振回路であるリンギング抑制回路２を直列に接続
することで、一次巻線Ｎ1を介して流れる交番電流に重
畳されるリンギング電流を吸収して抑制するようにされ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば陰極線管
（ＣＲＴ）用の電源電圧を得るために、商用交流電源か
ら安定化された高電圧を生成する高電圧安定化回路に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機、プロジェクタ装置
などにおいては、表示デバイスとして陰極線管（以下Ｃ
ＲＴ(Cathode Ray Tube）という）を採用したものが広
く普及している。例えば本出願人が先行技術として提案
した、ＣＲＴを備えた各種ディスプレイ装置に搭載でき
る高電圧安定化回路（スイッチング電源回路）の例を図
６に示す。

【０００３】先行技術としての図６の回路は、、いわゆ
るシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作
を行う電圧共振形コンバータを備えている。この電圧共
振形コンバータに備えられる１石のスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が採用されている。

【０００４】商用交流電源ＡＣには、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が接
続されており、交流入力電圧ＶACのほぼ１倍のレベルに
対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、直流入力電圧とし
て後段の電圧共振形コンバータに供給する。

【０００５】スイッチング素子Ｑ1のベースには、駆動
巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲB
の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路
が接続され、自励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動
する。なお、起動抵抗ＲSは、起動時のベース電流を整
流平滑ラインからスイッチング素子Ｑ1に供給するため
に設けられる。また、クランプダイオードＤDにより、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の
経路を形成するようにされており、また、スイッチング
素子Ｑ1のコレクタは、後述するフライバックトランス
ＦＢＴの一次巻線Ｎ1と接続される。さらにこの場合に
は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対
してもクランプコンデンサＤD1が設けられている。

【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1に対して
は、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。
この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンス
と、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1側のイ
ンダクタンスＬ1とにより、スイッチング素子Ｑ1の動作
を電圧共振形とするための並列共振回路を形成する。

【０００７】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。

【０００８】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が、一次巻線Ｎ1
を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達され、さらにトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、こ
の駆動巻線ＮBにはドライブ電圧が発生する。このドラ
イブ電圧は、自励発振駆動回路（ＮB，ＣB，ＲB）を介
して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベー
スに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1
は、直列共振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定
されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うこ
とになる。なお、直交型制御トランスＰＲＴによる安定
化動作については後述する。

【０００９】スイッチング素子Ｑ1に得られるスイッチ
ング出力は、高圧発生回路４０を形成するフライバック
トランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に対して伝達される。フ
ライバックトランスＦＢＴは、図示するように、一次側
には一次巻線Ｎ1が巻装される。また、二次側には、二
次巻線として、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2,NHV3，ＮH
V4，ＮHV5が巻装されている。これら昇圧巻線ＮHV1〜Ｎ
HV5は、実際には、分割されて各々独立した状態でコア
に巻装されている。これら昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、一
次巻線Ｎ1に対して逆極性となるように巻装されている
ことで、フライバック動作が得られるようになってい
る。

【００１０】これら昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮH
V4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流
ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々
と直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されているものである。そして、これら５組の半波整流
回路から成る多段型整流回路に対して平滑コンデンサＣ
OHVが並列に接続されている。

【００１１】フライバックトランスＦＢＴの二次側にお
いては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に
誘起された電圧を整流して平滑コンデンサＣOHVに対し
て充電するという動作が得られる。これによって、平滑
コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5
に誘起される電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が
得られる。そして、この平滑コンデンサＣOHVの両端に
得られた直流電圧が直流高電圧ＥHVとされ、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧として利用される。

【００１２】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点の出力が制御回路１に対して検出電圧とし
て接続される。

【００１３】制御回路１は、直流高電圧ＥHVの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変することで、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタ
ンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のため
の自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化
するのであるが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング周波数を可変する動作となり、結果的には、直
流高電圧ＥHVを安定化制御することになる。つまり、こ
の図に示す回路においては、スイッチング周波数制御方
式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図っている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図７に、上記
図６に示した高電圧安定化回路に備えられるフライバッ
クトランスＦＢＴの等化回路を示す。この図に示す等化
回路としては、入力側に対して一次巻線Ｎ1の自己イン
ダクタンスＬｓが並列に接続され、正極入力は、一次巻
線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬLKの直列接続を介
して巻線Ｎ１の一端と接続される。また、巻線Ｎ1に対
して並列に、５組の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量を
一次側に変換した静電容量Ｃｏが接続される。また、各
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量はＣｓによって示され
る。

【００１５】このような等化回路によれば、一次巻線Ｎ
1と昇圧巻線ＮHV（ＮHV1〜ＮHV5）との結合係数をｋ、
巻数比をｎとすると、上記一次巻線Ｎ1のリーケージイ
ンダクタンスＬLKは、

【数１】により表される。また、上記した、５組の昇圧巻線ＮHV
1〜ＮHV5の分布容量を一次側に変換した静電容量Ｃｏに
ついては、

【数２】により表されることになる。

【００１６】そして図６に示した回路の実際としては、
フライバックトランスＦＢＴの結合係数ｋ＝０．９８と
なるのであるが、この場合、（数１）に基づいては、一
次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬLKとしては、ＬLK＝０．０４Ｌｓ・・・（式１）で表されることになる。また、図６に示す回路の実際と
して、一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔ
とすれば、静電容量Ｃｏは、Ｃｏ＝５３Ｃｓ・・・（式２）で表される。

【００１７】そして、図６に示すフライバックトランス
ＦＢＴにあっては、ここではその構造の図示は省略する
が、コアの磁脚に対して２カ所のギャップが形成されて
おり、その実際のギャップ長としては、各々について
０．４ｍｍとされている。このような構造の場合、一次
巻線Ｎ1＝５０Ｔの場合の一次巻線Ｎ1の自己インダクタ
ンスＬｓとしては、Ｌｓ＝５５０μＨとなることで、上
記式１により、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタン
スＬLK＝２２μＨとなる。また、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5の分布容量Ｃｓ＝１００ｐＦとされていることで、５
組の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量を一次側に変換し
た静電容量Ｃｏは、式２に基づいて、Ｃｏ＝５３００ｐ
Ｆとなるものである。

【００１８】図６に示した回路では、上記のような値を
有するリーケージインダクタンスＬLK及び静電容量Ｃｏ
により共振回路が形成されることになる。そして、この
共振回路の共振作用によって生じる共振周波数ｆｏとし
ては、

【数３】により表されることになる。そして、図６に示した回路
においては、上記（数３）に基づいて、周波数ｆｏ≒４
６６ＫＨｚを有する高次高調波のリンギング（振動）電
流が、回路内の各部において重畳する。

【００１９】図８及び図９の波形図により、上記したリ
ンギング電流の様子を示す。図８には、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ、直流高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高
電流ＩHV＝２ｍＡの条件での要部の動作波形が示され、
図９には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、直流高電圧Ｅ
HV＝３１．５ＫＶ、直流高電流ＩHV＝０ｍＡの条件で
の、図８と同一部位の動作波形が示されている。また、
これらの図に示す実験結果を得るのにあたっては、並列
共振コンデンサＣｒ＝１０００ｐＦを選定している。

【００２０】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいては、平滑コンデンサＣｉ→一次巻線
Ｎ1→スイッチング素子Ｑ1を介しての電流経路にリンギ
ング電流が重畳することで、図８及び図９に示すよう
に、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1、一次巻
線Ｎ1を流れる一次巻線電流Ｉ1、及びクランプダイオー
ドＤD1に流れるクランプ電流ＩD2には、上記周波数ｆｏ
≒４６６ＫＨｚによる高調波が重畳された波形となって
いる。また、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFにおいては、平滑コンデンサＣｉ→一次巻線Ｎ1→並
列コンデンサＣｒを介しての電流経路にリンギング電流
が重畳することで、同じく図８及び図９に示すようにし
て一次巻線電流Ｉ1、並列共振コンデンサＣｒを流れる
共振電流ＩC1は、高調波が重畳した波形となる。また、
これに応じて、理想的には期間ＴOFFには０レベルであ
るコレクタ電流ＩQ1についても若干の高調波成分が含ま
れている。そして、上記のようにして一次側で高調波成
分が各部に重畳する影響によって、フライバックトラン
スＦＢＴの二次側の多段型整流回路に流れる二次側電流
ＩABLも、図８及び図９に示すようにして、高調波成分
の重畳によって歪んだ波形となる。

【００２１】このようにして、高電圧安定化回路の一次
側及び二次側においては、フライバックトランスＦＢＴ
の結合係数に基づくリーケージインダクタンスＬLKと各
昇圧巻線の分布容量に起因してリンギングが生じること
で、例えば或る一定の制御範囲に対する直流高電圧ＥHV
の電圧変動特性としては劣化することが分かっている。
図６に示した回路としては、スイッチング周波数制御方
式により安定化を図るようにされているが、上記した直
流高電圧ＥHVの電圧変動特性の劣化をカバーするため
に、スイッチング周波数ｆｓの可変制御範囲を拡大する
必要が生じており、これが例えば回路設計を難しいもの
にしているという問題がある。なお、図６に示す回路の
実際としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±１０Ｖ、
直流高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高電流ＩHV＝２ｍ
Ａ〜０ｍＡの範囲では、スイッチング周波数ｆｓ＝６
５．８ＫＨｚ〜９２．５ＫＨｚの可変制御範囲となり、
その制御量としては、２６．７ＫＨｚである。

【００２２】また、図８及び図９にも示したように、ス
イッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFであっても、
コレクタ電流ＩQ1には僅かではあるが、高調波成分が重
畳して若干のレベルが現れている。これは、スイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時において、このスイッチング素子Ｑ1
のコレクタ−エミッタ間の空乏層容量にもリンギング電
流の成分が流れ込むことに依るものであるが、このよう
な現象が生じることで、電力損失が増加することにな
る。また、高圧整流ダイオードＤHV（ＤHV1〜ＤHV5）が
オフとなる期間は、一次側スイッチング素子Ｑ1がオン
となる期間ＴONにほぼ対応するのであるが、この高圧整
流ダイオードＤHVがオフとなる期間ＴONにおいても、そ
の空乏層容量に対して、図８及び図９に示される二次側
電流ＩABLのリンギング電流が流れることから、この部
位においても電力損失が生じていることになる。

【００２３】このようにして電力損失が増加すること
で、図６に示す高電圧安定化回路全体としてのAC/DC電
力変換効率は低下する。実験によると、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ、直流高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高
電流ＩHV＝２ｍＡの条件下では、電力変換効率ηAC→DC
＝８０．２％という結果が得られた。この程度にまで電
力損失が大きくなった場合には、例えばスイッチング素
子Ｑ1に対しては放熱板を設ける必要が生じるため、回
路の小型軽量化の点で不利となってしまう。また、フラ
イバックトランスＦＢＴも、例えば室温２５°の条件で
８０°以上程度の内部発熱が生じる。

【００２４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、高電圧安定化回路として次のように構
成する。つまり、商用交流電源を整流平滑化して直流入
力電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備
え、上記直流入力電圧を断続して出力するスイッチング
手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形とす
るようにして形成される一次側並列共振回路と、スイッ
チング手段のスイッチング出力が伝達される一次巻線
と、この一次巻線とは密結合とされて、高圧とされる所
要のレベルの昇圧交番電圧が励起される二次巻線とを備
える高圧出力トランスとを備える。また、昇圧交番電圧
を入力して高圧とされる所要のレベルの直流高電圧を生
成して出力する直流高電圧生成手段を有し、直流高電圧
のレベルに応じて、上記スイッチング素子のスイッチン
グ周波数を可変することで、直流高電圧に対する定電圧
制御を行うようにされる定電圧制御手段を備える。そし
て、一次巻線に対して直列に接続され、インダクタ、コ
ンデンサ及び抵抗素子により形成される並列共振回路を
設けることとした。

【００２５】上記したように、本発明の高電圧安定化回
路としては、一次側に備えられる電圧共振形コンバータ
のスイッチング出力を、例えばフライバックトランスと
される高圧出力トランスの一次側に対して直接的に伝達
するようにしている。そして、この高圧出力トランスの
二次側においては、この一次側に得られるスイッチング
出力により励起される昇圧交番電圧を利用して直流高電
圧を得るようにされる。また、この直流高電圧のレベル
に応じて、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング
周波数を可変制御することで直流高電圧の安定化を積極
的に図るようにされる。そして、一次巻線に対して直列
に接続され、インダクタ、コンデンサ及び抵抗素子によ
り形成される並列共振回路を設けるようにされるのであ
るが、この並列共振回路によっては、当該高電圧安定化
回路の一次側に流れるリンギング電流を抑制する作用を
有する。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としての高電圧安定化回路の構成を示している。こ
の図に示す回路は、その一次側において、１石のスイッ
チング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式
で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コン
バータが設けられる。この場合、スイッチング素子Ｑ1
には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合
型トランジスタ）が採用されている。

【００２７】この場合、商用交流電源ＡＣには、ブリッ
ジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる整流平
滑回路が接続されている。そして、交流入力電圧ＶACに
ついて整流動作を行うことで、そのほぼ１倍のレベルに
対応する整流平滑電圧を生成し、上記電圧共振形コンバ
ータに対して、直流入力電圧として供給するようになっ
ている。

【００２８】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲS−ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路を介して
平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接
続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得
るようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1のベー
スと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデン
サＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる
自励発振駆動回路が接続される。ここで、駆動巻線ＮB
−共振コンデンサＣBの直列接続回路によっては、直列
共振回路を形成する。また、スイッチング素子Ｑ1のベ
ースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に
挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成
するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1の
コレクタは、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
1の巻終わり端部と接続され、エミッタは接地される。
さらに、本実施の形態の場合には、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタ−エミッタ間に対して、クランプダイオー
ドＤD1が接続されるようにして設けられる。

【００２９】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述するフライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1側のインダクタンスＬ1とに
より電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成
する。そして、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、こ
の並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両
端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって
電圧共振形の動作が得られるようになっている。

【００３０】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を
有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を
接合するようにして立体型コアを形成する。そして、こ
の立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方
向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線
ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３１】直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出
巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極とフライバック
トランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入され
ることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達さ
れる。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流
検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結
合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線
ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。こ
のドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共
振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介し
て、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベース
に出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、
直列共振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。

【００３２】上記スイッチング素子Ｑ1に得られるスイ
ッチング出力は、高圧発生回路４０に対して供給され
る。高圧発生回路４０は、フライバックトランスＦＢＴ
と、その二次側に設けられる高圧整流回路とを備えて形
成され、上記スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
は、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に対し
て伝達される。

【００３３】フライバックトランスＦＢＴにおいては、
図示するように、一次側には一次巻線Ｎ1が巻装され
る。また、二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻
線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されてい
る。これら昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、実際には、分割さ
れて各々独立した状態でコアに巻装されている。これら
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎ1に対して逆極性
となるように巻装されていることで、フライバック動作
が得られるようになっている。

【００３４】また、この場合には、フライバックトラン
スＦＢＴの一次側には低圧巻線Ｎ3が巻装されている。
低圧巻線Ｎ3は、コンデンサＣ3と共に半波整流回路を形
成しており、この半波整流回路によって生成された定圧
直流電圧は、制御回路１に対して過電圧保護のための検
出電圧として供給されている。

【００３５】また、さらに本実施の形態の場合には、一
次巻線Ｎ1の巻始め端部と、共振電流検出巻線ＮDを介し
た平滑コンデンサＣｉの正極端子（整流平滑電圧Ｅｉラ
イン）との間に対して、リンギング抑制回路２が直列に
挿入される。つまり、フライバックトランスＦＢＴの一
次巻線Ｎ1に対して、リンギング抑制回路２が直列に接
続されるようにして設けられるものである。

【００３６】このリンギング抑制回路２は、図示するよ
うにして、インダクタＬ10、コンデンサＣ10、及び抵抗
Ｒ10を備える。インダクタＬ10は、一次巻線Ｎ1の巻始
め端部と、共振電流検出巻線ＮDを介した平滑コンデン
サＣｉの正極端子との間に対して直列に挿入される。そ
して、このインダクタＬ10に対して、コンデンサＣ10−
抵抗Ｒ10の直列接続回路が並列に接続される。つまり、
いわゆるＬＣＲ並列共振回路を形成しているものであ
り、このＬＣＲ並列共振回路が、一次巻線Ｎ1に対して
直列に接続されている態様を採っているものである。な
お、このリンギング抑制回路２の動作については後述す
る。

【００３７】上記昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV
4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流ダ
イオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々と
直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されている。つまり、多段型整流回路を形成する。そし
て、これら５組の半波整流回路から成る多段型整流回路
に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続されること
で、二次側整流平滑回路を形成することになる。

【００３８】但し、本実施の形態においては、図示する
ように、昇圧巻線ＮHV5の巻始め端部と、平滑コンデン
サＣOHVの負極端子間に対して、図示するように、高圧
整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5と同一の導通方向によっ
て、追加高圧整流ダイオードＤHV6を直列に接続してい
る。つまり、二次側整流平滑回路の整流電流経路内にお
ける、多段型整流回路の最下段に対して追加高圧整流ダ
イオードＤHV6を設けているものである。なお、追加高
圧整流ダイオードＤHV6を設けたことによる作用効果に
ついては後述する。

【００３９】上記した二次側整流平滑回路の動作として
は次のようになる。つまり、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を、高圧整流ダイオード
ＤHV1〜ＤHV5（及び追加高圧整流ダイオードＤHV6）に
より整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電すると
いう動作が行われる。これによって、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。そ
して、この平滑コンデンサＣOHVの両端に得られた直流
電圧が直流高電圧ＥHVとして出力されることになる。こ
の直流高電圧ＥHVは、例えばＣＲＴのアノード電圧とし
て利用される。

【００４０】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、制御回路１に対して接続される。つま
り本実施の形態においては、制御回路１に対しては、検
出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2によ
り分圧して得られる電圧レベルが入力されることにな
る。

【００４１】制御回路１は、直流高電圧ＥHVの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装さ
れた駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。
これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで
形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動
回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する
動作となり、この動作によってフライバックトランスＦ
ＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギー
が変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについて所要
の一定レベルが保たれるように制御が行われる。つま
り、この図に示す回路においては、スイッチング周波数
制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図ってい
る。

【００４２】また、図２及び図３の断面図により、本実
施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴの構造例
を示しておく。先ず、図２に示すフライバックトランス
ＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つのＵ型コア
ＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせる
ことでＵ−Ｕ型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ型コアＣＲ２の磁脚端部との
対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設ける
ようにされる。そして、図示するように、Ｕ−Ｕ型コア
ＣＲの一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと高圧
巻線ボビンＨＢとを取付けることで、これら低圧巻線ボ
ビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞれ一
次巻線Ｎ1と昇圧巻線ＮHV(1〜5）を分割して巻装するよ
うにしている。この場合、低圧巻線ボビンＬＢには一次
巻線Ｎ1が巻装され、高圧巻線ボビンＨＢには昇圧巻線
ＮHVが巻装される。この時、高圧巻線ボビンＨＢには、
例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々を絶縁した状
態で巻装する必要があるため、昇圧巻線ＮHVの巻き方
は、各昇圧巻線ＮHVを所定回数巻装して得られる２つの
巻線層ごとに層間フィルムＦを挿入して巻き上げる、い
わゆる層間巻きとされている。そのうえで、上記Ｕ−Ｕ
型コアＣＲ、一次巻線Ｎ1、及び昇圧巻線ＮHVとについ
て、例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填
することで、これらの絶縁を確保する。

【００４３】そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1
〜5）を巻装したうえで、回路的には図１に示した態様
が得られるように、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高
圧整流ダイオードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。ま
た、本実施の形態においては、上記高圧整流ダイオード
ＤHV(1〜5)と共に、図１に示した追加高圧整流ダイオー
ドＤHV6も接続して取り付けが行われることになる。

【００４４】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
２に示す構造のほか、図３に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図３において図２と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。なお、図２及び図３の各図には、低圧巻線ボビンＬ
Ｂの一部分割領域に対して三次巻線Ｎ3を巻装している
状態が示されているが、これは、例えば一次側において
低圧直流電圧を得るために、その源となる低圧交番電圧
を生成する三次巻線Ｎ3を巻装する必要がある場合に対
応しているものとされる。

【００４５】そして本実施の形態においては、上記図４
又は図５に示すフライバックトランスＦＢＴの構造を採
るようにされた上で、一次側の一次巻線Ｎ1と二次側の
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とでは、密結合の状態が得られる
ようにされているものである。

【００４６】前述もしたように、本実施の形態において
は、フライバックトランスＦＢＴの二次側整流平滑回路
において、多段型整流回路の整流電流経路に対して追加
高圧整流ダイオードＤHV6が設けられるのであるが、こ
れによっては、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量Ｃｓを
小さくする作用を有している。なお、以降の説明にあた
って、図１に示した本実施の形態としての高電圧安定化
回路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの等化回
路は、先に図７に示した回路と同様とされる。つまり、
入力側に対しては一次巻線Ｎ1の自己インダクタンスＬ
ｓが並列に接続され、正極入力は、一次巻線Ｎ1のリー
ケージインダクタンスＬLKの直列接続を介して一次巻線
Ｎ1の一端と接続される。また、５組の昇圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5の分布容量を一次側に変換した静電容量Ｃｏとし
ては、一次巻線Ｎ1に対して並列となる。また、各昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量はＣｓによって示される。

【００４７】そして、上記のようにして分布容量Ｃｓが
小さくなると、（数３）によっては高次高調波のリンギ
ング電流の周波数ｆｏが高くなることになる。例えば図
１に示す回路についての実験の結果、本実施の形態の場
合には、各部の動作波形の分析から、リンギング電流の
周波数ｆｏについては、約８００ＫＨｚにまで上昇する
ことが分かった。ちなみに、（数３）及び（数２）を利
用して逆算したところ、周波数ｆｏ≒８００に対応して
は、分布容量Ｃｓ≒３５ｐＦであるとの結果が得られ
る。

【００４８】このようにしてリンギング電流の周波数
（共振周波数）ｆｏが高くなることで、主としては、二
次側に備えられる高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空
乏層容量に対してはリンギング電流が流れにくくなる。
そして、例えば本実施の形態のようにして、リンギング
電流成分について周波数ｆｏ≒８００程度にまで上昇し
た場合には、上記スイッチング素子Ｑ1、及び高圧整流
ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空乏層容量には、ほとんどリ
ンギング電流が流れないようにされる。

【００４９】さらに本実施の形態においては、一次側に
対してリンギング抑制回路２が備えられる。このリンギ
ング抑制回路２は、前述のようにＬＣＲ共振回路を形成
して、一次巻線Ｎ1に対して接続されるものである。一
次側においては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動
作に応じて、一次巻線Ｎ1にはスイッチング出力として
の交番電流が流れるのであるが、このときに、一次巻線
Ｎ1を介して流れるスイッチング出力電流に重畳される
こととなるリンギング電流成分は、リンギング抑制回路
２としてのＬＣＲ共振回路において共振電流ＩCRとして
流れることになる。これによって、主として一次側に流
れる電流に重畳されるリンギング成分は吸収、抑圧され
ることになる。また、この結果、例えばスイッチング素
子Ｑ1の空乏層容量にリンギング電流が流れることがな
いようにもされる。

【００５０】この様子を図４及び図５の波形図に示す。
図４には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、直流高電圧Ｅ
HV＝３１．５ＫＶ、直流高電流ＩHV＝ｍＡの条件での動
作波形が示され、図５には、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、直流高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高電流ＩHV＝
０ｍＡの条件での、図４と同一部位の動作波形が示され
る。また、これらの図に示される波形としては、一次側
並列共振電圧Ｖ1、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流
ＩQ1、一次巻線Ｎ1に流入する一次巻線電流Ｉ1、クラン
プダイオードＤD1に流れるクランプ電流ＩD2、リンギン
グ抑制回路２（ＬＣＲ並列共振回路）を流れる共振電流
ＩCR、及び二次側電流ＩABLが示されているものであ
る。

【００５１】なお、図４及び図５に示す実験結果を得る
のにあたっては、各部を次のように選定した。一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ昇圧巻線ＮHV（ＮHV1-ＮHV2-ＮHV3-ＮHV4-ＮHV5）＝５
３０ＴＵ−Ｕ型コアＣＲのギャップ長：Ｇ１＝Ｇ２＝０．３５
ｍｍインダクタＬ10＝１０μＨコンデンサＣ10＝４７００ｐＦ抵抗Ｒ10＝１０Ω

【００５２】リンギング抑制回路２を流れる共振電流Ｉ
CRとしては、図４及び図５からわかるように、リンギン
グ電流の周波数ｆｏにほぼ近いとされる共振周波数によ
って定常的に交番電流が流れているようにされる。この
ような共振作用により、一次巻線Ｎ1に流れるスイッチ
ング出力電流に重畳するリンギング電流成分は、スイッ
チング素子Ｑ1のオン／オフ期間の両期間において、共
振電流ＩCRとしてＬＣＲ共振回路内を流れるようにされ
る。この結果的、特に一次側に流れる電流経路に重畳さ
れるリンギング電流成分を抑制する作用を有することに
なるものである。

【００５３】このため、図４及び図５において、スイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいて、コレク
タ電流ＩQ1、共振電流ＩC1は共に、リンギング電流が重
畳されない０レベルとなっている。また、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいても、クランプ電
流ＩD2としては、リンギング電流が重畳されない０レベ
ルとなっており、また、期間ＴON内における共振電流Ｉ
C1の非導通期間としても、リンギング電流が重畳されな
い０レベルが得られている。さらに、図４及び図５のコ
レクタ電流ＩQ1、及び一次巻線電流Ｉ1としては、期間
ＴON時においてレベル上昇する期間における波形とし
て、ほとんどリンギング電流が重畳されない、直線的な
ものとなっていることが分かる。

【００５４】本実施の形態としては、先ず、上述のよう
にして空乏層容量にリンギング電流が流れないようにす
ることで、大幅な電力損失の低減が図られ、結果とし
て、電力変換効率も大幅に向上させることが可能となる
ものである。実験結果としては、交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖ、直流高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高電流Ｉ
HV＝２ｍＡの動作条件での電力変換効率は、ηAC→DC＝
８６．２％にまで向上され、また、直流高電流ＩHV＝０
ｍＡ時の無効電力は、図６に示した回路が１２．７Ｗで
あったのに対し、本実施の形態では、８．２Ｗにまで低
減された。また、入力電力についても、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ、直流高電流ＩHV＝２ｍＡの動作条件で
は、図６の回路の場合と比較して約５．４Ｗ程度の低減
が図られているものである。また、フライバックトラン
スＦＢＴの発熱も、図６の回路に比較して１０°程度低
下することとなった。

【００５５】そしてまた、図４及び図５に示される各動
作波形と、図８及び図９の各動作波形とを比較してみて
分かるように、本実施の形態の回路の場合のほうが、エ
ンベロープ波形全般に重畳されるリンギング波形として
は、目立たないものとされている。このため、本実施の
形態である図１の回路では、スイッチング周波数ｆｓの
可変制御範囲を小さいものとしても、図６の回路と同等
以上の電圧変動特性を得ることが可能となっている。

【００５６】具体的には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
±１０Ｖ、直流高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高電流
ＩHV＝２ｍＡ〜０ｍＡの範囲では、スイッチング周波数
ｆｓ＝５９．５〜５７．２ＫＨｚの可変制御範囲であ
り、その制御量としては、僅か２．５ＫＨｚにまで少な
いものとすることができた。

【００５７】なお、上記実施の形態においては、一次側
に自励式共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御
を行うのにあたって直交形制御トランスが用いられてい
るが、この直交形制御トランスの代わりに、先に本出願
人により提案された斜交形制御トランスを採用すること
ができる。上記斜交形制御トランスの構造としては、こ
こでの図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの
場合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字
形コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そ
して、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線
ＮBを巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動
巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるように
される。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れ
か一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位
置関係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を
対角の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装
するものである。そして、このような斜交形制御トラン
スを備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の
電流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻
線のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られ
る。これにより、スイッチング素子をターンオフするた
めの負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子
の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴って
スイッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くな
り、スイッチング素子の電力損失をより低減することが
可能になるものである。

【００５８】また、本実施の形態の回路においては、一
次側に備えられるべきスイッチングコンバータとして、
自励式もしくは他励式とされて、シングルエンド方式を
採る電圧共振形コンバータを備えた場合を例に挙げた
が、例えばスイッチング素子を２組備える、いわゆるプ
ッシュプル方式による、自励式又は他励式の電圧共振形
コンバータとされても構わないものである。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように本発明の高電圧安定
化回路は、その基本的構成として、直流化された商用交
流電源を入力してスイッチング動作を行うスイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備え、この電
圧共振形コンバータのスイッチング出力を、直接的にフ
ライバックトランス（高圧出力トランス）の一次巻線に
対して伝送するようにしている。そして、このフライバ
ックトランスの二次側に接続される高電圧用の整流回路
によって、例えばＣＲＴのアノード電圧としての直流高
電圧を得るようにされる。また、上記直流高電圧の安定
化については、直流高電圧のレベルに応じて一次側電圧
共振形コンバータのスイッチング周波数を制御すること
でこれを行うようにされる。係る構成によっては、高電
圧安定化回路として一次側に設けるべきスイッチングコ
ンバータは１組で済むことになるので、元来から、高い
電力変換効率を得るのに有利であるといえる。

【００６０】そして本発明では、上記基本的構成に対
し、インダクタ、コンデンサ及び抵抗素子により形成さ
れる並列共振回路（ＬＣＲ並列共振回路）を、フライバ
ックトランスの一次巻線に対して直列に接続すること
で、一次巻線を介して流れるスイッチング出力電流に重
畳されるリンギング電流成分をここに流し込んで、吸
収、抑制するようにされる。

【００６１】これによって、結果的には、リンギング電
流による電力損失の低減、及び入力電力の低減などが図
られることで、電力変換効率をさらに向上させることが
可能となるものである。また、これに伴って、電圧共振
形コンバータを形成するスイッチング素子に対して設け
るべき放熱板を省略することが可能となるので、回路の
小型軽量化も促進されることとなった。さらには、フラ
イバックトランス（高圧出力トランス）の発熱も抑制さ
れる。

【００６２】そしてまた、リンギング電流が高周波化さ
れることで、直流高電圧の電圧変動特性の劣化も防がれ
るために、安定化のためのスイッチング周波数の可変制
御範囲も小さくて済み、例えばそれだけ回路設計が容易
となるという利点も有している。

【００６３】さらに本発明としては、上記構成に対し
て、直流高電圧を生成するための多段型整流回路の整流
電流経路に対して、直列に追加高圧整流ダイオード素子
を直列に設けるようにして、フライバックトランスの構
造に起因して発生するリンギング電流の高周波化を図る
ことで、特に二次側におけるリンギング電流の発生を抑
制するようにされている。つまり、追加高圧整流ダイオ
ード素子及び先のＬＣＲ並列共振回路とを併用すること
で、本発明としては、リンギング電流の抑制をより有効
に行うことが可能となるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての高電圧安定化回路
の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の高電圧安定化回路に備えられる
フライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間
巻きされる場合を示す断面図である。

【図３】本実施の形態の高電圧安定化回路に備えられる
フライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割
巻きされる場合を示す断面図である。

【図４】本実施の形態の高電圧安定回路における要部の
動作波形を示す波形図である。

【図５】本実施の形態の高電圧安定回路における要部の
動作波形を示す波形図である。

【図６】先行技術としての高電圧安定化回路の構成例を
示す回路図である。

【図７】フライバックトランスの等化回路を示す等化回
路図である。

【図８】図６に示す高電圧安定化回路における要部の動
作波形を示す波形図である。

【図９】図６に示す高電圧安定化回路における要部の動
作波形を示す波形図である。

【符号の説明】

１制御回路、２リンギング抑制回路、４０高圧発
生回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素
子、ＦＢＴフライバックトランス、ＰＲＴ直交形制
御トランス、Ｌ10 インダクタ、Ｃ10 コンデンサ、Ｒ
10 抵抗、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次
巻線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整
流ダイオード、ＤHV6 追加高圧整流ダイオード、ＣOHV
平滑コンデンサ、ＮC 制御巻線、ＮB 駆動巻線、Ｎ
D 共振電流検出巻線、ＣB 共振コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を整流平滑化して直流入力
電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備え、上記直流入力電圧を断続して
出力するスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
して形成される一次側並列共振回路と、上記スイッチング手段のスイッチング出力が伝達される
一次巻線と、この一次巻線とは密結合とされて、高圧と
される所要のレベルの昇圧交番電圧が励起される二次巻
線とを備える高圧出力トランスと、上記昇圧交番電圧を入力して高圧とされる所要のレベル
の直流高電圧を生成して出力する直流高電圧生成手段
と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素
子のスイッチング周波数を可変することで、上記直流高
電圧に対する定電圧制御を行うようにされる定電圧制御
手段と、上記一次巻線に対して直列に接続され、インダクタ、コ
ンデンサ及び抵抗素子により形成される並列共振回路
と、を備えることを特徴とする高電圧安定化回路。
【請求項２】上記直流高電圧生成手段は、分割された上記二次巻線ごとに整流ダイオードを直列に
挿入することで、上記昇圧交番電圧を整流する多段型整
流回路と、この多段型整流回路の整流出力を平滑化する
平滑コンデンサを備えることで、高圧とされる所要のレ
ベルの直流高電圧を生成して出力すると共に、上記多段
型整流回路の整流電流経路に対して直列に挿入されるダ
イオード素子を設けて形成される、ことを特徴とする請求項１に記載の高電圧安定化回路。