CN105656312A - 开关电源装置 - Google Patents

开关电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN105656312A
CN105656312A CN201510742271.9A CN201510742271A CN105656312A CN 105656312 A CN105656312 A CN 105656312A CN 201510742271 A CN201510742271 A CN 201510742271A CN 105656312 A CN105656312 A CN 105656312A
Authority
CN
China
Prior art keywords
output voltage
circuit
direct current
signal
switching power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201510742271.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105656312B (zh
Inventor
西岛健
西岛健一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN105656312A publication Critical patent/CN105656312A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105656312B publication Critical patent/CN105656312B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

提供对从轻负载向重负载突变时的负载响应进行了改善的初级侧控制方式的开关电源装置。输出电压检测部(16)在变压器的初级侧检测出直流输出电压(Vout)的变化，控制电路(13)输出适应该检测出的直流输出电压的变化的频率的栅极信号(Vg)，使直流输出电压稳定化。此外，具备包含电容器(C4、C6)与电容器(C5)和/或电阻器(R5)的负载突变检测部(17)，该负载突变检测部检测出由负载突变引起的直流输出电压的下降。由此，就控制电路而言，在轻负载时以长周期进行开关控制，此时由于负载突变检测部无需等到下一个周期的开关就检测出负载突变的时机，从而使栅极信号的频率可变为适应重负载的频率，所以能够抑制向重负载突变时的直流输出电压的下降。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及开关电源装置，特别地涉及通过使与被施加了第一直流电压的变压器的初级侧连接的半导体开关进行开关动作来在变压器的次级侧输出第二直流电压的开关电源装置。
背景技术
就绝缘型开关电源装置而言，如果面向数十瓦以下的小容量电力，则通常应用反激式的开关电源装置。反激式的开关电源装置使用将在初级侧和次级侧的绕组的绕线方向或分接头的接法设置为相反而具有反向特性的变压器，并使串联连接于变压器的初级侧绕组的半导体开关进行开关动作从而将变压器的初级侧的电力传递到次级侧。即，在半导体开关的导通期间通过电流流通使能量储存在变压器，并在半导体开关切换为关断时，使被储存的能量从变压器的次级侧的绕组通过二极管输出。
作为使该反激式的开关电源装置的次级侧的输出电压稳定化的方式，公知的有利用光电耦合器将次级侧的输出电压变化反馈到初级侧的控制电路的次级侧控制方式(例如，参照非专利文献1)。此外，公知的有利用极性与变压器的次级侧的绕组相同的辅助绕组间接地检测出次级侧的绕组的电压变化并反馈到初级侧的控制电路的初级侧控制方式(例如，参照专利文献1)。
在次级侧控制方式中，利用并联稳压器检测出次级侧的输出电压变化，并经由光电耦合器将该检测出的输出电压变化反馈到初级侧，从而使输出电压稳定化。但是，该次级侧控制方式的开关电源装置为了输出电压的稳定化而需要包括并联稳压器和光电耦合器的较多部件，因此，最近，能够减少部件数量的初级侧控制方式受到关注。
图7是示出采用了现有的初级侧控制方式的反激式的开关电源装置的一例的电路图，图8是现有的反激式的开关电源装置的负载突变时的动作图，图9是示出具有降噪功能的反激式的开关电源装置的一例的电路图。
该开关电源装置具有接收直流输入电压Vin的端子11、12，该端子11、12连接有滤波用的电容器C1。在该电容器C1并联连接有变压器T的初级绕组Np和由MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的半导体开关S1的串联连接电路。半导体开关S1连接有控制该开关电源装置的控制电路13。
变压器T具有用于获得控制电路13的电源的辅助绕组Naux。在该辅助绕组Naux连接有由二极管D1和电容器C2构成的整流滤波电路，其输出电压被提供给控制电路13。此外，辅助绕组Naux与电阻器R1、R2的串联电路并联连接，通过将电阻器R1、R2的共同连接部连接于控制电路13并提供反馈信号来进行初级侧控制。
在变压器T的次级绕组Ns连接有由二极管D2和电容器C3构成的整流滤波电路，并以在端子14、15处输出直流输出电压Vout的方式构成。此外，在端子14、15之间连接有抑制直流输出电压Vout在轻负载时或无负载时上升的假负载(dummy)电阻器R3。
应予说明，该开关电源装置中的初级侧电路的基准电位连接于初级侧地PGND，此外，次级侧电路的基准电位连接于次级侧地SGND。
在以上的构成的开关电源装置中，如果向端子11、12提供直流输入电压Vin，则该直流输入电压Vin由电容器C1进行滤波，并施加到由变压器T的初级绕组Np和半导体开关S1构成的串联电路。这里，如果控制电路13对半导体开关S1进行导通控制，则电流在变压器T的初级绕组Np流通从而在变压器T储存能量。然后，如果控制电路13对半导体开关S1进行关断控制，则储存在变压器T的能量被释放，电流从次级绕组Ns通过二极管D2而流通。该电流由电容器C3进行滤波，从而成为直流输出电压Vout。
在次级绕组Ns处产生电压时，在辅助绕组Naux处也产生与在次级绕组Ns处产生的电压(在直流输出电压Vout上加上二极管D2的正向电压得到的电压)成比例的电压，该电压由电阻器R1、R2进行分压。由电阻器R1、R2分压的电压信号作为与直流输出电压Vout相当的反馈信号而提供给控制电路13的端子VS1。控制电路13在端子OUT输出控制半导体开关S1的栅极信号Vg。此时，控制电路13基于提供给端子VS1的电压信号来改变使半导体开关S1导通和关断的栅极信号的周期或占空比，使直流输出电压Vout稳定化。即，在像轻负载时或无负载时那样直流输出电压Vout基本不变化的情况下，控制电路13将半导体开关S1的栅极信号Vg的导通宽度固定(为最小的宽度)，并且延长周期(降低频率)从而减小消耗电力。另一方面，在负载变重直流输出电压Vout下降时，控制电路13根据提供给端子VS1的电压使半导体开关S1的栅极信号Vg的周期变短(提高频率)，根据情况的不同在达到最大频率时进行扩大占空比的PWM(PulseWidthModulation：脉宽调制)控制，使提供给次级侧电路的能量增大。
这里，对开关电源装置在轻负载或无负载下进行动作的过程中突变为重负载时的动作进行说明。如图8所示，开关电源装置在轻负载或无负载下进行动作的过程中，输出电流Iout流通微小电流，直流输出电压Vout被控制为大致一定的电压。此外，半导体开关S1进行由长周期Ta的栅极信号Vg控制的开关动作，通过上述微小电流来补充被消耗的能量。
在从轻负载或无负载的状态突变为重负载的状态时，输出电流Iout突增为适应负载的值，而直流输出电压Vout逐渐下降。该由负载突变引起的直流输出电压Vout的下降，通过在半导体开关S1的下一个开关动作时施加到控制电路13的端子VS1的信号而检测出，于是控制电路13使栅极信号Vg变为短周期Tb。由此，直流输出电压Vout渐渐上升恢复为预定的值的电压。应予说明，直流输出电压Vout的下降(ΔVout)的程度根据开关电源装置在轻负载或无负载时的周期Ta的哪个时刻发生了负载突变而变化。即，发生了负载突变的时刻越接近栅极信号Vg的脉冲输出完成时刻直流输出电压Vout的下降(ΔVout)的程度越小，如果越接近下一个脉冲输出，则产生负载突变的检测延迟使直流输出电压Vout的下降(ΔVout)的程度变得越大。应予说明，对于从重负载向轻负载或无负载的负载突变，由于栅极信号Vg从短周期(高频)变为长周期(低频)，所以不会对负载突变的检测产生延迟，直流输出电压Vout的上升(ΔVout)的程度小。
此外，开关电源装置伴随着半导体开关S1的开关动作产生EMI(Electro-MagneticInterference：电磁干扰)噪声，而通常会降低这样的EMI噪声(例如，参照非专利文献1、专利文献2)。
在图9所示的开关电源装置中，具有非专利文献1或专利文献2记载的那样的降噪功能。即，在该开关电源装置中，在变压器T中，在相互处于浮动状态的初级侧的初级侧地PGND和次级侧的次级侧地SGND之间插入有电容器C4。由此，伴随着半导体开关S1的开关动作而产生的EMI噪声从距离该发生源最近的初级侧地PGND经由电容器C4进入作为负载侧的壳体接地的次级侧地SGND，并被衰减。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-116026号公报(第【0003】段～第【0005】段，图10)
专利文献2：日本特开平6-98539号公报(第【0014】段～第【0018】段，图1)
非专利文献
非专利文献1：FairchildSemiconductor、“AN-6756_JAFAN6756在低待机电力反激电源的应用”，[online]、2012年3月22日、FairchildSemiconductorCorporation、[2014年9月1日检索]、互联网<URL:https://www.fairchildsemi.co.jp/an/AN/AN-6756.pdf>
发明内容
技术问题
在采用了现有的初级侧控制方式的反激式的开关电源装置中，如果半导体开关不进行开关动作，则无法检测出次级侧的输出电压并反馈到初级侧。特别地，在轻负载时或无负载时的开关电源装置动作的情况下，由于半导体开关的开关动作的周期长，所以在长周期的期间负载突变为重负载时，该负载的突变在直到下一个开关动作为止无法检测出。因此，具有如下问题：在从负载的突变到通过下一个开关动作检测出输出电压的下降而开始由短周期控制的开关动作前产生检测延迟，且根据负载突变的时刻的不同会导致输出电压下降幅度过大。
本发明为鉴于这样的问题而完成的，目的在于提供改善在轻负载或无负载下进行动作的过程中产生向重负载的突变的情况的负载响应，从而能够抑制输出电压下降的初级侧控制方式的开关电源装置。
技术方案
在本发明中，为了解决上述课题而提供一种开关电源装置。该开关电源装置具备：变压器，其具有被输入直流电压的初级绕组、次级绕组和辅助绕组；半导体开关，其与初级绕组串联连接并进行开关动作；输出电压生成电路，其通过与次级绕组连接的整流滤波电路输出直流输出电压；输出电压检测部，其与辅助绕组连接，生成并输出与输出电压生成电路的直流输出电压相当的输出电压检测信号；控制电路，其接收输出电压检测信号并输出通过对半导体开关进行开关控制而使直流输出电压稳定化的控制信号；以及负载突变检测部，其与输出电压生成电路连接，检测直流输出电压向骤降的方向变化的负载突变并将负载突变检测信号输出到控制电路。这里，控制电路在接收到负载突变检测信号时，对半导体开关进行开关控制使输出电压检测部能够检测到接收到负载突变检测信号后的直流输出电压。
技术效果
上述构成的开关电源装置，通过使控制电路接收负载突变检测信号从而对半导体开关进行开关控制，而成为使位于初级侧的输出电压检测部能够马上得知次级侧的直流输出电压的状态的状态，因此具有改善负载响应的优点。
负载突变检测部以利用为了噪声对策而设置的电容器将次级侧的直流输出电压的状态反馈到初级侧的方式构成，由此能够以简单的构成来实现。
附图说明
图1是示出第一实施方式的开关电源装置的一例的电路图。
图2是在第一实施方式的开关电源装置的负载突变时，选择单独的电容器作为负载突变检测部的阻抗元件的情况的主要部分动作波形图。
图3是示出使输出电流突变时的直流输出电压的变化幅度的实验值例的图。
图4是示出控制电路的构成例的电路图。
图5是第二实施方式的开关电源装置中的可变频率振荡器的特性图。
图6是说明第二实施方式的开关电源装置的动作的图。
图7是示出采用了现有的初级侧控制方式的反激式的开关电源装置的一例的电路图。
图8是现有的反激式的开关电源装置的负载突变时的动作图。
图9是示出具有降噪功能的反激式的开关电源装置的一例的电路图。
符号说明
11、12：端子
13：控制电路
14、15：端子
16：输出电压检测部
17：负载突变检测部
C1、C2、C3、C4、C5、C6：电容器
CP1、CP2、CP3：比较器
CS：初级侧电流检测信号
D1、D2：二极管
DRV：驱动电路
EA：误差放大器
FF1：触发器
Iout：输出电流
Naux：辅助绕组
Np：初级绕组
Ns：次级绕组
OR1：OR电路
OS1、OS2：单触发电路
OSC：可变频率振荡器
PGND：初级侧地
R1、R2、R4、R5：电阻器
R3：假负载电阻器
S1：半导体开关
SGND：次级侧地
SH：采样保持电路
T：变压器
Vtrig：触发信号
V01、V02、V03：基准电压源
VCC：电源电压
VFB：反馈信号
VS1：输出电压检测信号
VS2：负载突变检测信号
Vg：栅极信号
Vin：直流输入电压
Vout：直流输出电压
Vref：基准电压源
Vth1、Vth2、Vth3：阈值
fs：开关频率
Ta：开关周期(轻负载、低频)
Tb：开关周期(重负载、高频)
具体实施方式
以下，以应用于采用了初级侧控制方式的反激式的开关电源装置的情况为例参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。应予说明，在以下的说明中，图中的电路的端子名与在该端子上的电压、信号等使用相同符号。
图1是示出第一实施方式的开关电源装置的一例的电路图，图2是在第一实施方式的开关电源装置的负载突变时，选择单独的电容器作为负载突变检测部的阻抗元件的情况的主要部分动作波形图，图3是示出使输出电流突变时的直流输出电压的变化幅度的实验值例的图。应予说明，在图1中，对于与图7所示的电路中的构成要素相同或相等的构成要素标有相同符号。
该开关电源装置具有接收直流输入电压Vin的端子11，该端子11连接于电容器C1的一个端子，并且连接于变压器T的初级绕组Np的一个端子。电容器C1的另一个端子连接于电位与初级侧地PGND的电位相等的端子12。变压器T的初级绕组Np的另一个端子连接于由MOSFET构成的半导体开关S1的漏极。半导体开关S1的源极经由检测在变压器T的初级绕组Np流通的电流的电阻器R4连接于端子12，并且连接于控制电路13的端子CS。半导体开关S1的栅极连接于控制电路13的端子OUT。
变压器T具有辅助绕组Naux，其一个端子连接于二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接于电容器C2的一个端子和控制电路13的端子VCC。电容器C2的另一个端子连接于辅助绕组Naux的另一个端子、控制电路13的端子GND和端子12。
此外，就辅助绕组Naux而言，在其两个端子并联连接有电阻器R1、R2的串联电路，构成监视直流输出电压Vout的变化的输出电压检测部16。电阻器R1、R2的共同连接部与控制电路13的端子VS1相连。
变压器T具有次级绕组Ns，其一个端子连接于二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接于电容器C3的一个端子和成为输出直流输出电压Vout的电压输出端子的端子14。电容器C3的另一个端子连接于次级绕组Ns的另一个端子和电位与次级侧地SGND的电位相等的端子15。在端子14、15之间还连接有用于抑制直流输出电压Vout在轻负载时或无负载时上升的假负载电阻器R3。这里，具有二极管D2和电容器C3的整流滤波电路与假负载电阻器R3构成输出电压生成电路。
变压器T的次级绕组Ns的另一个端子连接于作为开关电源装置的噪声对策而使用的电容器C4的一个端子，电容器C4的另一个端子连接于与初级侧地PGND的电位相等的一侧的电阻器R4的端子。在该开关电源装置中，进一步地，在电容器C4和电阻器R4的共同连接部与次级侧电路的端子14之间插入有由并联连接的电容器C5和电阻器R5构成的阻抗元件与电容器C6的串联电路。电容器C5和电阻器R5的并联电路与电容器C6的共同连接部连接于控制电路13的端子VS2。这里，电容器C4、C5、C6和电阻器R5连接于次级侧的端子14、15之间，构成检测直流输出电压Vout的输出变化的负载突变检测部17。虽然在图1中作为阻抗元件示出了由电容器C5和电阻器R5构成的并联电路，但是作为阻抗元件可以是单独的电容器C5或单独的电阻器R5。根据选择什么元件作为阻抗元件，负载突变的检测原理不同。
在选择了单独的电容器C5作为阻抗元件的情况下，如果直流输出电压Vout发生变化，则在端子14、15之间的电压的变化部分(ΔVout)由电容器C6、电容器C5和电容器C4进行分压，并将在电容器C5和电容器C6的连接点出现的电压信号反馈到控制电路13的端子VS2。例如，在电容器C4、C5、C6的电容值全部相等的情况下，直流输出电压Vout的变化部分(ΔVout)被三等分的负载突变检测信号VS2(ΔVout/3)输入到控制电路13的端子VS2。
此外，在选择了单独的电阻器R5作为阻抗元件的情况下，成为了直流输出电压Vout输入到由合成电容器(由电容器C4和C6构成)和电阻器R5构成的微分电路的形式，因此由该微分电路得到的直流输出电压Vout的微分波形作为负载突变检测信号VS2而输入到控制电路13的端子VS2。
此外，在选择了由电容器C5和电阻器R5构成的并联电路作为阻抗元件的情况下，合成了直流输出电压Vout的变化部分(ΔVout)的分压信号与直流输出电压Vout的微分信号的信号作为负载突变检测信号VS2而输入到控制电路13的端子VS2。
控制电路13接收由负载突变检测部17得到的负载突变检测信号从而判断负载突变，此时的检测电平基于实际使输出电流Iout变化时的直流输出电压Vout的变化幅度来设定。根据图3所示的实验值，在使输出电流Iout从约0安培(A)突变为1.5安培时，以及，从约0安培突变为3安培时，直流输出电压Vout的变化部分(ΔVout)都下降得比﹣1伏特(V)低(绝对值比1V大)。此外，在使输出电流Iout从1.5安培突变为3安培时，变化部分(ΔVout)变为﹣0.5伏特，因此，例如在根据直流输出电压Vout的变化部分(ΔVout)的分压水平检测出自轻负载(输出电流Iout≈0V)的负载突变的情况下，可以将检测电平设定为﹣0.2伏特的程度进行动作。在使用直流输出电压Vout的微分波形的情况下也同样基于使输出电流Iout变化时的数据来确定电路常数。
在以上的构成的开关电源装置中，如果在端子11、12接收直流输入电压Vin，则该直流输入电压Vin由电容器C1整流，并施加于由变压器T的初级绕组Np、半导体开关S1和电阻器R4构成的串联电路。这里，在控制电路13输出使半导体开关S1导通的栅极信号Vg时，半导体开关S1被导通而使电流在变压器T的初级绕组Np流通，并在变压器T储存能量。此时，在变压器T的次级绕组Ns和辅助绕组Naux产生的感应电流，由于二极管D2、D1反向所以不会流通。
然后，在控制电路13输出使半导体开关S1关断的栅极信号Vg而使半导体开关S1关断时，储存在变压器T的能量被释放，电流从次级绕组Ns通过二极管D2流通。该电流由电容器C3整流而成为直流输出电压Vout。
在次级绕组Ns流通有电流时，在辅助绕组Naux也流通与在次级绕组Ns流通的电流相当的电流，该电流通过二极管D1而流通，并由电容器C2整流成为提供到控制电路13的端子VCC的电源电压VCC。辅助绕组Naux的电压由输出电压检测部16的电阻器R1、R2进行分压，分压得到的输出电压检测信号VS1作为与直流输出电压Vout相当的信号而提供到控制电路13的端子VS1。控制电路13基于提供到端子VS1的输出电压检测信号VS1来改变使半导体开关S1导通和关断的栅极信号Vg的周期或占空比，从而使直流输出电压Vout稳定化。即，在像轻负载时或无负载时那样直流输出电压Vout基本不变化的情况下，控制电路13将半导体开关S1的栅极信号Vg固定为最小的导通宽度，延长周期(降低频率)从而降低消耗电力。另一方面，在负载变重而直流输出电压Vout逐渐下降时，控制电路13根据提供到端子VS1的电压将半导体开关S1的栅极信号Vg以使其为被固定的最小的导通宽度的方式缩短该周期(提高频率)，从而使提供给端子14、15的能量增加。根据情况，在频率达到最大频率时，控制电路13进行增大栅极信号Vg的占空比的PWM控制。
这里，对开关电源装置在轻负载或无负载下进行动作的过程中突变为重负载时的动作进行说明。如图2所示，开关电源装置在轻负载或无负载下进行动作的过程中，输出电流Iout流通微小电流，直流输出电压Vout被控制为大致一定的电压。此外，半导体开关S1根据长周期的栅极信号Vg进行开关动作。应予说明，图2是选择单独的电容器C5作为负载突变检测部17的阻抗元件的情况的波形图。
开关电源装置在该轻负载或无负载状态下进行动作时，如果负载状态突变为重负载，则输出电流Iout突增为适应负载的值，且伴随着该突增直流输出电压Vout逐渐下降。由该负载突变引起的直流输出电压Vout下降的变化部分由负载突变检测部17进行分压，并将该分压得到的负载突变检测信号VS2输入到控制电路13的端子VS2。控制电路13接收负载突变检测信号VS2而生成触发信号Vtrig，并输出使半导体开关S1仅导通和关断一次的栅极信号Vg。在半导体开关S1从导通切换为关断时，控制电路13能够通过从输出电压检测部16接收与直流输出电压Vout相当的输出电压检测信号VS1来检测出直流输出电压Vout的状态。此时，得知直流输出电压Vout由于负载突变而下降的情况，因此控制电路13为了使直流输出电压Vout恢复到预定的值的电压，而缩短栅极信号Vg的周期(提高频率)，根据情况进一步地扩大占空比。应予说明，负载突变检测部17不仅检测从轻负载或无负载向重负载的负载突变，也检测从重负载向轻负载或无负载的负载突变，但是控制电路13对于从重负载向轻负载或无负载的负载突变的检测的处理为将其无视。这是因为由于重负载时的开关频率原本就高，所以对从重负载向轻负载或无负载的负载突变的响应足够快。
图4是示出控制电路的构成例的电路图。
控制电路13具有对由输出电压检测部16检测出的输出电压检测信号VS1进行采样并保持的采样保持电路SH，该采样保持电路SH的输出端子连接于误差放大器EA的反相输入端子。误差放大器EA的非反相输入端子连接于输出基准电压Vref的基准电压源Vref的正极端子，基准电压源Vref的负极端子连接于初级侧地PGND。误差放大器EA的输出端子连接于可变频率振荡器OSC、比较器CP1的非反相输入端子和比较器CP2的第一反相输入端子。可变频率振荡器OSC的输出端子连接于单触发电路OS1的输入端子，单触发电路OS1的输出端子连接于触发器FF1的置位输入端子S。
比较器CP1的反相输入端子连接于输出基准电压V01的基准电压源V01的正极端子，基准电压源V01的负极端子连接于初级侧地PGND。比较器CP1的输出端子连接于单触发电路OS1的禁用端子。
比较器CP2的非反相输入端子接收由电阻器R4检测出的初级侧电流检测信号CS，比较器CP2的第二反相输入端子连接于输出基准电压V02的基准电压源V02的正极端子。基准电压源V02的负极端子连接于初级侧地PGND。比较器CP2的输出端子连接于触发器FF1的复位输入端子R。触发器FF1的输出端子Q连接于OR电路OR1的一个输入端子。
来自负载突变检测部17的负载突变检测信号VS2输入到比较器CP3的反相输入端子，比较器CP3的非反相输入端子连接于输出基准电压V03的基准电压源V03的正极端子。基准电压源V03的负极端子连接于初级侧地PGND。比较器CP3的输出端子连接于单触发电路OS2的输入端子，单触发电路OS2的输出端子连接于OR电路OR1的另一个输入端子。OR电路OR1的输出端子连接于驱动电路DRV的输入端子，驱动电路DRV的输出端子连接于控制电路13的端子OUT。
在以上的构成的控制电路中，将由采样保持电路SH保持的输出电压检测信号VS1与基准电压源Vref的差被放大得到的误差信号作为反馈信号VFB并从误差放大器EA输出。该反馈信号VFB被输入到可变频率振荡器OSC，可变频率振荡器OSC输出适应反馈信号VFB的大小的频率的脉冲信号。
应予说明，比较器CP1与单触发电路OS1的禁用端子将在后述的第二实施方式中使用，在本第一实施方式中不使用。
比较器CP2将初级侧电流检测信号CS与反馈信号VFB和基准电压V02中小的一方的信号(电压)进行比较，在初级侧电流检测信号CS小时输出低电平信号，在初级侧电流检测信号CS达到反馈信号VFB和基准电压V02中小的一方的信号(电压)时输出高电平信号从而将触发器FF1复位。此时，从触发器FF1的输出端子Q输出的信号经由OR电路OR1而提供到驱动电路DRV，并从端子OUT作为栅极信号Vg输出。
作为半导体开关S1的控制，在通过来自单触发电路OS1的脉冲使触发器FF1置位时，半导体开关S1导通而初级侧电流检测信号CS增大。在增大的初级侧电流检测信号CS达到反馈信号VFB和基准电压V02中小的一方的信号(电压)时触发器FF1被复位，半导体开关S1关断。该关断状态持续到从单触发电路OS1输出下一个脉冲为止。通过反复进行这个动作来控制半导体开关S1的导通和关断动作。应予说明，基准电压V02为设定过电流电平的电压。
来自负载突变检测部17的负载突变检测信号VS2由比较器CP3来与基准电压V03进行比较，并在未检测到负载突变检测信号VS2时，不产生使单触发电路OS2触发的信号。如果负载突变检测信号VS2低于基准电压V03，则从比较器CP3输出高电平信号。由此，单触发电路OS2输出单触发的触发信号Vtrig，并经由OR电路OR1和驱动电路DRV强制使半导体开关S1仅导通和关断一次。由此，在关断了半导体开关S1时，由于控制电路13会接收与直流输出电压Vout相当的输出电压检测信号VS1，所以能够在负载突变后马上检测到直流输出电压Vout的状态。
图5是第二实施方式的开关电源装置中的可变频率振荡器的特性图，图6是说明第二实施方式的开关电源装置的动作的图。应予说明，第二实施方式的开关电源装置具有与图1所示的第一实施方式的开关电源装置相同的构成，但是变更了可变频率振荡器OSC的特性。即，第一实施方式的开关电源装置的可变频率振荡器OSC，在最大频率以下时，单纯地振荡并输出适应反馈信号VFB的大小的频率的脉冲信号。
在该第二实施方式的开关电源装置中，可变频率振荡器OSC根据反馈信号VFB的电平范围来变更开关频率fs。即，如图5和图6所示，开关频率fs的最大频率在可变频率振荡器OSC内被设定为65千赫兹(kHz)的频率，如果反馈信号VFB为阈值Vth1以上，则以65kHz的固定频率进行振荡。应予说明，根据情况，在开关频率fs达到最大频率时，进行改变占空比的PWM控制。反馈信号VFB从阈值Vth1下降到阈值Vth2为止的范围，被设定为开关频率fs与反馈信号VFB成比例在65kHz～25kHz的范围进行振荡的可变频率区域。反馈信号VFB从阈值Vth2下降到阈值Vth3为止的范围，被设定为开关频率fs以固定25kHz进行振荡的最小频率区域。并且，反馈信号VFB比阈值Vth3小的范围，被设定为开关频率fs不进行振荡的突发(burst)动作区域。
即使反馈信号VFB变得比阈值Vth3小时停止开关动作的功能未设置在可变频率振荡器OSC，也能够通过使用上述的比较器CP1和单触发电路OS1的禁用端子来实现。即，设置可变频率振荡器OSC在反馈信号VFB为阈值Vth2以下时一直输出最小频率的信号，并将输入到比较器CP1的反相输入端子的基准电压V01的值设置为与Vth3相等即可。由此，在反馈信号VFB变得比阈值Vth3小时，比较器CP1的输出，即单触发电路OS1的禁用端子为低电平，单触发电路OS1被禁用而停止该动作。因此，如果反馈信号VFB变得比阈值Vth3小，则触发器FF1的置位输入端子S不会被输入置位脉冲，因此开关动作被停止。
根据上述构成，在轻负载状态下如果直流输出电压Vout上升而使反馈信号VFB变得比阈值Vth3小，则开关动作被停止，如果在开关动作停止的状态下经过一段时间，则直流输出电压Vout下降而使反馈信号VFB增大，并再次进行25kHz的振荡从而使直流输出电压Vout恢复，反馈信号VFB变为阈值Vth3以下。在轻负载状态期间反复进行这样的间歇动作。这样，可变频率振荡器OSC不进行比25kHz小的频率，特别是在包含可听频率域(1kHz～20kHz)的区域的振荡。因此，在待机运转那样的轻负载状态下，不会产生由在低于25kHz的频率下的振荡停止引起的待机电力下降和可听域的噪声的产生。此外，因为设置有不进行开关动作的期间，所以能够抑制由低负载时的开关动作产生的能量损耗。
应予说明，对于第二实施方式的开关电源装置的可变频率振荡器OSC而言，虽然反馈信号VFB以阈值Vth3作为临界进行间歇动作，但是也可以使用两个振荡器来构成可变频率振荡器OSC。即，可变频率振荡器OSC的构成为具有振荡可变频率的脉冲的第一振荡器和以例如10Hz左右的频率来振荡导通期间短的脉冲的第二振荡器，并获取可变频率的脉冲和导通期间短的脉冲的逻辑积。由此，可变频率振荡器OSC能够在轻负载时进行在10Hz(100毫秒)期间输出例如三个脉冲的固定频率的突发动作。由于根据本发明对从轻负载或无负载向重负载的负载突变的响应变得足够快，所以能够采用使用了两个振荡器的可变频率振荡器OSC的构成。

Claims (6)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：
变压器，其具有被输入直流电压的初级绕组、次级绕组和辅助绕组；
半导体开关，其与所述初级绕组串联连接并进行开关动作；
输出电压生成电路，其通过与所述次级绕组连接的整流滤波电路输出直流输出电压；
输出电压检测部，其与所述辅助绕组连接，生成并输出与所述输出电压生成电路的所述直流输出电压相当的输出电压检测信号；
控制电路，其接收所述输出电压检测信号并输出通过对所述半导体开关进行开关控制而使所述直流输出电压稳定化的控制信号；以及
负载突变检测部，其与所述输出电压生成电路连接，检测所述直流输出电压向骤降的方向变化的负载突变并将负载突变检测信号输出到所述控制电路，
所述控制电路在接收到所述负载突变检测信号时，对所述半导体开关进行开关控制使所述输出电压检测部能够检测到接收到所述负载突变检测信号后的所述直流输出电压。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述负载突变检测部具备：第一电容器，其一端与所述输出电压生成电路的次级侧地连接，另一端与所述变压器的初级侧电路的初级侧地连接；阻抗元件，其一端与所述第一电容器的另一端连接；第二电容器，其一端与所述阻抗元件的另一端连接，另一端与所述输出电压生成电路的电压输出端子连接，将在所述阻抗元件的两端产生的信号作为所述负载突变检测信号输出到所述控制电路。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，所述阻抗元件为电阻器、第三电容器和所述电阻器与所述第三电容器的并联电路中的任一个。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，所述负载突变检测部的所述第一电容器使用连接于所述输出电压生成电路的次级侧地和所述变压器的初级侧电路的初级侧地之间的为了降低伴随着所述半导体开关的开关动作产生的噪声而设置的降噪用电容器。
5.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制电路输出所述控制信号，所述直流输出电压越稳定所述控制信号的频率越低，所述直流输出电压越下降所述控制信号的频率越高。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制电路在包含可听域的低频区域停止所述控制信号的振荡。
CN201510742271.9A 2014-11-27 2015-11-04 开关电源装置 Active CN105656312B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014-240223 2014-11-27
JP2014240223A JP6439409B2 (ja) 2014-11-27 2014-11-27 スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105656312A true CN105656312A (zh) 2016-06-08
CN105656312B CN105656312B (zh) 2019-04-26

Family

ID=56079814

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510742271.9A Active CN105656312B (zh) 2014-11-27 2015-11-04 开关电源装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9515561B2 (zh)
JP (1) JP6439409B2 (zh)
CN (1) CN105656312B (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108880258A (zh) * 2017-05-12 2018-11-23 通嘉科技股份有限公司 应用于电源转换器的二次侧的控制器及其操作方法
CN111697832A (zh) * 2019-03-14 2020-09-22 宏碁股份有限公司 电源供应电路
CN112400273A (zh) * 2018-07-17 2021-02-23 索尼公司 开关电源
CN112867928A (zh) * 2018-07-17 2021-05-28 哈勃股份有限公司 用于电力分配系统装置的电压采集器
CN113098243A (zh) * 2021-05-13 2021-07-09 成都芯源系统有限公司 一种开关电源的控制电路及其控制方法

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6065808B2 (ja) * 2013-10-24 2017-01-25 三菱電機株式会社 半導体装置及び半導体モジュール
US10060802B1 (en) * 2013-12-02 2018-08-28 Summer Merie Ragosta Intelligent digital thermometer
JP6402610B2 (ja) * 2014-12-03 2018-10-10 富士電機株式会社 スイッチング電源装置、スイッチング電源装置の制御方法およびスイッチング電源装置の制御回路
JP6554888B2 (ja) * 2015-04-15 2019-08-07 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
US9742265B2 (en) * 2015-06-17 2017-08-22 Chicony Power Technology Co., Ltd. Power supply method for avoiding audio noise and power supply apparatus for avoiding audio noise
US9917519B2 (en) 2016-01-25 2018-03-13 Dialog Semiconductor Inc. Frequency hopping for reducing switching noise in a switching power converter
EP3404817A1 (en) * 2017-05-18 2018-11-21 Onkyo Corporation Switching power supply and amplification device
JP6961420B2 (ja) * 2017-08-15 2021-11-05 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
JP6788806B2 (ja) * 2017-09-22 2020-11-25 京セラドキュメントソリューションズ株式会社 画像形成装置
JP7404666B2 (ja) 2019-06-11 2023-12-26 富士電機株式会社 集積回路、電源回路
US11476768B2 (en) * 2020-02-19 2022-10-18 Alpha And Omega Semiconductor International Lp Flyback converter for controlling on time variation
FR3110299B1 (fr) * 2020-05-15 2022-12-09 Somfy Activites Sa Dispositif d’alimentation électrique, actionneur électromécanique comportant un tel dispositif d’alimentation électrique, installation de fermeture, d’occultation ou de protection solaire comprenant un tel actionneur électromécanique
TWI757755B (zh) * 2020-06-01 2022-03-11 宏碁股份有限公司 可抑制切換雜訊之開關驅動電路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1407701A (zh) * 2001-08-17 2003-04-02 Tdk株式会社 开关电源装置
CN103138587A (zh) * 2011-12-01 2013-06-05 富士电机株式会社 开关电源
CN103532350A (zh) * 2012-08-06 2014-01-22 崇贸科技股份有限公司 功率转换器的具有快速动态响应的控制电路
CN103580486A (zh) * 2012-07-31 2014-02-12 艾沃特有限公司 开关功率变换器动态负载检测
CN103795256A (zh) * 2012-10-31 2014-05-14 三垦电气株式会社 开关电源装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4115676A (en) * 1976-02-10 1978-09-19 Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd. Induction heating apparatus
JPS637994U (zh) * 1986-06-30 1988-01-19
JP3473853B2 (ja) * 1992-09-11 2003-12-08 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JPH11356042A (ja) * 1998-04-08 1999-12-24 Masashi Mukogawa 電圧変換装置
US6563718B1 (en) * 2001-12-06 2003-05-13 Koninklijke Philips Electronics N.V. Capacitively coupled power converter
JP4923891B2 (ja) * 2006-09-14 2012-04-25 パナソニック株式会社 電源装置
JP2008283798A (ja) * 2007-05-11 2008-11-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング制御装置
US8553431B2 (en) * 2009-02-03 2013-10-08 Iwatt Inc. Switching power converter with load impedance detection
US8199537B2 (en) * 2009-02-19 2012-06-12 Iwatt Inc. Detecting light load conditions and improving light load efficiency in a switching power converter
TWI474601B (zh) * 2009-10-08 2015-02-21 Acbel Polytech Inc High conversion efficiency of the pulse mode resonant power converter
JP2011166917A (ja) * 2010-02-08 2011-08-25 Panasonic Corp スイッチング電源装置
CN103378751B (zh) * 2012-04-12 2015-04-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关反激式电源变换系统的系统和方法
EP3244696A1 (en) * 2016-05-12 2017-11-15 Helvar Oy Ab Method and apparatus for providing feedback in an isolated operating device for lighting

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1407701A (zh) * 2001-08-17 2003-04-02 Tdk株式会社 开关电源装置
CN103138587A (zh) * 2011-12-01 2013-06-05 富士电机株式会社 开关电源
CN103580486A (zh) * 2012-07-31 2014-02-12 艾沃特有限公司 开关功率变换器动态负载检测
CN103532350A (zh) * 2012-08-06 2014-01-22 崇贸科技股份有限公司 功率转换器的具有快速动态响应的控制电路
CN103795256A (zh) * 2012-10-31 2014-05-14 三垦电气株式会社 开关电源装置

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108880258A (zh) * 2017-05-12 2018-11-23 通嘉科技股份有限公司 应用于电源转换器的二次侧的控制器及其操作方法
CN108880258B (zh) * 2017-05-12 2021-03-23 通嘉科技股份有限公司 应用于电源转换器的二次侧的控制器及其操作方法
CN112400273A (zh) * 2018-07-17 2021-02-23 索尼公司 开关电源
CN112867928A (zh) * 2018-07-17 2021-05-28 哈勃股份有限公司 用于电力分配系统装置的电压采集器
CN112400273B (zh) * 2018-07-17 2024-04-30 索尼公司 开关电源
CN111697832A (zh) * 2019-03-14 2020-09-22 宏碁股份有限公司 电源供应电路
CN111697832B (zh) * 2019-03-14 2021-10-01 宏碁股份有限公司 电源供应电路
CN113098243A (zh) * 2021-05-13 2021-07-09 成都芯源系统有限公司 一种开关电源的控制电路及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20160156271A1 (en) 2016-06-02
CN105656312B (zh) 2019-04-26
JP6439409B2 (ja) 2018-12-19
US9515561B2 (en) 2016-12-06
JP2016103884A (ja) 2016-06-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105656312A (zh) 开关电源装置
US9577543B2 (en) Constant on time (COT) control in isolated converter
JP4862432B2 (ja) スイッチング電源装置
US9954455B2 (en) Constant on time COT control in isolated converter
US20090190379A1 (en) Switching regulator with boosted auxiliary winding supply
US20150177756A1 (en) Switching regulator and control circuit and control method therefor
US20120274301A1 (en) Switched-mode power supply
US10651750B2 (en) Constant on-time (COT) control in isolated converter
KR20090132497A (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터
CN103138587A (zh) 开关电源
KR20160012917A (ko) 2차측 동적 부하 검출 및 통신 장치
CN105375798A (zh) 自适应采样电路、原边反馈恒压系统及开关电源系统
US20140098576A1 (en) Load change detection for switched mode power supply with low no load power
US9577542B2 (en) Constant on-time (COT) control in isolated converter
US9548667B2 (en) Constant on-time (COT) control in isolated converter
KR101883708B1 (ko) 고정 온타임 제어 절연된 컨버터
KR101892059B1 (ko) 고정 온타임 제어 절연된 컨버터
KR101901576B1 (ko) 고정 온타임 제어 절연된 컨버터
JP2015119596A (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータおよびａｃ／ｄｃ変換方法
KR101915057B1 (ko) 고정 온타임 제어 절연된 컨버터
CN104201891B (zh) 用于具有低空载功率的切换模式电源的负载改变检测
KR101901575B1 (ko) 고정 온타임 제어 절연된 컨버터
KR102421988B1 (ko) 직류-직류 컨버터 및 그를 위한 컨트롤러

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant