JP6354505B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、コンデンサを有し、入力側が前記コンデンサに接続され、出力側が共通の電気負荷に対して並列接続された複数のＤＣＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、直流電源の出力電圧を２等分する２つのコンデンサの直列接続体と、２つのコンデンサのそれぞれに入力側が接続され、出力側が共通の電気負荷に対して並列接続された２つのＤＣＤＣコンバータとを備えるスイッチング電源装置が知られている。このスイッチング電源装置は、各ＤＣＤＣコンバータの負荷の均等化を図ることを目的としている。

特開２００４−２６０９９３号公報

ところで、上記スイッチング電源装置において、各ＤＣＤＣコンバータの入力電圧（各コンデンサの端子間電圧）が過度に高くなる過電圧異常や、入力電圧が過度に低くなる低電圧異常が生じた場合、異常が生じたＤＣＤＣコンバータを停止させる技術が望まれている。こうした技術として、入力電圧がその上限閾値を超えた場合に過電圧異常が生じている旨判定してＤＣＤＣコンバータを停止させたり、入力電圧がその下限閾値未満になった場合に低電圧異常が生じている旨判定してＤＣＤＣコンバータを停止させたりするものが考えられる。

ここで、各ＤＣＤＣコンバータの正常動作時において、各ＤＣＤＣコンバータの入力電圧の平均値は、基本的には、直流電源の出力電圧を２等分した値付近になる。このため、上限閾値を、例えば、直流電源の取り得る出力電圧最大値（例えば６００Ｖ）の２等分値を超える固定値（例えば３５０Ｖ）に設定し、下限閾値を、例えば、直流電源の取り得る出力電圧最小値（例えば２００Ｖ）の２等分値未満の固定値（例えば５０Ｖ）に設定することが考えられる。ただし、各閾値を固定値に設定すると、以下に説明する不都合が生じ得る。

何らかの要因によって各ＤＣＤＣコンバータの入力電圧に差異が生じる。この要因としては、例えば、電源装置を構成するスイッチング素子のオン抵抗、スイッチング速度のばらつき、電圧・電流のセンシングばらつきなどがある。入力電圧に差異が生じると、アンバランス現象が生じ得る。アンバランス現象とは、入力電圧に差異が生じることに起因して、各ＤＣＤＣコンバータのうち入力電圧が高い方のＤＣＤＣコンバータの入力電圧がさらに高くなり、入力電圧の低い方のＤＣＤＣコンバータの入力電圧がさらに低くなるといった現象である。

ここで、例えば直流電源の出力電圧がその最大値付近になっている状況下において、アンバランス現象が生じると、各ＤＣＤＣコンバータのうち入力電圧が高い方のＤＣＤＣコンバータの入力電圧が先に上限閾値を超え、このＤＣＤＣコンバータは過電圧異常によって先に停止される。しかしながら、入力電圧が低い方のＤＣＤＣコンバータの入力電圧は、未だ下限閾値未満となっていないことから、このＤＣＤＣコンバータの動作は継続される。この場合、各コンデンサが直流電源の出力電圧を分割していることから、動作を継続しているＤＣＤＣコンバータの入力電圧は低下し続けるものの、過電圧異常で停止したＤＣＤＣコンバータの入力電圧は、動作を継続しているＤＣＤＣコンバータの入力電圧の低下に応じて上昇し続けることとなる。この上昇は、動作を継続しているＤＣＤＣコンバータが低電圧異常で停止するまで継続される。その結果、過電圧が継続されてスイッチング電源装置の信頼性が低下するといった不都合が生じ得る。

こうした問題に対処するには、例えば下限閾値を高い値に設定し、下限閾値を上限閾値に近づけることも考えられる。ただし、この場合、下限閾値と上限閾値とによって区画される電圧範囲が狭くなるため、各ＤＣＤＣコンバータの入力電圧範囲が制限されるといった不都合が生じる。

なお、こうした問題は、２つのＤＣＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置に限らず、３つ以上のＤＣＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置においても同様に生じ得る。

本発明は、入力電圧範囲の制限を抑制しつつ、信頼性を向上させることができるスイッチング電源装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、コンデンサ（１１ａ，１１ｂ）を有し、入力側が前記コンデンサに接続され、出力側が共通の電気負荷（４１）に対して並列接続された複数のＤＣＤＣコンバータ（１０ａ，１０ｂ）と、直流電源（４０）の出力電圧値を検出する電源電圧検出手段（１７）とを備えるスイッチング電源装置において、前記複数のＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサのそれぞれは、直列接続されるとともに、前記直流電源の出力電圧を分割し、前記複数のＤＣＤＣコンバータのそれぞれは、前記コンデンサの電圧値を検出する個別入力電圧検出手段（１４）と、前記個別入力電圧検出手段によって検出された電圧値がその上限閾値を超えた場合と、前記個別入力電圧検出手段によって検出された電圧値が、前記上限閾値よりも小さい下限閾値未満になった場合とに、当該ＤＣＤＣコンバータを停止させる異常停止手段と、前記電源電圧検出手段によって検出された電圧値である電源電圧値を前記コンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値よりも大きい値を前記上限閾値に設定する上限閾値設定手段と、前記電源電圧値に基づいて、前記直流電源の出力電圧値を前記コンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値よりも小さい値を前記下限閾値に設定する下限閾値設定手段とを有することを特徴とする。

上記発明では、各閾値設定手段により、複数のＤＣＤＣコンバータのそれぞれにおいて、電源電圧検出手段によって検出された電圧値である電源電圧値に基づいて、上限閾値及び下限閾値を可変設定する。こうした構成によれば、例えば直流電源の出力電圧値がその最大値付近になっている状況下において、上述したアンバランス現象が生じたとしても、入力電圧範囲が制限されることを抑制しつつ、入力電圧が上昇し続けるＤＣＤＣコンバータを極力速やかに停止させてスイッチング電源装置の信頼性を向上させることができる。

ここで、上限閾値設定手段として、電源電圧値をコンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値から第１規定値だけ大きい値を上限閾値に設定するものを採用することができる。また、下限閾値設定手段として、電源電圧値をコンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値から第２規定値だけ小さい値を下限閾値に設定するものを採用することができる。ここでは、第２規定値が、第１規定値よりも小さい値とされている。

こうした構成によれば、例えば直流電源の出力電圧値がその最大値付近になっている状況下において、アンバランス現象が生じたとしても、まず最初に、入力電圧が低下し続けるＤＣＤＣコンバータの入力電圧が下限閾値未満となる。そしてその後、入力電圧が上昇し続けるＤＣＤＣコンバータの入力電圧が上限閾値を超えることとなる。すなわち、入力電圧が低下し続けるＤＣＤＣコンバータが、入力電圧が上昇し続けるＤＣＤＣコンバータに優先して停止される。このため、入力電圧が上昇し続けるＤＣＤＣコンバータの入力電圧の上昇を抑制できる。これにより、過電圧の継続を好適に抑制でき、スイッチング電源装置の信頼性をいっそう向上させることができる。

第１実施形態にかかるスイッチング電源装置の全体構成図。 コントローラにおける制御処理を示す機能ブロック図。 異常時停止処理の手順を示すフローチャート。 上限閾値及び下限閾値の設定態様を示すタイムチャート。 第２実施形態にかかるスイッチング電源装置の全体構成図。 第３実施形態にかかるスイッチング電源装置の全体構成図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかるスイッチング電源装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。スイッチング電源装置は、入力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して出力するものである。

図１に示すように、本実施形態にかかるスイッチング電源装置は、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａと、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂとを備えている。本実施形態において、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂは、絶縁型コンバータとして構成され、特に本実施形態では、入力電圧を降圧して出力する降圧型コンバータとして構成されている。

第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａは、第１入力側コンデンサ１１ａを備え、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂは、第２入力側コンデンサ１１ｂを備えている。各入力側コンデンサ１１ａ，１１ｂは直列接続されている。各入力側コンデンサ１１ａ，１１ｂの直列接続体には、これらコンデンサ１１ａ，１１ｂに共通の直流電源である２次電池（高圧バッテリ４０）が並列接続されている。ここで、本実施形態では、各入力側コンデンサ１１ａ，１１ｂのそれぞれの静電容量が互いに同一の値に設定されている。このため、各入力側コンデンサ１１ａ，１１ｂのそれぞれには、基本的には、高圧バッテリ４０の出力電圧を２等分した値が印加されることとなる。

第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａは、１次側回路、２次側回路、１次側回路と２次側回路との電力伝達を行うトランスＴ、及びコントローラ２０を備えている。１次側回路は、第１入力側コンデンサ１１ａと、第１〜第４スイッチＱ１〜Ｑ４を有するフルブリッジ回路とを備えている。本実施形態では、各スイッチＱ１〜Ｑ４として、電圧制御形の半導体スイッチを用いており、具体的にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。

なお、本実施形態において、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの構成は同一である。このため、以降、ＤＣＤＣコンバータの構成について、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａを主に説明し、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂの説明を省略することもある。また、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの構成要素について、共通の符号を付しているものもある。

フルブリッジ回路は、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａの入力側である１次側回路であり、第１，第３スイッチＱ１，Ｑ３の直列接続体と、第２，第４スイッチＱ２，Ｑ４の直列接続体とを備えている。これら直列接続体のそれぞれには、第１入力側コンデンサ１１ａが並列接続されている。詳しくは、第１，第２スイッチＱ１，Ｑ２の高電位側端子（ドレイン）側には、第１入力側コンデンサ１１ａの高電位側端子が接続され、第３，第４スイッチＱ３，Ｑ４の低電位側端子（ソース）側には、第１入力側コンデンサ１１ａの低電位側端子が接続されている。第１，第３スイッチＱ１，Ｑ３の接続点には、トランスＴを構成する１次側コイルＴαの第１端が接続され、１次側コイルＴαの第２端には、第２，第４スイッチＱ２，Ｑ４の接続点が接続されている。こうした構成により、フルブリッジ回路は、入力側コンデンサ１１ａから供給される直流電力を所定の周波数の交流に変換して１次側コイルＴαに印加する。

トランスＴを構成する２次側コイルＴβには、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａの出力側である２次側回路が接続されている。２次側回路は、第１，第２ダイオードＤ１，Ｄ２を有する全波整流回路と、リアクトル１２と、出力側コンデンサ１３とを備えている。本実施形態において、全波整流回路は、センタタップ型である。全波整流回路は、２次側コイルＴβから出力される交流電力を直流電力に変換してリアクトル１２に出力する。リアクトル１２は、供給される直流電力を蓄積し、出力電圧を平滑化する出力側コンデンサ１３を介して電気負荷４１に直流電力を出力する。なお、本実施形態では、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの共通の電気負荷４１として、２次電池である低圧バッテリ（補機バッテリともいう）を用いている。ちなみに、電気負荷４１としては、２次電池に限らず、電力の供給によって駆動される駆動負荷であってもよい。

各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂは、入力電圧センサ１４（「個別入力電圧検出手段」に相当）、出力電圧センサ１５（「個別出力電圧検出手段」に相当）及び電流センサ１６を備えている。各入力電圧センサ１４は、各入力側コンデンサ１１ａ，１１ｂの端子間電圧を検出する。各出力電圧センサ１５は、各出力側コンデンサ１３の端子間電圧を検出する。各電流センサ１６は、各入力側コンデンサ１１ａ，１１ｂとフルブリッジ回路とを接続する電気経路に流れる電流を検出する。また、スイッチング電源装置は、高圧バッテリ４０の端子間電圧を検出する電源電圧センサ１７（「電源電圧検出手段」に相当）を備えている。

各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂを構成するコントローラ２０は、マイコンを主体として構成されている。コントローラ２０は、出力電圧センサ１５の検出値を各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂから電気負荷４１への出力電圧Ｖｏｒとして、電流センサ１６の検出値を各スイッチＱ１〜Ｑ４に流れる電流であるスイッチ電流Ｉｍｏｓとしてそれぞれ取得する。コントローラ２０は、これら取得した検出値Ｖｏｒ，Ｉｍｏｓに基づいて、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂに対してピーク電流モード制御を行う。以下、本実施形態におけるコントローラ２０による制御について説明する。

図２に、コントローラ２０の制御処理の機能ブロック図を示す。各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂを構成するコントローラ２０のそれぞれが、図２に示す処理を実行する。コントローラ２０は、目標電流算出手段２１とピーク電流制御手段２２とを備えている。目標電流算出手段２１は、出力電圧センサ１５によって検出された出力電圧値Ｖｏｒと目標電圧値Ｖｏ＊とに基づいて目標電流Ｉｒｅｆを算出する。ピーク電流制御手段２２は、スイッチ電流Ｉｍｏｓが目標電流Ｉｒｅｆとなるようにピーク電流モード制御を行う。なお、本実施形態において、目標電流算出手段２１及びピーク電流制御手段２２が「操作手段」に相当する。

詳しくは、目標電流算出手段２１において、偏差算出手段２３は、目標電圧値Ｖｏ＊と出力電圧値Ｖｏｒとの偏差を算出する。フィードバック制御手段２４は、偏差算出手段２３によって算出された偏差を減らすべく、偏差に比例する値と偏差の時間積分値に比例する値との和を、スイッチ電流Ｉｍｏｓの目標値である目標電流Ｉｒｅｆとして、最小値選択手段２５に出力する。過電流垂下制御手段２６は、出力電圧値Ｖｏｒに基づいて、スイッチ電流Ｉｍｏｓが過電流になることを抑制すべく、目標電流の上限値を設定し、最小値選択手段２５に出力する。

最小値選択手段２５は、フィードバック制御手段２４によって算出された目標電流と、過電流垂下制御手段２６によって算出された目標電流の上限値とのうちから、小さい値を選択する。そして、最小値選択手段２５によって選択された値が、電流制限手段２７を介して目標電流としてピーク電流制御手段２２に対して出力される。電流制限手段２７は、最小値選択手段２５の出力値を、所定の上限値及び所定の下限値の範囲内となるように制限する。

ピーク電流制御手段２２において、ＤＡ変換器２８は、入力される目標電流Ｉｒｅｆを、デジタル値からアナログ値に変換する。そして、そのアナログ値に変換された目標電流Ｉｒｅｆが、コンパレータ２９の−端子に入力される。また、ピーク電流制御手段２２の加算手段３０には、スイッチ電流Ｉｍｏｓとスロープ補償信号とが入力される。そして、スイッチ電流Ｉｍｏｓとスロープ補償信号との和（補償後スイッチ電流）が、加算手段３０からコンパレータ２９の＋端子に入力される。なお、スロープ補償信号は、リアクトル１２に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ２９は、目標電流Ｉｒｅｆと補償後スイッチ電流との比較を行い、補償後スイッチ電流が目標電流Ｉｒｅｆより小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３１のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ３１のＲ端子には、クロック信号が入力される。ＲＳフリップフロップ３１の出力は、デューティ制限手段３２によってデューティの上限値を設定された上で、各スイッチＱ１〜Ｑ４を駆動するゲート回路に出力される。

第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４又は第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態（閉状態）とされている間、リアクトル１２に流れるリアクトル電流の増加に伴い、スイッチ電流Ｉｍｏｓは増加する。そして、スイッチ電流Ｉｍｏｓと目標電流Ｉｒｅｆとが等しくなるとコンパレータ２９の出力がハイ状態からロー状態となり、第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４又は第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３がオフ状態（開状態）にされる。第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４又は第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３がオフ状態とされている期間、リアクトル電流が減少していく。そして、ＲＳフリップフロップ３１に対してクロックが入力されるタイミングで第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４又は第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３は再びオン状態にされる。これにより、再びリアクトル電流及びスイッチ電流Ｉｍｏｓが増加していく。

ところで、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂにおける入力電圧のバランスが崩れることに起因して、アンバランス現象が生じ得る。この現象は、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂのうち入力電圧が高い方のＤＣＤＣコンバータの入力電圧がさらに高くなり、入力電圧の低い方のＤＣＤＣコンバータの入力電圧がさらに低くなるといった現象である。この現象について、以下詳しく説明する。上記電流モード制御は、出力電圧の偏差に基づいて算出される目標電流Ｉｒｅｆとなるように、スイッチ電流Ｉｍｏｓを調整するものである。ここで、入力電圧が低いほど、リアクトル１２に流れるリアクトル電流の増加速度、すなわち、スイッチ電流Ｉｍｏｓの増加速度が遅くなる。このため、スイッチ電流Ｉｍｏｓが目標電流Ｉｒｅｆに達するまでの時間が長くなり、入力電圧が低いＤＣＤＣコンバータほど、デューティが大きくなる。その結果、入力電圧が低いＤＣＤＣコンバータの入力電圧が低下し続け、上記アンバランス現象が生じる。

アンバランス現象が生じると、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂの入力電圧が過度に高くなる過電圧異常や、入力電圧が過度に低くなる低電圧異常が生じ得る。この場合、異常が生じたＤＣＤＣコンバータを停止させる技術が望まれる。そこで本実施形態では、以下に説明する異常時停止処理を行う。

図３に、異常時停止処理の手順を示す。この処理は、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂを構成するコントローラ２０のそれぞれにおいて、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電源電圧センサ１７によって検出された電源電圧値Ｖｉｎｐと、入力電圧センサ１４によって検出された入力電圧値Ｖｉｎｒとを取得する。

続くステップＳ１１では、スイッチング電源装置を構成するＤＣＤＣコンバータの数Ｎ（本実施形態では、Ｎ＝２）で電源電圧値Ｖｉｎｐを除算することで、平均電圧値Ｖａｖｅを算出する。

続くステップＳ１２では、平均電圧値Ｖａｖｅに第１規定値ΔＨｉを加算することで上限閾値ＶＯＶを算出する。また、平均電圧値Ｖａｖｅから第２規定値ΔＬｏを減算することで下限閾値ＶＬＶを算出する。本実施形態において、第２規定値ΔＬｏは、０よりも大きくてかつ第１規定値ΔＨｉ未満の固定値に設定されている。ここで、図４に、本実施形態にかかる各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶの設定態様を示した。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「上限，下限閾値設定手段」に相当する。

続くステップＳ１３では、入力電圧値Ｖｉｎｒが、ステップＳ１２で算出された上限閾値ＶＯＶを超えているか否かを判断する。この処理は、入力電圧の過電圧異常が生じているか否かを判断するための処理である。ステップＳ１３において超えていると判断した場合には、ステップＳ１４に進み、過電圧異常が生じている旨判定する。そして、ＤＣＤＣコンバータを強制的に停止させる。

ステップＳ１３において否定判断した場合には、ステップＳ１５に進み、入力電圧値Ｖｉｎｒが、ステップＳ１２で算出された下限閾値ＶＬＶ未満となっているか否かを判断する。この処理は、入力電圧の低電圧異常が生じているか否かを判断するための処理である。ステップＳ１５において下限閾値ＶＬＶ未満となっていると判断した場合には、ステップＳ１６に進み、低電圧異常が生じている旨判定する。そして、ＤＣＤＣコンバータを強制的に停止させる。なお、本実施形態において、ステップＳ１３〜Ｓ１６の処理が「異常停止手段」に相当する。

本実施形態にかかる異常時停止処理によれば、スイッチング電源装置の信頼性を好適に向上させることができる。これは、上限閾値ＶＯＶ及び下限閾値ＶＬＶの設定に特徴があるためである。以下、これについて説明する。先の図３の処理において、上限閾値ＶＯＶを、例えば、高圧バッテリ４０の取り得る出力電圧最大値（例えば６００Ｖ）の２等分値を超える固定値（例えば３５０Ｖ）に設定する。また、下限閾値ＶＬＶを、高圧バッテリ４０の取り得る出力電圧最小値（例えば２００Ｖ）の２等分値未満の固定値（例えば５０Ｖ）に設定する。こうした設定のもと、何らかの要因により、高圧バッテリ４０の出力電圧が変動してその最大値付近となって、かつ上記アンバランス現象が生じる状況を考える。ここでは、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａの入力電圧が第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂの入力電圧よりも高くなっている状況を例にする。この場合、過電圧異常によって入力電圧が高い第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａが先に停止されるものの、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂの動作が継続される。この場合、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂの入力電圧はアンバランス現象によって低下し続けるものの、過電圧異常で停止した第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａの入力電圧は、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂの入力電圧の低下分だけ上昇し続けることとなる。これは、各入力側コンデンサ１１ａ，１１ｂが高圧バッテリ４０の出力電圧を２等分しているためである。第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａの入力電圧の上昇は、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂが低電圧異常で停止するまで継続される。その結果、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａの入力電圧の過電圧が継続され、スイッチング電源装置の信頼性が低下するといった不都合が生じ得る。

こうした問題に対処すべく、本実施形態では、上記異常時停止処理を行う。この処理において、上限閾値ＶＯＶは、平均電圧値Ｖａｖｅに第１規定値ΔＨｉを加算した値として設定され、下限閾値ＶＬＶは、平均電圧値Ｖａｖｅから第２規定値ΔＬｏを減算した値として設定される。平均電圧値Ｖａｖｅに応じて各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶを可変設定することから、各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶを固定値に設定する構成と比較して、入力電圧範囲が狭められることを抑制しつつ、過電圧の継続を抑制できる。

特に本実施形態では、第２規定値ΔＬｏを第１規定値ΔＨｉよりも小さい値に設定した。これにより、アンバランス現象が生じる状況下、入力電圧が低下し続けるＤＣＤＣコンバータを、入力電圧が上昇し続けるＤＣＤＣコンバータに優先して停止させることができる。したがって、過電圧の継続を好適に抑制でき、スイッチング電源装置の信頼性を好適に向上させることができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、電源電圧値Ｖｉｎｐを各コントローラ２０に伝達する構成について詳しく説明する。

図５に本実施形態にかかるスイッチング電源装置の全体構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図５に示す例では、各ＤＣＤＣコンバータ１０ａ，１０ｂを構成するコントローラ２０を含む低電圧側回路の基準電位と、高圧バッテリ４０からフルブリッジ回路までを含む高電圧側回路の基準電位とが相違するように、スイッチング電源装置が構成されている。ここで、各コントローラ２０において上記異常時停止処理を適切に行うためには、高電圧側回路において検出された電源電圧値Ｖｉｎｐを、低電圧側回路を構成するコントローラ２０に高速で送信することが要求される。

そこで本実施形態では、高電圧側回路と低電圧側回路とを電気的に絶縁しつつ、高電圧側回路から低電圧側回路へと電源電圧値Ｖｉｎｐを送信する構成を備えた。こうした構成として、本実施形態では、絶縁電圧検出部４２と、低電圧側回路の基準電位と同じ基準電位で動作するマスターコントローラ４３（「伝達手段」に相当）とを備えた。絶縁電圧検出部４２は、高電圧側回路と低電圧側回路とを電気的に絶縁しつつ、高圧バッテリ４０の端子間電圧を電源電圧値Ｖｉｎｐとして検出する。マスターコントローラ４３は、例えばＣＡＮやＬＩＮよりなる通信ネットワークを介して、絶縁電圧検出部４２によって検出された電源電圧値Ｖｉｎｐを各コントローラ２０に伝達する。なお、絶縁電圧検出部４２としては、例えば、磁気カプラを備えるものを用いることができる。

以上説明した本実施形態によれば、高電圧側回路及び低電圧側回路のそれぞれで基準電位が相違する場合であっても、電源電圧値Ｖｉｎｐを各コントローラ２０に適切に伝達することができる。これにより、各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶの設定精度を高めることができ、スイッチング電源装置の信頼性をより向上させることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図６に示すように、高電圧側回路と低電圧側回路とを電気的に絶縁しつつ、高電圧側回路から低電圧側回路へと電源電圧値Ｖｉｎｐを送信する構成を変更する。なお、図６において、先の図５に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、スイッチング電源装置は、マスターコントローラ４３に代えて、信号伝達部４４（「伝達手段」に相当）を備えている。信号伝達部４４は、低電圧側回路の基準電位と同じ基準電位で動作する。信号伝達部４４は、絶縁電圧検出部４２によって検出された電源電圧値Ｖｉｎｐを、論理Ｈ，ＬからなるＰＷＭ信号（Ｄｕｔｙ信号ともいう）に変換して各コントローラ２０に出力する。ここで、電源電圧値ＶｉｎｐとＰＷＭ信号のデューティとは、一義的に関係付けられている。ＰＷＭ信号を受信した各コントローラ２０は、ＰＷＭ信号を電源電圧値Ｖｉｎｐに変換して各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶの設定に用いる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第２実施形態と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態では、平均電圧値Ｖａｖｅに第１規定値ΔＨｉを加算することで上限閾値ＶＯＶを算出したがこれに限らない。例えば、平均電圧値Ｖａｖｅに、１よりも大きい所定の係数を乗算することで上限閾値ＶＯＶを算出してもよい。また、上記第１実施形態では、平均電圧値Ｖａｖｅから第２規定値ΔＬｏを減算することで下限閾値ＶＬＶを算出したがこれに限らない。例えば、平均電圧値Ｖａｖｅに、０よりも大きくてかつ１未満の所定の係数を乗算することで下限閾値ＶＬＶを算出してもよい。

・上記各実施形態では、平均電圧値Ｖａｖｅが変化する都度、上限閾値ＶＯＶ及び下限閾値ＶＬＶを算出したがこれに限らない。例えば、平均電圧値Ｖａｖｅの取り得る範囲を複数の領域に分割し、分割された領域間を平均電圧値Ｖａｖｅが跨いだ場合に各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶを算出してもよい。この場合、平均電圧値Ｖａｖｅが領域間を跨がない限りは、各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶが変化しない。このため、各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶは、先の図４に示した各閾値の連続的な推移とは異なり、段階的に変化することとなる。

・上記各実施形態では、コントローラ２０の１処理周期毎に各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶを算出したがこれに限らず、複数の処理周期間隔（例えば、数処理周期毎）で算出してもよい。

・上記各実施形態において、「ΔＨｉ＞ΔＬｏ」の関係を維持しつつ、ＤＣＤＣコンバータの動作状態に応じて第１規定値ΔＨｉや第２規定値ΔＬｏを可変設定してもよい。

・上記各実施形態において、各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶを設定するに際し、「ΔＨｉ＞ΔＬｏ」の関係を維持しなくてもよい。この場合であっても、各閾値ＶＯＶ，ＶＬＶを固定値に設定する構成と比較して、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧範囲の制限を抑制しつつ、過電圧の継続を極力抑制することはできる。

・上記各実施形態では、２つの入力側コンデンサによって高圧バッテリ４０の出力電圧を等分割したがこれに限らず、等分割しなくてもよい。具体的には例えば、第１入力側コンデンサ１１ａによって高圧バッテリ４０の出力電圧の「２／３」を受け持ち、第２入力側コンデンサ１１ｂによって高圧バッテリ４０の出力電圧の「１／３」を受け持ってもよい。この場合、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａにおいて異常時停止処理で用いる第１規定値ΔＨｉを、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂにおいて異常時停止処理で用いる第１規定値ΔＨｉよりも大きく設定すればよい。また、第１ＤＣＤＣコンバータ１０ａにおいて異常時停止処理で用いる第２規定値ΔＬｏを、第２ＤＣＤＣコンバータ１０ｂにおいて異常時停止処理で用いる第２規定値ΔＬｏよりも大きく設定すればよい。

・上記各実施形態において、スイッチング電源装置を構成するＤＣＤＣコンバータはＮ個（Ｎ≧３）であってもよい。この場合、高圧バッテリ４０にＮ個の入力側コンデンサの直列接続体が並列接続されることとなる。

・ＤＣＤＣコンバータとしては、降圧側のものに限らず、例えば昇圧型のものであってもよい。また、ＤＣＤＣコンバータを構成する１次側回路及び２次側回路としては、他の構成であってもよい。ここで、１次側回路としては、例えば、ハーフブリッジ回路や、プッシュプル回路を用いることができる。また、２次側回路としては、フルブリッジ型の整流回路を用いることができる。

さらに、ＤＣＤＣコンバータとしては、フルブリッジ型のものに限らず、例えば、フォワード型やフライバック型のものを用いてもよい。

・上記各実施形態において、ピーク電流モード制御に代えて、平均電流モード制御など他の電流モード制御を行ってもよい。

・入力側コンデンサの直列接続体に並列接続される直流電源としては、２次電池に限らない。例えば、交流電源と、交流電源から出力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する整流回路とによって構成された直流電源であってもよい。

・絶縁電圧検出部４２等の伝達手段としては、上記第２，第３実施形態に例示したものに限らない。要は、高電圧側回路及び低電圧側回路の間を電気的に絶縁しつつ、高電圧側回路から低電圧側回路のコントローラへと情報伝達が可能であれば、光絶縁伝達手段（例えばフォトカプラ）等、他の手段であってもよい。

１０ａ，１０ｂ…ＤＣＤＣコンバータ、１１ａ，１１ｂ…入力側コンデンサ。

Claims (5)

1. コンデンサ（１１ａ，１１ｂ）を有し、入力側が前記コンデンサに接続され、出力側が共通の電気負荷（４１）に対して並列接続された複数のＤＣＤＣコンバータ（１０ａ，１０ｂ）と、直流電源（４０）の出力電圧値を検出する電源電圧検出手段（１７；４２）とを備えるスイッチング電源装置において、
   前記複数のＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサのそれぞれは、直列接続されるとともに、前記直流電源の出力電圧を分割し、
   前記複数のＤＣＤＣコンバータのそれぞれは、
   前記コンデンサの電圧値を検出する個別入力電圧検出手段（１４）と、
   前記個別入力電圧検出手段によって検出された電圧値がその上限閾値を超えた場合と、前記個別入力電圧検出手段によって検出された電圧値が、前記上限閾値よりも小さい下限閾値未満になった場合とに、当該ＤＣＤＣコンバータを停止させる異常停止手段と、
   前記電源電圧検出手段によって検出された電圧値である電源電圧値を前記コンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値よりも大きい値を前記上限閾値に設定する上限閾値設定手段と、
   前記電源電圧値を前記コンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値よりも小さい値を前記下限閾値に設定する下限閾値設定手段とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記上限閾値設定手段は、前記電源電圧値を前記コンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値から第１規定値だけ大きい値を前記上限閾値に設定し、
   前記下限閾値設定手段は、前記電源電圧値を前記コンデンサのそれぞれによって分割した電圧値のうち、当該ＤＣＤＣコンバータの入力側に接続された前記コンデンサが受け持つ電圧値から第２規定値だけ小さい値を前記下限閾値に設定し、
   前記第２規定値は、前記第１規定値よりも小さい値である請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記コンデンサのそれぞれは、前記直流電源の出力電圧を等分割し、
   前記上限閾値設定手段は、前記電源電圧値を前記ＤＣＤＣコンバータの数で除算した値から、前記第１規定値だけ大きい値を前記上限閾値に設定し、
   前記下限閾値設定手段は、前記電源電圧値を前記ＤＣＤＣコンバータの数で除算した値から、前記第２規定値だけ小さい値を前記下限閾値に設定する請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記複数のＤＣＤＣコンバータのそれぞれは、前記入力側と前記出力側とが電気的に絶縁された絶縁型コンバータであり、
   前記複数のＤＣＤＣコンバータのそれぞれは、
   当該ＤＣＤＣコンバータの出力電圧値を検出する個別出力電圧検出手段（１５）と、
   前記個別出力電圧検出手段によって検出された出力電圧値をその目標値に制御するように当該ＤＣＤＣコンバータを操作する操作手段（２１，２２）、前記上限閾値設定手段、及び前記下限閾値設定手段を含むコントローラ（２０）とをさらに有し、
   当該ＤＣＤＣコンバータを構成する前記入力側の基準電位と、前記コントローラの基準電位とは相違しており、
   前記入力側と前記コントローラとの間を電気的に絶縁しつつ、前記上限閾値及び前記下限閾値の設定に用いる前記電源電圧値を、前記入力側から前記複数のＤＣＤＣコンバータを構成する前記コントローラのそれぞれへと伝達する伝達手段（４３，４４）をさらに備える請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記伝達手段（４４）は、前記上限閾値及び前記下限閾値の設定に用いる前記電源電圧値を、前記電源電圧値と関係付けられたＰＷＭ信号によって伝達する請求項４記載のスイッチング電源装置。

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