JP2013057550A - パワー半導体装置の温度測定装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】チップ温度検出回路は、温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器の測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを備えている。演算処理部は、校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器の測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きをA/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とともに記憶する。演算処理部は、温度測定時に、前記A/D変換器の測定値と、前記線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて温度検出用ダイオードの順方向電圧を演算し、チップ温度を演算するチップ温度演算部とを備えている。
【選択図】図3
Description
昇降圧コンバータ1102は、車両駆動時には電源1101の電圧VL(例:280V)を、モータ1104の駆動に適した電圧VH(例:750V)に昇圧し、車両の制動時には発電機となるモータ1104から生じる電圧VH(例:750V)を電源回路の電圧VL(例:280V)に降圧して電力の回生動作を行う。
最初に、昇圧動作を説明する。図13の時刻t0〜t1間、時刻t2〜t3間、時刻t4〜t5間に示すように、スイッチング素子SW1のIGBT1105がON(導通)すると、リアクトルRに電流Iが流れ、リアクトルR(インダクタンスL)にLI2/2のエネルギーが蓄積される。
次に、降圧動作を説明する。スイッチング素子SW2のIGBT1106がON(導通)すると、リアクトルRに電流Iが流れ、リアクトルRにLI2/2のエネルギーが蓄積される。
一方、スイッチング素子SW2のIGBT1106がOFF(非導通)すると、スイッチング素子SW1のダイオードD1に電流が流れて、リアクトルRに蓄えられたエネルギーが電源1101へ回生される。
VL/VH=ONデューティ (%)
VL:電源電圧
VH:昇圧後の電圧
ONデューティ:スイッチング素子SW1又はSW2のスイッチング周期に対する導通期間の割合。
しかし、実際には負荷の変動、電源電圧の変動などがあるので、昇降圧後の電圧VHを監視し、目標値となるように、スイッチング素子SW1,SW2のON時間(ONデューティ)の制御を行う。
IGBTチップ温度検出部2126は、高電圧回路側に、温度検出用ダイオード2142のアノード側に接続された定電流源2170と、定電流源2170と温度検出用ダイオード2142との間に+入力が接続されたオペアンプによるバッファ回路(単に、バッファとも称す)2171と、レベル変換器2177と、三角波発生器2178と、三角波発生器2178及びレベル変換器2177の出力側に接続されたオペアンプによるコンパレータ2179と、このコンパレータ2179の出力側に抵抗器2180を介してゲートが接続され、ドレインが抵抗器2182を介してPWM・アナログ変換器2190のフォトカプラ2116に接続された電界効果トランジスタ2181とを備えている。
PWM・アナログ変換器2190は、フォトカプラ2116と、2値化回路2191と、バッファ回路2192と、LPF回路(低域通過フィルタ)2193とを備えている。
三角波発生器2178は、コンパレータ2201及びオペアンプ2202と、これら2201,2202の−,+入力端子と出力端子並びに電源Vcc1及びアースとの間に図示のように接続された抵抗器R21,R22、R23,R24,R25,R26と、コンデンサC11とを備えている。図15と同じ構成については同じ符号を用いて説明する。
温度検出用ダイオード2142の順方向降下電圧VFは、バッファ回路2171でインピーダンス変換された後、レベル変換器2177にて、三角波信号の上限値と高温(例:165℃)側VFとが合致、三角波信号の下限値と低温(例:25℃)側VFとが合致するように、増幅及びレベルの加減算が行われる。
この動作によって生成されるコンパレータ2179の出力パルスのデューティは、VF電圧信号に比例する。例えばデューティ0%は低温(例:25℃)側VF、100%は高温(例:165℃)側VFとして、次段のフォトカプラ2116,2118によるPWM信号の絶縁伝送回路を介して、上及び下アームのスイッチング部2101,2102から制御部2103の2値化回路2191へPWM信号として伝送される。
このため、抵抗素子、定電圧素子、オペアンプ等の回路素子は高精度品を用いる必要があるが、車両の環境温度は−40〜+105℃と広範囲での動作保証、車両用としての高信頼性及びクレームを生じた場合の敏速な対応が求められる点から、国内の大手半導体メーカー等の車載対応ICから選択せざるを得ない。
レベル変換器2177のオペアンプ2173の+入力端子には、電源Vcc1の電位を抵抗器R11とR12で分圧した電位Vcc11に固定されているので、オペアンプ2173の出力電圧は下式(1)で表される。
このような三角波発生器2178の出力信号の上限値Vsuと下限値Vsdの三角波と、レベル変換器2177の出力とを、コンパレータ2179で比較して、下式(4)〜(6)で表される温度に比例したパルス幅のPWM信号を生成する。
これらの式(1)〜(7)において、±0.1%の高精度抵抗器を用いれば、LPF回路2193の出力の誤差は電源Vcc1,Vcc2のバラツキに依存することになる。
特に、Vcc1はフルスパンが500mVの信号を取り扱う回路に用いられるので高安定、高精度な電圧源が必要とされ、高精度なシャントレギュレータを用いる必要がある。
また、Vcc2はフルスパンが4Vの信号を取り扱うので、Vcc1よりも高い精度は要求されない。
これらの基準電圧源の電圧バラツキは上式(1)〜(7)において、Vcc1,Vcc2の値が変わるので、温度に比例したLPF回路2193の出力において、温度幅が130℃で出力電圧幅が4Vに割り当てているスパン、及び温度25℃で出力が4.5Vに割り当てているオフセットが影響を受ける事になる。
Vcc1,Vcc2の出力電圧のバラツキの分布が正規分布と仮定した場合、分布の中心値から3σまでの範囲において、IGBTチップ温度電圧信号(LPF出力)Voutに生じる誤差及び区間内累積分布割合を統計計算した。この結果、1.2σ以下(母集団の77%)では、回路による温度計測は、最大±2.88%以下に抑制出来るが、残りの23%は±2.88%を超過してしまうので、図17に示したレベル変換器2177における抵抗器R13をオフセット調整用、R15をゲイン調整用として抵抗値を変更しなければならない。
この場合には、チップ温度測定回路の入力信号として既知の電圧(2点:VF1,VF2)を入力し、その時の出力電圧(2点:Vout1_m,Vout2_m)を測定し、目標電圧値(2点:Vout1_s,Vout2_s)からのずれを算出する。そして、算出したずれに基づいて抵抗R13及びR15の目標抵抗値を決定し、各抵抗R13及びR15のトリミングを実施する。
このような、調整方法では、高価なレーザートリミング装置を導入する必要があるとともに、抵抗調整工数がかかり、製造コスト高の要因となるという未解決の課題がある。さらに、再調整ができないため、ある程度の不良率を考慮しなければならないという未解決の課題もある。
たとえば、特許文献1及び特許文献2に記載の従来例では、外部ツールを介して転送書込みされる制御プログラムと制御定数とを格納した不揮発メモリと、演算処理用RAMメモリとを有するマイクロプロセッサを備えた車載エンジン制御装置が開示されている。この車載エンジン制御装置は、定電圧電源回路部と、温度センサと多チャンネルAD変換器とを備える。
そして、温度検出センサの検出出力と校正処理データと換算処理データとを参照することによって、異なる温度環境下における定電圧電源回路部の出力電圧を推定し、推定した出力電圧を定電圧で除した値でなる補正係数をアナログ入力電圧に対するデジタル変換値掛け合わせて、補正されたデジタル変換値を得るようにしている。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、設計上の特性と実測した特性との傾きが異なる場合に、容易に且つ正確に温度検出ができるパワー半導体装置の温度測定装置を提供することを目的としている。
また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第3の態様は、シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置である。前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧を入力信号としてパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、該パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号を電気的に絶縁して伝送させる絶縁伝送回路と、該絶縁伝送回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタのフィルタ出力をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備えている。ここで、前記演算処理部は、校正処理部とチップ温度演算部とを備えている。校正処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記A/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する。チップ温度演算部は、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記A/D変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算する。
また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第5の態様は、前記記憶部が、前記演算処理部内に形成した不揮発性メモリ領域で形成されている。
また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第7の態様は、前記校正処理部が、既知の異なる複数の基準電圧値の両端の2点が、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値と同等の値又は近傍の値に設定されている。
図1は、本発明が適用されるインテリジェントパワーモジュール(IPM:Inteligent Power Module)の概略構成を示すブロック図である。
図1において、インテリジェントパワーモジュールは、負荷へ流入する電流を制御する上アーム1および下アーム2を備えている。これら上アーム1および下アーム2は、負荷へ流入する電流を通電および遮断するパワースイッチング素子SWU、SWDを有する。これらパワースイッチング素子SWU、SWDの導通および非導通を指示する制御信号がそれぞれ制御回路3で生成される。ここで、制御回路3は、CPUまたは論理IC、あるいは論理ICとCPUが搭載されたシステムLSIなどで構成することができる。
チップ温度検出回路13および14は、共に同じ回路構成を有し、両者を代表してチップ温度検出回路13の構成を説明すると、図3に示すように構成されている。すなわち、定電流源70から定電流IFを温度検出用ダイオードDU2に供給したときの温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFを、バッファアンプIC1でインピーダンス変換した後、レベル変換器77に供給し、レベル変換器77からレベル調整された電圧Vlevを出力する。
このレベル変換器77の出力電圧Vlevは、下記(8)式で表わされる。
また、チップ温度検出回路13は、パルス幅変調回路76を備えている。このパルス幅変調回路76は、三角波信号Vtriを発生する三角波発生回路78とコンパレータIC5とを備えている。
オペアンプIC4の反転入力端子および出力端子間には積分用コンデンサC11が接続されている。
このコンパレータIC5から出力されるPWM信号は、次段のフォトカプラ90によるPWM信号の絶縁伝送回路を介して上アーム1および下アーム2から、制御回路3側に設けられているPWM−アナログ変換回路91に温度検出用のPWM信号として伝送される。
そして、A/D変換器101から出力される測定値が演算処理部としてのマイクロコンピュータ102に入力される。
校正処理部107では、調整操作段階で、図5に示すように、チップ温度検出回路14の温度測定用ダイオードDU2のアノード及びカソードの接続端子間に電圧印加指令に基づいて印加電圧を変更可能な定電圧源110を接続した状態で校正処理を行う。
そして、各電圧値VF1及びVF2の印加時におけるA/D変換器101から出力される測定値Vout1_m及びVout2_mを読込んで、両測定値Vout1_m及びVout2_mを結ぶ線分の傾きαを演算する。演算した線分の傾きαと、両測定値Vout1_m及びVout2_mの一方であるオフセット補正値Vout1_mとを不揮発性メモリ部106に記憶する。
このときの測定値Vout_sは、下記(9)式によって算出される。
この(9)式において、線分S1−S2の傾きをα12_sとすると、この傾きα12_sは、下記(10)式で表される。
α12_s={Vout2_s−Vout1_s}/(VF2−VF1)……(10)
したがって、上記(9)式を変形することにより、下記(11)式に示すように、得られた測定値Vout_sから入力値である電圧VFを算出することができる。
そこで、実際のチップ温度検出回路13によって得られる線分M1−M2の特性を用いて、温度検出ダイオードDU2の任意の順方向電圧VFに対する測定値Vout_mは下記(12)式で表現される。
α12_m={Vout2_m−Vout1_m}/(VF2−VF1)……(13)
このようにして、設計に基づく(9)式及び(11)式を、実測値に基づく式(12)式及び(14)式に置換することは、線分S1−S2を線分M1−M2とすることであり、線分S1−S2に対して傾き補正及びオフセット補正を行ったこととなる。
この演算処理は、図7に示すように、先ず、ステップS1で中央処理装置104に接続された例えばモーメンタリ式の校正処理開始スイッチ109がオン状態となったか否かを判定し、校正処理開始スイッチ109がオフ状態であるときにはオン状態となるまで待機し、校正処理開始スイッチ109がオン状態となると、ステップS2に移行する。
このステップS7では、算出した線分M1−M2の傾きα12_mとオフセット補正値Vout1_mを不揮発性メモリ部106に格納してから校正処理を終了する。
次いで、ステップS13に移行して、不揮発性メモリ部106に記憶されている線分M1−M2の傾きα12_mとオフセット補正値Vout1_mと、上記ステップS12で読込んだ測定値Vout_mとを前述した(14)式に代入して温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFを算出する。
このステップS15では、ステップS14で算出したチップ温度Tcの表示情報を中央処理装置104に接続された液晶等の表示装置に出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
ここで、図7の校正処理が図4における校正処理部107に対応し、図8のチップ温度算出処理が図4におけるチップ温度演算部108に対応している。
インテリジェントパワーモジュールの調整操作段階で、チップ温度検出回路13(又は14)の校正処理を行うには、先ず、図5に示すように、温度検出用ダイオードDU2(又はDD2)に代えて、電圧印加指令によって電圧値VF1及びVF2を出力可能な定電圧源110を接続する。
この状態で、マイクロコンピュータ102の校正処理開始スイッチ109をオン状態とすることにより、中央処理装置104で、図7に示す校正処理を実行開始させる。
この校正処理では、校正処理開始スイッチ109がオン状態となることにより、ステップS1からステップS2に移行して、定電圧源110に155℃に相当する電圧値VF1を印加する印加指令値を出力する。
この直流レベル信号がA/D変換器101に入力されてデジタル変換されて測定値として出力される。
このため、定電圧源110から電圧値VF2が温度検出用ダイオードDU2(又はDD2)の接続端子に印加される。この印加された電圧VF2が上記と同様にしてパルス幅変調信号に変換されてからPWM−アナログ変換回路91で直流レベルに変換されてA/D変換器101から測定値Vout2_mとして出力され、これが中央処理装置104に読込まれる(ステップS5)。
次いで、算出した線分M1−M2の傾きα12_mと測定値Vout1_m及びVout2_mの1つであるオフセット補正値Vout1_mとが不揮発性メモリ部106に格納され(ステップS7)、校正処理を終了する。
これによって、中央処理装置104で図8のチップ温度演算処理が実行され、不揮発性メモリ部106に線分M1−M2の傾きα12_m及びオフセット補正値Vout1_mが格納されているので、ステップS11からステップS12に移行して、A/D変換器101から出力される温度検出用ダイオードDU2(又はDD2)の順方向電圧VFに応じた測定値Vout_mを読込む。
次いで、算出した順方向電圧VFをもとに、図2(b)に示す順方向電圧算出テーブルを参照して、チップ温度Tcを算出し(ステップS14)、算出したチップ温度Tcを表示装置に表示し(ステップS15)、タイマ割込処理を終了する。
その後、温度検出用ダイオードDU2(又はDD2)を正規に接続した状態で、チップ温度演算処理を行うことにより、チップ温度検出回路13(又は14)の回路素子のバラツキを軽減したすなわち設計上の線分S1−S2に対して、傾き補正及びオフセット補正を行った正確なチップ温度Tcを得ることができる。
なお、上記第1の実施形態においては、A/D変換器101から出力される測定値Vout1_m、Vout2_m及びVout_mをそのまま演算処理に使用した場合について説明した。しかしながら、A/D変換器101から出力される測定値を取り込む際に、ノイズの影響を受ける場合がある。この場合には、A/D変換器101から出力される測定値のサンプリングを多数回行い、多数回のサンプリング値を加算平均処理して加算平均値を測定値Vout1_m、Vout2_m及びVout_mとして使用することにより、ノイズの影響を軽減することができる。
この第2の実施形態では、A/D変換器をマイクロコンピュータ102側に設ける場合に代えて温度検出用ダイオードの順方向電圧を直接デジタル変換するようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、図10に示すように、温度検出用ダイオードDU2(又はDD2)の順方向電圧VFをA/D変換器120で直接デジタル変換して測定値を出力し、このA/D変換器120から出力される測定値を、低機能のマイクロコンピュータに搭載されるシリアル伝送ユニット130を介して電界効果トランジスタ81のゲートに供給するようにしている。
また、上記第1及び第2の実施形態においては、オフセット補正値として測定値Vout1_mを適用したが、これに代えて測定値Vout2_mをオフセット補正値としてもよい。
Claims (7)
- シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置であって、
前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備え、
前記演算処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記A/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する校正処理部と、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記A/D変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算するチップ温度演算部とを備えている
ことを特徴とするパワー半導体装置の温度測定装置。 - 前記校正処理部は、前記基準電圧を印加した時の前記A/D変換器から得られる測定値の測定を複数回行い、複数回の測定値の平均値を測定値としたことを特徴とする請求項1に記載のパワー半導体素子の温度測定装置。
- シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置であって、
前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧を入力信号としてパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、該パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号を電気的に絶縁して伝送させる絶縁伝送回路と、該絶縁伝送回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタのフィルタ出力をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備え、
前記演算処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記A/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する校正処理部と、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記A/D変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算するチップ温度演算部とを備えている
ことを特徴とするパワー半導体装置の温度測定装置。 - 前記校正処理部は、基準電圧を印加した時の前記A/D変換器から出力される測定値に対して、前記パルス幅変調回路に含まれる三角波発生回路の発振周期の整数倍の期間においてサンプリングを行い、サンプリング値の平均値を測定値としたことを特徴とする請求項3に記載のパワー半導体素子の温度測定装置。
- 前記記憶部は、前記演算処理部内に形成した不揮発性メモリ領域で形成されていることを特徴とする請求項1乃至4の何れか1項に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。
- 前記校正処理部は、既知の異なる複数の基準電圧値を、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値の範囲内に設定したことを特徴とする請求項1乃至4の何れか1項に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。
- 前記校正処理部は、既知の異なる複数の基準電圧値の両端の2点が、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値と同等の値又は近傍の値に設定されていることを特徴とする請求項6に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。
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