JP5360019B2

JP5360019B2 - パワー半導体装置の温度測定装置

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Publication number: JP5360019B2
Application number: JP2010186545A
Authority: JP
Inventors: 弘幸吉村
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-08-23
Filing date: 2010-08-23
Publication date: 2013-12-04
Anticipated expiration: 2030-08-23
Also published as: JP2012042435A

Description

本発明はパワー半導体装置の温度測定装置に関し、特に、温度検出部の異常を検出するようにしたものである。

最近の車両機器では、高効率化および省エネ対策を図るために、駆動力を生む電動機の駆動システムに、昇降圧コンバータおよびインバータの搭載が行われている（例えば、特許文献１参照）。ここで、昇降圧コンバータとは、直流電源の電圧をチョッパで昇圧してインバータへ供給し、逆に電動機の回生時にインバータを整流動作させて、インバータの出力電圧をチョッパで降圧して直流電源を充電するものを言う（以下、本明細書で同じ）。

図９は、特許文献１に記載されている昇降圧コンバータを用いた車両駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
図９において、車両駆動システムには、昇降圧コンバータ１１０２に電力を供給する直流電源１１０１、電圧の昇降圧を行う昇降圧コンバータ１１０２、昇降圧コンバータ１１０２から出力された電圧を３相電圧に変換するインバータ１１０３および車両を駆動する電動機１１０４が設けられている。なお、直流電源１１０１は、架線からの給電電圧または直列接続されたバッテリーから構成することができる。

そして、車両駆動時には、昇降圧コンバータ１１０２は、直流電源１１０１の電圧（例：２８０Ｖ）を電動機１１０４の駆動に適した電圧（例：７５０Ｖ）に昇圧し、インバータ１１０３に供給する。そして、スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、昇降圧コンバータ１１０２にて昇圧された電圧を３相電圧に変換して、電動機１１０４の各相に電流を流し、スイッチング周波数を制御することで車両の速度を変化させることができる。

一方、車両の制動時には、インバータ１１０３は、電動機１１０４の各相に生じる電圧に同期してスイッチング素子をオン／オフ制御することにより、整流動作を行い、直流電圧に変換してから、昇降圧コンバータ１１０２に供給する。そして、昇降圧コンバータ１１０２は、電動機１１０４から生じる電圧（例：７５０Ｖ）を直流電源１１０１の電圧（例：２８０Ｖ）に降圧して電力の回生動作を行うことができる。

図１０は、図９の昇降圧コンバータの詳細構成を示すブロック図である。
図１０において、昇降圧コンバータ１１０２には、エネルギーの蓄積を行うリアクトルＬ、電荷の蓄積を行うコンデンサＣ、インバータ１１０３に流入する電流を通電および遮断するスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の導通および非導通を指示する制御信号をそれぞれ生成する制御回路１１１１、１１１２が設けられている。

そして、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は直列に接続されるとともに、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点には、リアクトルＬを介して直流電源１１０１が接続されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ１には、制御回路１１１１からの制御信号に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１１０５が設けられ、ＩＧＢＴ１１０５に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤ１がＩＧＢＴ１１０５に逆並列に接続されている。

また、スイッチング素子ＳＷ２には、制御回路１１１２からの制御信号に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ１１０６が設けられ、ＩＧＢＴ１１０６に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤ２がＩＧＢＴ１１０６に逆並列に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１１０６のコレクタは、コンデンサＣおよびインバータ１１０３の双方に接続されている。

図１１は、昇圧動作時に図１０のリアクトルＬに流れる電流の波形を示す図である。
図１１において、昇圧動作では、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１１０５がオン（導通）すると、ＩＧＢＴ１１０５を介してリアクトルＬに電流Ｉが流れ、ＬＩ^２／２のエネルギーがリアクトルＬに蓄積される。
次に、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１１０５がオフ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ２のフライホイールダイオードＤ２に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣに送られる。
一方、降圧動作では、スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１１０６がオン（導通）すると、ＩＧＢＴ１１０６を介してリアクトルＬに電流Ｉが流れ、ＬＩ^２／２のエネルギーがリアクトルＬに蓄積される。

次に、スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１１０６がオフ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ１のフライホイールダイオードＤ１に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーが直流電源１１０１へ回生される。
ここで、フライホイールダイオードＤ２（昇圧動作の場合）またはスイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１１０６（降圧動作の場合）のオン時比率（ＯＮＤｕｔｙ）を変更することで、昇降圧の電圧を調整することが可能であり、概略の電圧値は以下の（１）式にて求めることができる。
Ｖ_Ｌ／Ｖ_Ｈ＝ＯＮＤｕｔｙ（％）（１）

ただし、Ｖ_Ｌは直流電源１１０１の電圧、Ｖ_ＨはコンデンサＣの電圧、ＯＮＤｕｔｙはフライホイールダイオードＤ２（昇圧動作の場合）またはスイッチング素子ＳＷ２（降圧動作の場合）のスイッチング周期に対する導通期間の割合である。
ここで、実際には負荷の変動、電源電圧Ｖ_Ｌの変動などがあるので、電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌを監視し、昇降圧された電圧が目標値となるように、オン時比率（ＯＮＤｕｔｙ）の制御が行われている。

図１２は、昇降圧コンバータ用のインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ：Intelligent Power Module）を示すブロック図である。
図１２において、ＩＰＭ２１００は、下アームのスイッチング部２１０１と、上アームのスイッチング部２１０２と、両スイッチング部２１０１、２１０２を制御する制御回路２１０３とで構成されている。なお、両スイッチング部２１０１、２１０２は制御回路２１０３から電気的に分離されている。

スイッチング部２１０１および２１０２の夫々は、スイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２を有する。これらスイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２の夫々は、ＩＧＢＴ２１１１および２１１２と、これらＩＧＢＴ２１１１および２１１２と逆並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１１およびＤ１２とを有する。
各ＩＧＢＴ２１１１および２１１２のゲートには、ゲートドライバ２１１３および２１１４が接続されている。これらゲートドライバ２１１３および２１１４には、制御回路２１０３からフォトカプラ２１１５および２１１６を介してゲート制御信号が入力されていると共に、ＩＧＢＴ２１１１および２１１２の過電流および過熱を抑制するＩＧＢＴ保護回路２１１７および２１１８からの保護信号が入力されている。

また、上アームのスイッチング部２１０２のＩＧＢＴ２１１２から出力されるコンバータ出力電圧Ｖ_Ｈが出力電圧検出回路２１１９に供給される。この出力電圧検出回路２１１９では、分圧回路２１２０で検出した出力電圧をレベル調整回路２１２１でレベル調整し、このレベル調整回路２１２１の出力と三角波発生回路２１２２で生成された三角波信号とが比較器２１２３に供給されてＰＷＭ信号に変換される。比較器２１２３から出力されるＰＷＭ信号はフォトカプラ２１２４を介して制御回路２１０３に供給される。

制御回路２１０３では、外部の演算処理部から入力される昇降圧指令値が入力されると共に、下アームのスイッチング部２１０１の出力電圧検出回路２１１９から出力されるＰＷＭ信号がこれを平滑化するローパスフィルタ２１３１を介して入力される電圧比較器２１３２と、この電圧比較器２１３２から出力される昇降圧指令値と出力電圧Ｖ_Ｈとの偏差が入力されるゲート信号発生器２１３３とを有する。

そして、ゲート信号発生器２１３３から出力されるゲート制御信号がフォトカプラ２１１５および２１１６を介してスイッチング部２１０１および２１０２のゲートドライバ２１１３および２１１４に出力される。
エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ２１１１および２１１２にそれぞれ設けられた第２のエミッタ端子２１２５および２１２６と接地との間に、分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２およびＲ２１，Ｒ２２がそれぞれ接続されている。そして、それぞれの分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２およびＲ２１，Ｒ２２の接続点から出力される過電流検知信号がＩＧＢＴ保護回路２１１７および２１１８に入力され、この過電流検知信号が予め設定した過電流閾値以上であるときにゲートドライバ２１１３および２１１４に対してＩＧＢＴ２１１１および２１１２へのゲート電流供給を停止させるゲート電流停止信号を出力する。

また、ＩＧＢＴ保護回路２１１７および２１１８は、各スイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２と同一チップ内に埋め込まれた温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の順方向電圧ＶＦを検出してチップ温度を測定する温度測定回路２１４３および２１４４をそれぞれ備えている。
これら温度測定回路２１４３および２１４４のそれぞれは、図１３および図１４に示すように、温度検出用ダイオード２１４１および２１４２に対して例えば２００μＡの定電流ＩＦを供給する定電流源２１４０を有する。このように、温度検出用ダイオード２１４１および２１４２に定電流源２１４０からの定電流ＩＦを供給すると、温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の順方向電圧ＶＦは、温度に比例した（比例定数は負）電圧値（チップ温度が１５０℃ではＶＦ＝１．５Ｖ、１５℃ではＶＦ＝２．１Ｖ）として得られる。実際には、順方向電圧ＶＦの変化量６００ｍＶが温度信号のフルスパンとなる。

また、温度測定回路２１４３および２１４４は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための発振器となる三角波発生回路２１４５を有し、この三角波発生回路２１４５から出力される三角波信号は、予め設定された下限値と上限値との間を交互に上昇および下降を繰り返すように生成される。
そして、温度測定回路２１４３および２１４４は、前述した温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の順方向電圧ＶＦを、図１４に示すように、バッファ回路２１４６でインピーダンス変換した後、レベル変換回路２１４７に供給し、レベル変換回路２１４７からレベル調整された電圧Ｖｌｅｖを出力する。レベル変換回路２１４７において、三角波発生回路２１４５から出力される三角波信号Ｖｔｒｉの上限値と高温側（例えば２００℃）の上側順方向電圧ＶＦ_Ｈに対する電圧Ｖｌｅｖとを合致させ、且つ三角波信号の下限値と低温側（例えば−５０℃）の下側樹方向電圧ＶＦ_Ｌに対する電圧Ｖｌｅｖとを合致させるように、順方向電圧ＶＦのレベル変換を行なう。なお、この変換は線形変換である。

また、レベル変換回路２１４７でレベル調整された出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波発生回路２１４５から出力される三角波信号Ｖｔｒｉがコンパレータ２１４８に入力されている。このコンパレータ２１４８は、出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波信号Ｖｔｒｉを比較して、Ｖｌｅｖ＜Ｖｔｒｉであるときには高レベルとなり、Ｖｌｅｖ≧Ｖｔｒｉであるときに低レベルとなるＰＷＭ信号を出力する。このコンパレータ２１４８のＰＷＭ信号のデューティ比は電圧Ｖｌｅｖに比例する。

前述のように電圧Ｖｌｅｖは温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の順方向電圧ＶＦを線形変換して得ているので、デューティ比は前述した温度検出用ダイオード２１４１および２１４２の順方向電圧ＶＦにも比例する。例えばデューティ比０％は低温（例えば＋１５℃）側順方向電圧ＶＦ_Ｌとし、デューティ比１００％は高温（例えば２００℃）側順方向電圧ＶＦ_Ｈとして、次段のフォトカプラ２１４９によるＰＷＭ信号の絶縁伝送回路を介して上アームおよび下アームのスイッチング部２１０１および２１０２から、制御回路２１０３側に設けられているＰＷＭ−アナログ変換器２１５１に温度検出用のＰＷＭ信号として伝送される。

このＰＷＭ−アナログ変換器２１５１によって、ＰＷＭ信号をアナログ信号に変換してＩＧＢＴチップ温度に比例したＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔを得ることができる。このＩＧＢＴチップ温度信号は、ＩＰＭ２１００の上位システムに伝達され、当該上位システムで、常に、ＩＧＢＴチップの温度を検出しながら、例えばＩＧＢＴチップ温度が予め設定された第１の所定温度Ｔ１を超えるとスイッチング周波数を通常スイッチング周波数の１／２に制限し、さらにＩＧＢＴチップ温度が第１の所定温度Ｔ１より高い第２の所定温度Ｔ２を超えるとスイッチング素子ＳＷ１１およびＳＷ１２によるスイッチング動作（昇降圧動作）を停止する保護機能を働かせる。

この保護機能の作動は、車両の駆動に影響を与えるので、温度測定回路２１４３および２１４４でＩＧＢＴチップの温度は正確に測定されなければならない。
このため、温度測定回路２１４３および２１４４で、温度検出部となる定電流源、温度検出用ダイオードを含む回路でワイヤボンディングの断線、半田不良による断線、温度検出用ダイオードの内部断線や内部短絡が生じることによる温度測定異常が発生した場合には、温度測定が正確に行われなくなる。
したがって、温度測定回路２１４３および２１４４での異常検出を行うことが重要となる。

このような温度測定回路の異常を検出する従来例としては、例えば、サーミスタにより温度を検出する場合に、サーミスタに直列に一対の抵抗とサーミスタとにより分圧回路を構成し、抵抗とサーミスタとの接続点を負極入力端子に所定分圧電圧が形成された異常高温検出用比較器の正極入力端子に接続し、また、一対の抵抗間の接続点を断線検知専用のｐｎｐトランジスタのベースに接続してｐｎｐトランジスタのバイアス回路を構成し、ｐｎｐトランジスタのコレクタを比較器の出力側に接続し、サーミスタに断線が生じると、断線検知専用のトランジスタがオフ状態となり、サーミスタに異常な高温が印加されると、異常高温検出用比較器の出力状態が反転し、いずれにしても比較器の出力側が低レベルとなって異常検出を行うようにした温度検出装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

また、ＩＧＢＴの温度を検出する定電流源からの定電流が供給されたダイオードと並列に一対の分圧抵抗を接続し、ダイオードと定電流源の接続点を比較器の正極入力端子に接続し、分圧抵抗の接続点にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートを接続し、このＭＯＳＦＥＴを比較器の出力側とダイオードのカソード側との間に接続することにより、ダイオードの温度上昇に伴う順方向電圧の低下によって、比較器の出力が低レベルとなり、ダイオードにオープン異常が発生したときに、分圧抵抗の電流が増加することにより、ＭＯＳＦＥＴがオン状態となって、比較器の出力が低レベルとなり、温度異常とダイオードのオープン異常とを検出するようにした温度検出装置が提案されている（例えば、特許文献３参照）。

特開２００８−５２１７号公報特開平１０−６２２６５号公報２００６−３４９４６６号公報

しかしながら、上記特許文献２および３に記載された従来例にあっては、サーミスタの断線やダイオードのオープン故障などの温度検出素子のオープン故障による異常を検出することはできるが、温度検出素子の短絡異常を検出することはできず、短絡異常を検出ためには、別途専用の短絡異常検出回路を設ける必要があり、部品点数が増加するとともに、装置が大形化するという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、パワー半導体装置における温度検出部の断線異常および短絡異常を同時に検出することが可能なパワー半導体装置の温度測定装置を提供することを目的としている。

上述した課題を解決するために、本発明の一形態によるパワー半導体装置の温度測定装置は、シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置であって、前記チップ温度検出回路は、
前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの順方向電圧を入力信号としてパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路とを少なくとも備え、前記パルス幅変調回路は、三角波発生回路と、該三角波発生回路から出力される三角波信号と前記入力信号とを比較して前記パルス幅変調信号を出力する比較器とを備え、前記三角波発生回路は、出力する三角波信号の上限値および下限値を、前記パワースイッチング素子の温度測定範囲における定電流を供給した時の前記温度検出用ダイオードの順方向電圧の範囲外に設定したことを特徴としている。

また、本発明の他の形態によるパワー半導体装置の温度測定装置は、前記三角波信号の上限値および下限値を、前記パワースイッチング素子の温度測定範囲における定電流を供給した時の前記温度検出用ダイオードの順方向電圧の範囲に対して、±１０％〜±２０％の範囲で外側となるように設定したことを特徴としている。
さらに、本発明の他の形態によるパワー半導体装置の温度測定装置は、前記比較器に入力される前記入力信号が、前記三角波発生回路から出力される三角波信号の上限値および下限値より逸脱した時に、前記チップ温度検出回路に異常が生じたものと判定する異常検出回路を備えたことを特徴としている。

さらにまた、本発明の他の形態によるパワー半導体装置の温度測定装置は、前記異常検出回路は、前記比較器に入力される前記入力信号が前記三角波発生回路から出力される三角波信号の下限値より低下した時に、前記定電流源の端子接触不良および前記温度検出用ダイオード内での短絡異常の何れかが発生したものと判定し、前記三角波信号の上限値を超過した時に、前記温度検出用ダイオードのワイヤボンディングの断線および当該温度検出用ダイオード内での断線の何れかが発生したものと判定することを特徴としている。

本発明によれば、シリコンチップにパワー素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置の温度を検出するために、温度検出用ダイオードの端子電圧が一方の入力端子に入力される比較器の他方の入力端子に三角波発生回路から出力される三角波信号を供給することにより、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成する際に、三角波信号の上限値および下限値を温度検出用ダイオードの温度測定範囲における順方向電圧の範囲外に設定するようにしたので、パルス幅変調信号のデューティ比に基づいて温度検出用ダイオードを含むチップ温度検出回路の断線異常および短絡異常の双方を検出することができるという効果が得られる。

本発明の第１の実施形態に係る昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの構成を示すブロック図である。温度検出用ダイオードの順方向電圧とシリコンチップ温度との関係を示すシリコンチップ温度算出マップの内容を示す特性線図である。温度測定回路の具体的構成を示す回路図である。三角波信号の上限値および下限値と温度測定範囲電圧との関係を示す説明図である。温度検出用ダイオードへの定電流供給経路を示す説明図である。温度検出用ダイオードへの定電流供給経路の異常を示す説明図である。パルス幅変調信号のデューティ比と温度測定範囲および異常検出範囲との関係を示す説明図である。温度測定回路の出力電圧と温度測定範囲および異常検出範囲との関係を示す説明図である。従来の昇降圧コンバータを用いた車両駆動システムの概略構成を示すブロック図である。図９の昇降圧コンバータの概略構成を示すブロック図である。昇圧動作時に図４のリアクトルに流れる電流の波形を示す図である。従来の昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールを示す概略構成を示すブロック図である。従来の温度検出用ダイオードを示す図であって、（ａ）は温度検出用ダイオードの回路図、（ｂ）は温度検出用ダイオードの温度と順方向降下電圧との関係を示す特性図である。温度測定回路を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態に係る信号伝送回路について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る信号伝送回路が適用される昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ：ＩｎｔｅｌｉｇｅｎｔＰｏｗｅｒＭｏｄｕｌｅ）の概略構成を示すブロック図である。
図１において、昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールは、負荷へ流入する電流を制御する上アーム１および下アーム２を備えている。これら上アーム１および下アーム２には、負荷へ流入する電流を通電および遮断するパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤを有する。これらパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの導通および非導通を指示する制御信号がそれぞれ制御回路３で生成される。ここで、制御回路３は、ＣＰＵまたは論理ＩＣ、あるいは論理ＩＣとＣＰＵが搭載されたシステムＬＳＩなどで構成することができる。

また、上アーム１、下アーム２のパワースイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤは直列に接続されている。そして、パワースイッチング素子ＳＷＵには、ゲート信号ＳＵ４に基づいてスイッチング動作を行うＩＧＢＴ５が設けられ、ＩＧＢＴ５に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤＵ１がＩＧＢＴ５に並列に接続されている。また、ＩＧＢＴ５が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する順方向電圧が得られる温度検出用ダイオードＤＵ２が設けられているとともに、エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ５に設けられた第２のエミッタ端子に接続された抵抗ＲＵ１、ＲＵ２により過電流を検出する過電流検出部１１が設けられている。

また、パワースイッチング素子ＳＷＤには、ゲート信号ＳＤ４に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ６が設けられ、ＩＧＢＴ６に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤＤ１がＩＧＢＴ６に並列に接続されている。また、ＩＧＢＴ６が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する順方向電圧が得られる温度検出用ダイオードＤＤ２が設けられているとともに、エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにＩＧＢＴ６に設けられた第２のエミッタ端子に接続された抵抗ＲＤ１、ＲＤ２により過電流を検出する過電流検出部１２が設けられている。
温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２は、図２に示すように、ダイオード１個では温度変化による順方向電圧がおおよそ０．５Ｖ〜０．７Ｖと低くて取り扱いにくいため、３個のダイオードを直列接続する構成を採用して温度変化による順方向電圧をチップ温度２００℃で１．３８Ｖ、−５０℃で２．４３Ｖとなるように設定してある。

そして、上アーム１側には、ＩＧＢＴ５の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＵ４を生成するゲートドライバＩＣ７が設けられるとともに、内蔵する定電流源から温度検出用ダイオードＤＵ２に例えば２００μＡの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦでなる過熱検知信号ＳＵ６を監視する温度測定回路１３が設けられ、且つ過電流検出部１１からの過電流検知信号ＳＵ５を監視してＩＧＢＴ保護信号を生成し、ＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７に供給するＩＧＢＴ保護回路９が設けられている。

また、下アーム２側には、ＩＧＢＴ６の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＤ４を生成するゲートドライバＩＣ８が設けられるとともに、内蔵する定電流源から温度検出用ダイオードＤＤ２に例えば２００μＡの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードＤＤ２の順方向電圧ＶＦでなる過熱検知信号ＳＤ６を監視する温度測定回路１４が設けられ、且つ過電流検出部１２からの過電流検知信号ＳＤ５を監視してＩＧＢＴ保護信号を生成し、ＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ８に供給する温度測定部を含むＩＧＢＴ保護回路１０が設けられている。

そして、ＩＧＢＴ保護回路９および１０は、過電流検知信号ＳＤ５，ＳＵ５の電流値が予め設定した所定電流値Ｉｏｖを超えた場合に、ゲート信号の出力を停止するＩＧＢＴ保護信号をゲートドライバＩＣ７および８に出力する。
温度測定回路１３および１４は、共に同じ回路構成を有し、両者を代表して温度測定回路１３の構成を説明すると、図３に示すように構成されている。すなわち、定電流源７０から定電流ＩＦを温度検出用ダイオードＤＵ２に供給したときの温度検出用ダイオードＤＵ２の順方向電圧ＶＦを、バッファアンプＩＣ１でインピーダンス変換した後、レベル変換器７７に供給し、レベル変換器７７からレベル調整された電圧Ｖｌｅｖを出力する。

このレベル変換器７７は、オペアンプＩＣ２を有し、このオペアンプＩＣ２の反転入力端子にバッファアンプＩＣ１の出力が抵抗Ｒ１４を介して入力されている。また、オペアンプＩＣ２の非反転入力端子には、直流電源Ｖｃｃ１を抵抗Ｒ１１およびＲ１２で分圧した電位Ｖｃｃ１１が入力されている。さらに、直流電源Ｖｃｃ１が抵抗Ｒ１３を介してオペアンプＩＣ２の反転入力端子および抵抗Ｒ１４との間に供給され、オペアンプＩＣ２の反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ１５が接続されている。
このレベル変換器７７の出力電圧Ｖｌｅｖは、下記（１）式で表わされる。

なお、このレベル変換は線形変換である。
また、温度測定回路１３は、パルス幅変調回路７６を備えている。このパルス幅変調回路７６は、三角波信号Ｖｔｒｉを発生する三角波発生回路７８とコンパレータＩＣ５とを備えている。
三角波発生回路７８は、コンパレータＩＣ３とこのコンパレータＩＣ３の出力が入力される積分器を構成するオペアンプＩＣ４とを備えている。コンパレータＩＣ３の反転入力側には、直流電源Ｖｃｃ１を抵抗Ｒ２１およびＲ２２で分圧した電位Ｖｃｃ１２が入力され、非反転入力側にはオペアンプＩＣ４の出力端子が抵抗Ｒ２６を介して接続され、さらに、コンパレータＩＣ３の非反転入力端子および出力端子間に抵抗Ｒ２５が接続されている。

また、コンパレータＩＣ３の出力端子には、直流電源Ｖｃｃ１が抵抗Ｒ２３を介して接続され、さらにコンパレータＩＣ３の出力端子が抵抗Ｒ２４を介してオペアンプＩＣ４の反転入力端子に接続されている。
オペアンプＩＣ４の反転入力端子および出力端子間には積分用コンデンサＣ１１が接続されている。
上記構成を有する三角波発生回路７８から出力される三角波信号Ｖｔｒｉの上限値Ｖｓｕおよび下限値Ｖｓｄは下記（２）式および（３）式で表される。

但し、Ｖ_{ｉｃ３ＬＯＷ}は、コンパレータＩＣ３の「Ｌ」レベル出力である。また、「／／」はその前後に示す抵抗等を並列接続した際の合成値を簡易表記したものであり、例えば（３）式の「Ｒ_２４／／Ｒ_２５」は抵抗Ｒ_２４と抵抗Ｒ_２５とを並列接続した時の合成抵抗値を示す。以下においても同様である。
ここで、三角波発生回路７８の上限値Ｖｓｕおよび下限値Ｖｓｄで設定される三角波振幅範囲と、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２から出力される温度測定範囲の上側電圧Ｖ_Ｈと下側電圧Ｖ_Ｌとの関係が図４に示すように設定されている。

すなわち、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２から出力される順方向電圧ＶＦの電圧範囲は、図２について前述したように、チップ温度は高温側の２００℃でＶＦ_Ｌ＝１．３８Ｖとなり、低温側の−５０℃でＶＦ_Ｈ＝２．４３Ｖとなる。そして、三角波信号Ｖｔｒｉの上限値Ｖｓｕおよび下限値Ｖｓｄは、温度検出用ダイオードＤＵ２の上側順方向電圧ＶＦ_Ｈから下側順方向電圧ＶＦ_Ｌを減算した差電圧ΔＶＦ（ＶＦ_Ｈ−ＶＦ_Ｌ＝１．０５）の例えば１０％の値０．１０５Ｖを異常検出範囲として設定し、上側順方向電圧ＶＦ_Ｈに値０．１０５Ｖを加算して上限値Ｖｓｕ（２．５３５Ｖ）を設定し、下側順方向電圧ＶＦ_Ｌから値０．１０５Ｖを減算して下限値Ｖｓｄ（１．２７５Ｖ）を設定している。

このため、三角波信号Ｖｔｒｉの下限値１．２７５Ｖ〜１．３８Ｖの範囲が温度検出部の異常検出範囲となり、１．３８Ｖ〜２．４３Ｖの範囲が温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の温度測定範囲となり、２．４３Ｖ〜２．５３５Ｖの範囲が温度検出部の異常検出範囲となる。
ここで、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２に対する定電流源７０からの電流供給経路で、異常が発生する箇所としては、図５に示すように、回路素子と電気的接続媒体とに分けることができ、回路素子としては定電流源の出力、回路パターン、端子ケース埋設の電極リード、温度検出用ダイオードのアノード電極、温度検出用ダイオードのカソード電極、端子ケース埋設の電極リード、回路パターン、定電流源のグランド（ＧＮＤ）となる。

一方、電気的接続媒体としては、定電流源と回路パターンとの間が半田、回路パターンと端子ケース埋設の電極リードとの間が半田、端子ケース埋設の電極リードと温度検出用ダイオードのアノード電極との間がワイヤボンディング、温度検出用ダイオードのアノード電極と端子ケース埋設の電極リードとの間がワイヤボンディング、端子ケース埋設の電極リードと回路パターンとの間が半田、回路パターンと定電流源のグランド（ＧＮＤ）との間が半田となっている。
温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の電流供給経路が上記のように構成されているので、この電流供給経路が正常である場合には、チップ温度によって温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の順方向電圧は前述した１．３８Ｖ〜２．４３Ｖの範囲となる。

しかしながら、図６（ａ）〜（ｃ）に示す場合には、温度測定回路１３および１４のバッファアンプＩＣ１の入力信号レベルが定電流源７０の電源電圧レベルとなる。
すなわち、図６（ａ）に示すように、定源流源７０とバッファアンプＩＣ１の非反転入力端子との間の接続点と温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２との間を接続するワイヤボンディングの断線、図６（ｂ）に示すように、温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２とグランドとの間の断線、図６（ｃ）に示すように、温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２のチップ内の断線の場合には、バッファアンプＩＣ１の入力信号レベルが温度測定範囲の上側順方向電圧ＶＦ_Ｈを超える定電流源７０の電源電圧レベルとなる。

一方、図６（ｄ）および（ｅ）に示す場合には温度測定回路１３および１４のバッファアンプＩＣ１の入力信号レベルがグランド（ＧＮＤ）レベルとなる。
すなわち、図６（ｄ）に示すように、定電流源７０とバッファアンプＩＣ１の非反転入力端子および温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２の接続点との間の半田不良による断線、図６（ｅ）に示すように、温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２のチップ内の短絡の場合にはバッファアンプＩＣ１の入力信号レベルが温度測定範囲の下側順方向電圧ＶＦ_Ｌ未満となるグランド（ＧＮＤ）レベルとなる。

そして、レベル変換器７７でレベル調整された出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波発生回路７８から出力される三角波信号ＶｔｒｉがコンパレータＩＣ５に入力されている。このコンパレータＩＣ５は、出力電圧Ｖｌｅｖおよび三角波信号Ｖｔｒｉを比較して、Ｖｌｅｖ＜Ｖｔｒｉであるときには高レベルとなり、Ｖｌｅｖ≧Ｖｔｒｉであるときに低レベルとなるＰＷＭ信号を出力する。

したがって、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２に対する定電流供給経路が正常である場合には、図７に示すように、コンパレータＩＣ５からチップ温度に応じた８．３％〜９１．７％の範囲のデューティ比となるＰＷＭ信号が出力される。
ところが、前述した図６（ａ）〜（ｃ）に示す断線状態が生じた場合には、バッファアンプＩＣ１の入力信号が定電流源の電源電圧レベルとなるので、コンパレータＩＣ５から出力されるデューティ比は図７に示すように９１．７％を超える異常検出範囲となる。

逆に、図６（ｄ）および（ｅ）に示す定電流源７０と端子ケース埋設の電極リードとの間の半田不良による断線および温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２のチップ内の短絡が生じた場合には、バッファアンプＩＣ１の入力信号がグランドレベルとなるので、コンパレータＩＣ５から出力されるデューティ比は図７に示すように８．３％未満となる異常検出範囲となる。
このコンパレータＩＣ５から出力されるＰＷＭ信号は、次段のフォトカプラ９０によるＰＷＭ信号の絶縁伝送回路を介して上アーム１および下アーム２から、制御回路３側に設けられているＰＷＭ−アナログ変換回路９１に温度検出用のＰＷＭ信号として伝送される。

このＰＷＭ−アナログ変換回路９１では、フォトカプラ９０から入力されるＰＷＭ信号を２値信号に変換する２値化回路９２に供給し、この２値化回路９２でデューティ比が０％では電圧Ｖ１、デューティ比が１００％では電圧Ｖ２となる２値信号を生成し、この２値信号をバッファ回路９３でインピーダンス変換した後に、ローパスフィルタ回路９４で平滑化して直流レベルに変換することにより、ＩＧＢＴチップ温度に比例したＩＧＢＴチップ温度信号Ｖｏｕｔを得ることができる。
ここで、ローパスフィルタ回路９４から出力される温度電圧信号ＶｏｕｔとコンパレータＩＣ５から出力されるＰＷＭ信号との関係は下記（４）式で表すことができる。

ただし、Ｖ_ｃｅは２値化回路９２のトランジスタＴＲ６１の飽和状態におけるコレクタ・エミッタ間の電圧であり、概ね０．１５Ｖである。
ここで、２値化回路９２の直流電源Ｖｃｃ２の電圧を５Ｖとすると、この２値化回路９２からトランジスタＴＲ６１がオンした場合は０．５Ｖが、トランジスタＴＲ６１がオフした場合には４．５Ｖが出力される。
このため、ローパスフィルタ回路９４の出力電圧Ｖｏｕｔは０．５Ｖ〜４．５Ｖの範囲の値となる。このローパスフィルタ回路９４の出力範囲を０．５Ｖ〜４．５Ｖとする理由は、出力信号線の断線、グランド（ＧＮＤ）・電源との短絡などの異常検知するためである。

すなわち、ローパスフィルタ回路９４の出力電圧Ｖｏｕｔと温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の温度測定範囲との関係は、図８に示すようになる。出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖ〜０．５Ｖの範囲では出力信号線の断線異常の検出範囲となり、０．５Ｖ〜０．８３２Ｖの範囲で定電流供給経路の異常検出範囲となり、０．８３２Ｖ〜４．１６８Ｖの範囲が温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２による温度測定範囲となり、４．１６８Ｖ〜４．５Ｖの範囲が定電流供給経路の異常検出範囲となり、４．５Ｖ〜５Ｖの範囲が出力信号線の短絡異常検出範囲となる。

そして、ローパスフィルタ回路９４から出力されるＩＧＢＴチップ温度信号Ｖｏｕｔは、昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの上位システムに伝達され、当該上位システムで、常に、ＩＧＢＴチップの温度を検出しながら、例えばＩＧＢＴチップ温度が予め設定された第１の所定温度Ｔ１を超えるとスイッチング周波数を通常スイッチング周波数の１／２に制限し、さらにＩＧＢＴチップ温度が第１の所定温度Ｔ１より高い第２の所定温度Ｔ２を超えるとスイッチング素子ＳＷＵおよびＳＷＤによるスイッチング動作（昇降圧動作）を停止する保護機能を働かせる。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
全体的な動作としては、外部の上位システムから制御指令値が制御回路３のゲート信号発生器２１に入力されると、このゲート信号発生器２１で、入力された制御指令値と上アーム１および下アーム２のＩＧＢＴ５および６を制御したときの出力電圧Ｖ_Ｈとを比較し、制御指令値に出力電圧Ｖ_Ｈが一致するようにＩＧＢＴ５および６に対するゲート制御信号を生成し、生成したゲート制御信号をそれぞれフォトカプラ２２および２３を介して上アーム１および下アーム２のゲートドライバＩＣ７および８に出力する。

これにより、ゲートドライバＩＣ７および８からゲート信号ＳＵ４およびＳＤ４がＩＧＢＴ５および６のゲートに出力されて、ＩＧＢＴ５および６のゲートが駆動されることにより、出力電圧Ｖ_Ｈが制御指令値に一致するようにスイッチング動作される。
このとき、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２への定電流供給経路が正常である場合には、前述したように、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の順方向電圧ＶＦが図４に示すように測定可能なチップ温度−５０℃〜＋２００℃に対応する２．４３Ｖ〜１．３８Ｖの範囲となっている。

このため、温度測定回路１３および１４のコンパレータＩＣ５から出力されるＰＷＭ信号のオンデューティ比が、図５に示すように、９１．７％〜８．３％の範囲となっており、このＰＷＭ信号がフォトカプラ９０を介してＰＷＭ−アナログ変換回路９１に供給される。このＰＷＭ−アナログ変換回路９１では２値化回路９２でＰＷＭ信号を例えば０．５Ｖの電圧Ｖ１および例えば４．５Ｖの電圧Ｖ２に２値化し、この２値化信号をバッファ回路９３でインピーダンス変換してからローパスフィルタ回路９４で積分してＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔを得ることができる。

このときのＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔは、図７に示すように、４．１６８Ｖ〜０．８３２Ｖの範囲となり、チップ温度に対応した出力電圧となる。
このＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔは、昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの上位システムに伝達され、当該上位システムで、常に、ＩＧＢＴチップの温度を検出しながら、例えばＩＧＢＴチップ温度が予め設定された第１の所定温度Ｔ１を超えるとスイッチング周波数を通常スイッチング周波数の１／２に制限し、さらにＩＧＢＴチップ温度が第１の所定温度Ｔ１より高い第２の所定温度Ｔ２を超えるとスイッチング素子ＳＷＵおよびＳＷＤによるスイッチング動作（昇降圧動作）を停止する保護機能を働かせる。

この温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２への定電流供給経路が正常な状態から、例えば、前述した図６（ａ）〜（ｃ）に示す端子ケース埋設電極リードと温度検出用ダイオードのアノード電極との間のワイヤボンディングの断線、温度検出用ダイオードのカソード電極と端子ケース埋設の電極リードとの間のワイヤボンディングの断線、温度検出用ダイオードのチップ内の断線が発生した場合には、定電流源７０の電源電圧がそのまま温度測定回路１３および１４のバッファアンプＩＣ１の入力信号レベルとなる。このため、レベル変換器７７から出力される出力電圧Ｖｌｅｖが図４に示す２．４３Ｖを超過することになり、コンパレータＩＣ５から出力されるＰＷＭ信号のオンデューティ比が図７に示す９１．７％を超える状態となる。

このＰＷＭ信号がフォトカプラ９０を介してＰＷＭ−アナログ変換回路９１に供給されるので、ローパスフィルタ回路９４から出力されるＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが図８に示すように４．１８Ｖ〜４．５Ｖの範囲となり、このＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの上位システムに伝達される。このため上位システムで、ＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが温度検出部の異常検出範囲であることを認識し、温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２の定電流検出経路に断線異常が発生していることを検出することができる。

逆に、温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２の定電流供給経路に、図６（ｄ）または（ｅ）に示す定電流源の出力と回路パターンとの間の半田不良による断線または温度検出用ダイオードのチップ内断線が生じた場合には、温度測定回路１３または１４のバッファアンプＩＣ１の入力電圧レベルがグランド（ＧＮＤ）レベルとなる。
このため、コンパレータＩＣ５から出力されるＰＷＭ信号のオンデューティ比が図７に示すように８．３％未満となり、温度検出部の異常検出範囲となる。

このＰＷＭ信号がフォトカプラ９０を介してＰＷＭ−アナログ変換回路９１に供給されることにより、２値化回路９２で０．５Ｖに近い２値化出力が出力される。この２値化出力がバッファ回路９３でインピーダンス変換されてローパスフィルタ回路９４で積分されることにより、このローパスフィルタ回路９４から図８に示す温度検出部異常検出範囲０．５Ｖ〜０．８３２ＶのＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔが出力される。このＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの上位システムに伝達される。このため上位システムで、ＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが温度検出部の異常検出範囲であることを認識し、温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２の定電流検出経路に定電流源７０側の断線異常または温度検出用ダイオードのチップ内の短絡異常が発生していることを検出することができる。

さらに、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の定電流供給経路が正常である状態で、ＰＷＭ−アナログ変換回路９１のローパスフィルタ回路９４から出力されたＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの上位システムに伝達されたときに、ＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが図８に示す４．５Ｖ〜５．０Ｖの出力信号線異常検出範囲であるときには、出力信号線に電源短絡異常が発生しているものと判断することができる。逆に、ＩＧＢＴ温度電圧信号Ｖｏｕｔが図８に示す０．５Ｖ〜０Ｖの出力信号線異常検出範囲にあるときには、出力信号線に断線異常が発生しているか温度測定回路１３および１４自体にＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔを出力できない電源電圧供給停止等による異常が発生するものと判断することができる。

このように、上記実施形態によると、温度検出用ダイオードＤＵ２およびＤＤ２の温度測定範囲の下側順方向電圧ＶＦ_Ｌおよび上側順方向電圧ＶＦ_Ｈの測定範囲に対して、パルス幅変調を行うための三角波信号Ｖｔｒｉの下限値Ｖｓｄおよび上限値Ｖｓｕを、測定範囲外に設定するようにした。
このため、パルス幅変調信号のオンデューティ比が温度測定範囲の上側順方向電圧ＶＦ_Ｈに対応するデューティ比を超えたときに、図６（ａ）〜（ｃ）の断線異常であると判断することができ、逆にパルス幅変調信号のオンデューティ比が温度測定範囲の下側順方向電圧ＶＦ_Ｌに対応するデューティ比未満に低下したときに、図６（ｄ）または（ｅ）の定電流源７０の出力側断線異常または温度検出用ダイオードＤＵ２またはＤＤ２のチップ内の短絡異常であることを検出することができる。これらの異常検出はＰＷＭ−アナログ変換回路９１で変換したアナログ信号からも異常検出することができる。

さらに、ＰＷＭ−アナログ変換回路９１で、パルス幅変調信号を２値化回路９２で２値化する際に、電圧範囲を電源電圧Ｖｃｃ２およびグランド電位に対してそれぞれ制限した制限範囲に設定することにより、ＰＷＭ−アナログ変換回路９１から出力されたＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔに基づいて上位システムとＰＷＭ−アナログ変換回路９１間の出力信号線の異常や温度測定回路１３および１４自体の出力異常も検出することができる。

なお、上記実施形態においては、三角波信号Ｖｔｒｉの上限値Ｖｓｕおよび下限値Ｖｓｄを、パワースイッチング素子としてのＩＧＢＴの温度測定範囲における定電流を供給した時の温度検出用ダイオードＤＵ２，ＤＤ２の順方向電圧の検出範囲の±１０％外側に設定した場合について説明したが、±１０％を超えて±２０％までの範囲で上限値Ｖｓｕおよび下限値Ｖｓｄを設定するようにしてもよい。この場合、上限値Ｖｓｕおよび下限値Ｖｓｄが温度検出用ダイオードＤＵ２，ＤＤ２の順方向電圧の検出範囲に対して±２０％を超えるときには、使用電圧範囲が広くなって、電力供給源を変更する必要が生じ、また±１０％未満とする正常な温度測定範囲と異常検出範囲との判別を正確に行うことが困難となる。

また、上記実施形態においては、上アーム１および下アーム２のパワー素子としてＩＧＢＴ５および６を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴ５および６に代えてＭＯＳＦＥＴを適用することもできる。この場合には、温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２のアノード領域とＭＯＳＦＥＴのソース領域もしくはドレイン領域のうち低電位側の領域を、常に高い電圧での逆バイアス状態とすることができ、ＭＯＳＦＥＴ側からの温度検出用ダイオードＤＤ２およびＤＵ２のアノード領域への漏れ込みを確実に抑制して、シリコンチップ温度Ｔｃを高精度で検出することができる。

また、上記実施形態においては、上アーム１および下アーム２と制御回路３との間の絶縁をフォトカプラで行なう場合について説明したが、これに限定されるものではなく、空芯型絶縁トランス等の絶縁機器を適用することができる。
さらに、上記実施形態においては、温度測定回路１３，１４からＩＧＢＴチップ温度電圧信号Ｖｏｕｔを上位システムに出力する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、温度測定回路１３，１４を例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を含んで構成し、温度検出処理および異常検出処理を行なわすようにしてもよい。

１…上アーム、２…下アーム、３…制御回路、５，６…ＩＧＢＴ、７，８…ゲートドライバＩＣ、９，１０…ＩＧＢＴ保護回路、１１，１２…過電流検出部、ＳＷＵ，ＳＷＤ…パワースイッチング素子、ＤＤ２，ＤＵ２…温度検出用ダイオード、１３，１４…温度測定回路、７０…定電流源、ＩＣ１…バッファアンプ、７６…パルス幅変調回路、７７…レベル変換器、７８…三角波発生回路、ＩＣ３…コンパレータ、ＩＣ４…オペアンプ、ＩＣ５…コンパレータ、９０…フォトカプラ、９１…ＰＷＭ−アナログ変換回路、９２…２値化回路、９３…バッファ回路、９４…ローパスフィルタ回路

Claims

シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置であって、
前記チップ温度検出回路は、
前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、
前記温度検出用ダイオードの順方向電圧を入力信号としてパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路とを少なくとも備え、
前記パルス幅変調回路は、三角波発生回路と、該三角波発生回路から出力される三角波信号と前記入力信号とを比較して前記パルス幅変調信号を出力する比較器とを備え、
前記三角波発生回路は、出力する三角波信号の上限値および下限値を、前記パワースイッチング素子の温度測定範囲における定電流を供給した時の前記温度検出用ダイオードの順方向電圧の範囲外に設定したことを特徴とするパワー半導体装置の温度測定装置。
前記三角波信号の上限値および下限値を、前記パワースイッチング素子の温度測定範囲における定電流を供給した時の前記温度検出用ダイオードの順方向電圧の範囲に対して、±１０％〜±２０％の範囲で外側となるように設定したことを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。
前記比較器に入力される前記入力信号が、前記三角波発生回路から出力される三角波信号の上限値および下限値より逸脱した時に、前記チップ温度検出回路に異常が生じたものと判定する異常検出回路を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。
前記異常検出回路は、前記比較器に入力される前記入力信号が前記三角波発生回路から出力される三角波信号の下限値より低下した時に、前記定電流源の端子接触不良および前記温度検出用ダイオード内での短絡異常の何れかが発生したものと判定し、前記三角波信号の上限値を超過した時に、前記温度検出用ダイオードのワイヤボンディングの断線および当該温度検出用ダイオード内での断線の何れかが発生したものと判定することを特徴とする請求項３に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。