JP4507918B2 - 単電源電圧計測回路 - Google Patents

Description

本発明は、単電源の演算増幅器を用いて、単極性の電圧を広い電圧範囲にわたり計測可能とした単電源電圧計測回路に関するものである。

従来、大きな駆動力が要求される車両駆動システムでは、高効率化、省エネルギー化を図るために、図４に示すような構成が採られている。
図４において、１００は直流電源であり、架線からの給電電源またはバッテリが使用される。直流電源１００の電圧が供給される昇降圧コンバータ２００は、車両の駆動時には、直流電源１００の電圧Ｖ_Ｌ（例えば２００［Ｖ］）を三相電動機４００の駆動に適した電圧Ｖ_Ｈ（例えば１０００［Ｖ］）に昇圧し、車両の制動時には、発電機として動作する三相電動機４００の上記電圧Ｖ_Ｈを電圧Ｖ_Ｌに降圧して直流電源１００に回生する。

昇降圧コンバータ２００に接続されるインバータ３００は、車両駆動時に昇降圧インバータ２００の出力電圧を電源電圧としてスイッチング素子をオンオフ制御し、交流出力側の各相に電流を流して電動機４００を駆動するものであり、電動機４００の速度すなわち車両速度はスイッチングの周波数によって変化する。
そして、車両の制動時には、各相に生じる電圧に同期してスイッチング素子をオンオフ制御することにより、いわゆる整流動作を行い、電動機４００から出力される三相交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ２００側に回生している。

ここで、図５は昇降圧コンバータ２００の内部構成を示す図である。
図５において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、インバータ３００の直流入力端子とＧＮＤ（グランド）との間に直列接続された半導体スイッチング素子ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２と、これらにそれぞれ逆並列接続された還流ダイオードＤ１，Ｄ２とにより構成されている。また、ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はスイッチング素子ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２の制御回路である。
スイッチング素子ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２同士の接続点は、直流電源１００の正極にリアクトルＬを介して接続されている。また、スイッチング素子ＩＧＢＴ２のコレクタはインバータ３００の直流入力端子に接続され、上記コレクタとＧＮＤとの間にはコンデンサＣが接続されている。

図５における昇降圧の原理を以下に説明する。なお、図６は、昇圧時にリアクトルＬ（そのインダクタンス値もＬとする）に流れる電流波形を示している。
・昇圧動作
（１）スイッチング素子ＩＧＢＴ１がオン（導通）するとリアクトルＬに電流ｉが流れ、Ｌｉ^２／２のエネルギーが蓄積される。
この間の電流変化率ｄｉ／ｄｔは、図６に示すようにＶ_Ｌ／Ｌである。
（２）スイッチング素子ＩＧＢＴ１がオフ（非導通）すると、スイッチング素子ＩＧＢＴ２側のダイオードＤ２に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣに送られる。
この間の電流変化率ｄｉ／ｄｔは、図６に示すように（Ｖ_Ｌ−Ｖ_Ｈ）／Ｌである。
上記動作の繰り返しにより、コンデンサＣの電圧は直流電源１００の電圧よりも高い電圧に昇圧されていく。

・降圧動作
（１）スイッチング素子ＩＧＢＴ２がオンすると、コンデンサＣの正極側からリアクトルＬに電流ｉが流れ、Ｌｉ^２／２のエネルギーが蓄積される。
（２）スイッチング素子ＩＧＢＴ２がオフすると、スイッチング素子ＩＧＢＴ１側のダイオードＤ１に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーが直流電源１００に回生される。
上記動作の繰り返しにより、コンデンサＣの電圧は次第に降圧されていくことになる。

このため、昇降圧コンバータ２００の出力電圧Ｖ_Ｈは、オンデューティ（スイッチング素子ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２のスイッチング周期に対する導通期間の割合）を変更することによって調整可能であり、このオンデューティは数式１によって表すことができる。
［数式１］
Ｖ_Ｌ／Ｖ_Ｈ＝オンデューティ［％］
しかるに、実際には負荷の変動や電源電圧の変動等があるため、昇降圧コンバータ２００の出力電圧Ｖ_Ｈを監視し、これが指令値に一致するようにスイッチング素子ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２のオンデューティをフィードバック制御している。

図７は、昇降圧コンバータの出力電圧Ｖ_Ｈが昇降圧指令値に一致するようにフィードバック制御を行うＩＰＭ（Intelligent Power Module）のブロック図を示している。大別すると、上アームスイッチング部２２０、下アームスイッチング部２１０及び制御部２３０から構成されており、各部は電気的に絶縁する必要があるため、フォトカプラ２４１〜２４３や図示されていないパルストランス等を用いて、信号を授受している。

図７において、直列接続されたスイッチング素子ＩＧＢＴ１Ａ，ＩＧＢＴ２Ａは、図５のスイッチング素子ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２に相当するが、図７の例では補助エミッタを備えている。
上アームスイッチング部２２０は、スイッチング素子ＩＧＢＴ２Ａの過電流検知素子２２１及び過熱検知素子２２２を備え、ＩＧＢＴ保護回路２２３は、各素子２２１，２２２の検知出力によりスイッチング素子ＩＧＢＴ２Ａのゲートをオフさせるための制御信号をゲート駆動回路２２４に出力可能である。
同様に、下アームスイッチング部２１０も、過電流検知素子２１１、過熱検知素子２１２、ＩＧＢＴ保護回路２１３、ゲート駆動回路２１４を備えている。

更に、下アームスイッチング部２１０には、昇降圧コンバータの出力電圧Ｖ_Ｈの大きさに応じたパルス幅のＰＷＭ信号を出力するＶ_Ｈ検出回路２１５が設けられている。
このＶ_Ｈ検出回路２１５は、出力電圧Ｖ_Ｈを分圧する分圧回路２１６と、その出力電圧のレベルを調整するレベル調整器２１７と、三角波発生器２１８と、レベル調整器２１７の出力信号と三角波とを比較して二値化したＰＷＭ信号を出力する比較器２１９とから構成されている。

一方、制御部２３０は、スイッチング素子ＩＧＢＴ１Ａ，ＩＧＢＴ２Ａのゲート信号を制御するものである。すなわち、この制御部２３０は、前記フォトカプラ２４２の出力信号が入力されるローパスフィルタ２３１と、昇降圧指令値（Ｖ_Ｈ指令値）とローパスフィルタ２３１の出力信号（Ｖ_Ｈ検出値に相当）とを比較するＶ_Ｈ比較器２３２と、その出力信号に基づいてスイッチング素子ＩＧＢＴ１Ａ，ＩＧＢＴ２Ａに対するゲート信号を生成するゲート信号発生器２３３とを備えており、前記ゲート信号はフォトカプラ２４１，２４３を介してゲート駆動回路２１４，２２４にそれぞれ入力されている。

図８は、図７における分圧回路２１６の構成を示しており、電圧Ｖ_Ｈの計測点と電源のＧＮＤとの間に、高抵抗値の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２（抵抗値も同じ記号Ｒ１，Ｒ２で表す）が直列に接続されている。つまり、抵抗Ｒ２の両端電圧（分圧点の電圧）Ｖ_２は、Ｖ_２＝Ｖ_Ｈ・｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝である。
上記電圧Ｖ_２は、正電源２１６Ｐ及び負電源２１６Ｎを有するバッファとしての双電源演算増幅器２１６Ｑの非反転入力端子に入力され、低インピーダンスに変換された分圧電圧Ｖ_ＯＵＴが図７のレベル調整器２１７に出力されるようになっている。

さて、図７の三角波発生器２１８から出力される三角波の振幅は、０［Ｖ］とＶ_ＨＭＡＸ・｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝との間で変化するように調整されている。
この三角波と、レベル調整器２１７を介した分圧電圧とが比較器２１９により比較され、デューティが０〜１００［％］の二値化されたＰＷＭ信号が出力される。このＰＷＭ信号によりフォトカプラ２４２の発光ダイオードに電流を流し、受光トランジスタから発生する光電流を負荷抵抗により電圧変換した後、ローパスフィルタ２３１によりフィルタリングしてアナログ信号に変換する。この信号は、前述の如くＶ_Ｈ検出値に相当する信号としてＶ_Ｈ比較器２３２に入力される。

なお、下記の特許文献１には、二次電池とインバータとを備えた回生運転可能なモータ制御装置において、モータを流れる電流に依存した電圧を単電源の演算増幅器に入力し、その出力電圧が電源電圧の１／２の値を中心とする所定範囲にあるか否かによってモータの動作状態を監視するようにしたモータ制御装置が記載されている。

特開平９−１３１０８３号公報（［００４０］〜［００５１］、図１〜図３等）

図８に示した演算増幅器２１６Ｑは正負の双電源を用いており、演算増幅器２１６Ｑの出力としては、被計測電圧の全範囲（０〜Ｖ_ＨＭＡＸ）におけるＶ_Ｈの分圧電圧を出力することができる。
一方、従来から、図７に示したようなＩＰＭを低コスト化して小型化する要請があり、分圧回路２１６における演算増幅器を単電源化できれば、上記要請に応えることができる。

しかし、電源電圧が＋５［Ｖ］の単電源の演算増幅器（例えば、日本電気株式会社製の「μＰＣ８４２」）の出力電圧範囲（Ｖ_ＯＵＴＬ〜Ｖ_ＯＵＴＨ）は、ほぼ０．７［Ｖ］〜３．５［Ｖ］である。
従って、図８の演算増幅器２１６Ｑを上記の単電源の演算増幅器（μＰＣ８４２）に置き換えた場合、図９の入出力特性（縦軸及び横軸のスケールを異ならせてある）に示すように、例えば、被計測電圧の最大値であるＶ_ＨＭＡＸ＝１０００［Ｖ］の時には、分圧比（＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）を２８６とすれば演算増幅器の出力電圧が上限値の３．５［Ｖ］となるが、下限値は約０．７［Ｖ］であるため、比例配分により、Ｖ_Ｈ＝０〜約２００［Ｖ］の範囲では演算増幅器の出力電圧が約０．７［Ｖ］で固定されてしまい、Ｖ_Ｈを正確に検出できずに電圧計測範囲の不感帯を生じてしまう問題があった。
また、前述した特許文献１には、上述した電圧計測範囲の不感帯を解消するための具体的な手段は特に開示されていない。

そこで本発明の解決課題は、単極性の高電圧を単電源の演算増幅器によって計測するに当たり、広い電圧範囲にわたって不感帯が生じないようにした単電源電圧計測回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、電圧計測点の単極性の電圧を分圧する分圧手段と、この分圧手段により分圧された電圧をインピーダンス変換して出力する単電源の演算増幅器と、を備えた単電源電圧計測回路において、
前記分圧手段の非電圧計測点側の電位を、前記演算増幅器の出力電圧下限値以上であって入力電圧上限値以下である基準電圧値に保持する基準電圧発生手段を備えたものである。
これにより、本発明では、前記基準電圧以上であって被計測電圧上限値（演算増幅器の出力電圧上限値により決まる）までの広範囲の電圧を計測可能とする。

また、請求項２に記載した発明は、請求項１において、被計測電圧値の０〜１００％に相当して振幅が変化する三角波と前記演算増幅器の出力信号とを比較して、被計測電圧値を所定デューティのパルスに変換する手段を備えたものである。

請求項３に記載した発明は、請求項２において、前記パルスを絶縁して伝送する伝送手段を備えたものである。
この伝送手段は、請求項４に記載するように、フォトカプラによって構成すれば良い。

また、請求項５に記載するように、前記基準電圧発生手段としては、例えば可変シャント式安定化電源回路を使用することができる。

本発明によれば、単電源の演算増幅器を使用しながら低い被計測電圧に対しても不感帯を生じることなく計測可能であり、広範囲にわたる単極性の電圧計測に適用することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の実施形態の回路構成図である。
図１において、２０は、例えば前述した日本電気株式会社製の「μＰＣ８４２」等の単電源演算増幅器であり、入力電圧を低インピーダンスに変換して出力するものである。演算増幅器２０の正電源端子には直流電源（正電源）２１が接続され、負電源端子は接地されている。また、非反転入力端子には、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の相互接続点（分圧点）が接続され、反転入力端子は演算増幅器２０の出力端子に接続されている。

２３は被計測電圧が加えられる電圧計測点であり、具体的には図５における昇降圧コンバータ２００の出力端子、図７における上アームスイッチング部２２０の出力端子である。この電圧計側点２３とＧＮＤとの間には、前記分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と基準電圧発生手段２２とが直列に接続されている。また、基準電圧発生手段２２には、前記直流電源２１から抵抗Ｒ３を介して電源が供給されている。

ここで、上記基準電圧発生手段２２としては、単電源演算増幅器２０の出力電圧下限値以上の電圧を安定して出力可能な可変シャント式安定化電源回路が用いられている。
この安定化電源回路の一例としては、例えば、日本電気株式会社製の「μＰＣ１９４４Ｔ」を用いることができ、単電源演算増幅器２０の出力電圧下限値Ｖ_ｏｕｔＬである０．７［Ｖ］以上の電圧である１．２６［Ｖ］を、基準電圧Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}として出力可能である。そして、この基準電圧Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}が分圧抵抗Ｒ２の非電圧計測点側の一端に加えられている。なお、基準電圧発生手段２２の具体的構成は、上記所定の直流電圧を高精度かつ安定して出力できるものであれば特に限定されない。
上述した可変シャント式安定化電源回路は外付け抵抗により出力電圧（基準電圧）が可変であるため、単電源演算増幅器２０や被計測電圧に応じて所望の基準電圧を出力させることができる。

また、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、被計測電圧の最大値Ｖ_ＨＭＡＸが１０００［Ｖ］のときに単電源演算増幅器２０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴがその上限値である３．５［Ｖ］を超えないように設定する。
例えば、Ｖ_ＨＭＡＸが１０００［Ｖ］、Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}が１．２６［Ｖ］の場合、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路の両端電圧は９９８．７４［Ｖ］になる。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を流れる電流を０．５［ｍＡ］とすると、直列回路の合成抵抗は１９９７．４８［ｋΩ］となり、分圧比（＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）を従来と同様に２８６とすれば、Ｒ１＝１９９０．０５≒１９９０［ｋΩ］、Ｒ２≒６．９９≒７［ｋΩ］となる。
よって、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２をこれらの値に設定すれば演算増幅器２０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上限値を超えることはない。

この場合、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧点の電圧Ｖ_２は数式２によって表される。この電圧は演算増幅器２０の入力電圧上限値以下であることは言うまでもない。
［数式２］
Ｖ_２＝（Ｖ_Ｈ−Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}）／Ｒ_ｒ＋Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}
Ｒ_ｒ：分圧比（＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）
Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}：基準電圧発生手段２２の出力電圧（基準電圧）
Ｖ_Ｈ：電圧計測点２３の電圧

図２は、図１に示した単電源演算増幅器２０の入出力特性を示している。なお、図２において、縦軸及び横軸のスケールは異なっており、横軸上の基準電圧Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}は大きさを誇張して示してある。
図２から明らかなように、この実施形態によれば、電圧計測点２３の電圧Ｖ_Ｈが０［Ｖ］の時でも、演算増幅器２０の出力電圧として基準電圧Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}（＝１．２６［Ｖ］）がオフセットとして現れるが、電圧計測点２３の電圧Ｖ_Ｈが基準電圧Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}を超えて最大値Ｖ_ＨＭＡＸに至るまでの範囲では、演算増幅器２０からＶ_Ｈに応じた分圧電圧が出力されることになる。
すなわち、この実施形態では電圧計測範囲の不感帯が０〜１．２６［Ｖ］（＝Ｖ_{ｓｈｕｎｔ}）になってフルスケール（１０００［Ｖ］）に対し約０．１３［％］相当になり、図８の従来技術における０〜２００．２［Ｖ］（フルスケールに対し約２０［％］）よりも大幅に狭めることができる。

図３は、この実施形態にかかる単電源電圧計測回路を、図７と同様に昇降圧コンバータの出力電圧Ｖ_Ｈを制御するＩＰＭに適用した場合の、下アームスイッチング部内のＶ_Ｈ検出回路（図７における符号２１５に相当）、及び、制御部（同じく符号２３０に相当）の構成を示す回路図である。なお、本実施形態の単電源電圧計測回路は、図７における分圧回路２１６に相当する機能を持つため、ＩＰＭを構成する場合には図７における分圧回路２１６を本実施形態の単電源電圧計測回路に置き換えれば良い。

図３において、前記単電源演算増幅器２０からレベル調整器２１７を介して出力された電圧と、三角波発生器２１８から出力された１．２６〜３．５［Ｖ］の範囲の振幅を持つ三角波とは、単電源の比較器２１９により比較され、デューティが０〜１００％の二値化されたＰＷＭ信号が出力される。この二値化されたＰＷＭ信号によりフォトカプラ２４２の発光ダイオードに電流を流し、受光トランジスタから発生する光電流を負荷抵抗にて電圧変換すると共に、ローパスフィルタ２３１にてフィルタリングしてアナログ値に変換し、出力する。
そして、図７のＶ_Ｈ比較器２３２では、ローパスフィルタ２３１のアナログ出力電圧を昇降圧指令値と比較し、上アーム及び下アームスイッチング素子ＩＧＢＴ２Ａ，ＩＧＢＴ１Ａに対するゲート信号を作成するものである。

以上のように、本実施形態によれば、分圧回路におけるインピーダンス変換用の演算増幅器を単電源で使用した場合にも、電圧計測範囲の不感帯が極めて少ない電圧計測回路を実現することができる。
なお、例えば特開平５−１８１９９１号公報には、単電源の演算増幅器を用いて複数の交流入力電圧を加算する加算回路において、複数の交流入力電圧を基準電圧によりレベルシフトさせる技術が記載されている。しかしながら、この公知技術は、本発明のような単極性の電圧を計測対象としていない点、本発明と異なって単電源から基準電圧を二つ作成している点などにおいて、目的や構成、作用が相違するものである。

本発明の実施形態の回路構成図である。 図１における単電源演算増幅器の入出力特性図である。 本発明の実施形態を有するＩＰＭの主要部の回路構成図である。 従来の車両駆動システムを示すブロック図である。 図４における昇降圧コンバータの内部構成を示す図である。 昇圧動作時にリアクトルに流れる電流波形を示す図である。 昇降圧コンバータ用のＩＰＭのブロック図である。 図７における分圧回路の構成図である。 図７の分圧回路に単電源演算増幅器を適用した場合の入出力特性図である。

符号の説明

２０：単電源演算増幅器
２１：直流電源
２２：基準電圧発生手段
２３：電圧計測点
２１７：レベル調整器
２１８：三角波発生器
２１９：比較器
２３１：ローパスフィルタ
２４２：フォトカプラ
Ｒ１，Ｒ２：分圧抵抗
Ｒ３：抵抗

Claims (5)

1. 電圧計測点の単極性の電圧を分圧する分圧手段と、この分圧手段により分圧された電圧をインピーダンス変換して出力する単電源の演算増幅器と、を備えた単電源電圧計測回路において、
   前記分圧手段の非電圧計測点側の電圧値を、前記演算増幅器の出力電圧下限値以上であって入力電圧上限値以下である基準電圧値に保持する基準電圧発生手段を備えたことを特徴とする単電源電圧計測回路。
2. 請求項１に記載した単電源電圧計測回路において、
   被計測電圧値の０〜１００％に相当して振幅が変化する三角波と前記演算増幅器の出力信号とを比較して、被計測電圧値を所定デューティのパルスに変換する手段を備えたことを特徴とする単電源電圧計測回路。
3. 請求項２に記載した単電源電圧計測回路において、
   前記パルスを絶縁して伝送する伝送手段を備えたことを特徴とする単電源電圧計測回路。
4. 請求項３に記載した単電源電圧計測回路において、
   前記伝送手段がフォトカプラであることを特徴とする単電源電圧計測回路。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した単電源電圧計測回路において、
   前記基準電圧発生手段が、可変シャント式安定化電源回路であることを特徴とする単電源電圧計測回路。

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