JP5069249B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、コンバータの出力側とインバータの入力側とを直接接続し、電力系統の交流電圧をコンバータで変換した直流電圧をそのままインバータで交流電圧に変換して負荷に供給する、いわゆる、交流を交流に直接的に変換する電力変換装置に係り、特に、電力系統側にて瞬時停電や瞬時電圧低下が発生したときにも、負荷側への電力変換を継続させ得る技術に関するものである。

電力系統の交流電圧を任意の周波数、電圧の交流電圧に変換する電力変換装置としては、そのコンバータで変換した脈動する直流電圧をフィルタ装置で平滑し、この平滑された直流電圧をインバータで交流電圧に変換する方式のものが従来より多用されている。一方、出力電圧波形の歪みを低減する高調波補償回路を設け、上記フィルタ装置を構成するコンデンサやリアクトルを不要として、コンバータとインバータとを直結することにより、設備の小型化を図る技術も紹介されている（特許文献１参照）。

更に、図９に示すように、直結したコンバータ１２とインバータ１３との接続点の正負極間に互いに直列に接続されたダイオード１４とコンデンサ１５とからなる電圧クランプ回路を備えた装置も紹介されている（非特許文献１参照）。
この電圧クランプ回路のコンデンサ１５は、例えば、電力変換装置が異常となり全てのスイッチング素子をオフしたとき、インバータ１３に接続される負荷のエネルギーをコンデンサ１５に吸収して電力変換装置を過電圧などから保護する。

コンデンサ１５を設けたことにより、コンデンサ１５の電圧がコンバータ１２の出力側電圧よりも高くなる期間では、コンデンサ１５からコンバータ１２を介して系統電源側へ電流が流出することとなり、これを抑制するためダイオード１４が挿入されている。これにより、コンデンサ１５の電圧が系統電源側の交流電圧の波高値の最大電位に充電されてもダイオード１４が逆バイアスされてオフされることから、コンバータ１２の出力電圧は常に系統電源の交流電圧がそのまま現れることで所望の正常動作を保持できる。

また、図１０は別の従来の電力変換装置に関する図である（特許文献２参照）。図１０の装置では、図９と同様に、インバータ６３はコンバータ６２で得られた直流電圧を基に交流電圧に変換するが、コンバータ６２で得られた直流電圧はフィルタ６１を介した系統電源電圧がそのまま現れるため直接的に変換する電力変換装置となる。また、ダイオード６４とコンデンサ６５とにより電圧クランプ回路が構成され、例えば、電力変換装置が異常となり全てのスイッチング素子をオフしたとき、インバータ６３に接続される負荷のエネルギーをコンデンサ６５に吸収して電力変換装置を過電圧などから保護する。更に、ダイオード６４に逆並列にスイッチ６６が設けられ、コンデンサ６５の電圧が異常上昇するとスイッチ６６をオンすることによりコンデンサ６５における蓄積エネルギーを負荷側に放電して、コンデンサ６５の電圧を正常レベルに引き下げるようにする。

特開２００４−２４８４３０号公報（請求項１、図２等） 米国特許６９９５９９２号公報 Fig.3 "Alternate ASDs", IEEE Industry Application Magazine, Mar/Apr, 2006, pp71-84（FIG．１）

図９のように構成された従来の電力変換装置は、フィルタ１１に接続される系統電源に瞬時的な停電や電圧低下が発生すると、コンバータ１２の出力電圧が低下し、インバータ１３が必要とする直流電圧を得ることができず、電力変換装置を停止させなければならない。従って、エネルギー蓄積手段としてのコンデンサ１５を備えているにも拘わらず、系統電源の電圧低下時にそのコンデンサ１５の充電エネルギーを有効に利用することが出来ないという問題点があった。

また、図１０のように構成された従来の電力変換装置において、スイッチ６６を設けているのはコンデンサ６５の電圧を正常レベルに引き下げるのが目的である。従って、系統電源に瞬時的な停電や電圧低下が発生してもスイッチ６６の動作との連携はなく、図９の場合と同様、インバータ６３が必要とする直流電圧を得ることができず、同様に電力変換装置を停止させなければならないという課題があった。

この発明は、以上のような従来の問題点を解決するためになされたもので、系統電源に瞬時的な停電や電圧低下が発生したときに、コンデンサの充電エネルギーを有効に活用して負荷への電力供給の継続が可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置の制御方法は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、このコンバータに接続されコンバータで変換された電圧を交流電圧に変換して交流負荷に供給するインバータ、およびコンバータとインバータとの接続点の正負極間に互いに直列に接続されたダイオードとコンデンサを備えた電力変換装置の制御方法において、
ダイオードと並列に接続されたスイッチを設け、
交流電源の交流電圧が健全状態にあるとき、インバータが交流負荷からの電力を回生する動作期間において、コンデンサの電圧が交流電源の線間電圧波高値より更に所定の電圧だけ高くなるようコンバータを所定の期間だけオフさせ、この期間における回生電力によりコンデンサの電圧を所定の電圧だけ上昇させ、
交流電源の交流電圧が健全状態から低下したとき、インバータを継続運転しながら交流負荷への電力供給を抑制し、コンバータをオフすると共に、スイッチをオンしてスイッチとダイオードとでコンデンサの双方向通電を可能としたものである。

この発明に係る電力変換装置の制御方法においては、以上のように、交流電源の交流電圧が健全状態から低下したとき、ダイオードに並列に接続されたスイッチがオンするので、コンデンサに充電された電圧がスイッチを介してインバータに供給され、インバータにより交流電圧の負荷への供給が継続される。更に、交流負荷への電力供給を抑制するので、その負荷運転可能な継続時間が増大する。更に、交流電源の交流電圧が健全状態にあるとき、インバータが交流負荷からの電力を回生する動作期間において、コンデンサの電圧が交流電源の線間電圧波高値より更に所定の電圧だけ高くなるようコンバータを所定の期間だけオフさせ、この期間における回生電力によりコンデンサの電圧を所定の電圧だけ上昇させるようにしたので、交流電源の交流電圧が健全状態から低下したとき、上昇させた電圧に相当する分コンデンサからインバータに供給可能なエネルギー量が増加し、コンデンサの追加等を必要としないで瞬低耐量の更なる向上を図ることができる。

この発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置の図１とは異なる構成を示す図である。 この発明の実施の形態２における電力変換装置の現象を説明するための図である。 この発明の実施の形態２における電力変換装置のスイッチ動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態２における電力変換装置のスイッチ動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置のスイッチ動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態４におけるコンバータの構成例を示す図である。 図７とは異なるコンバータの構成例を示す図である。 従来の電力変換装置を示す図である。 図９とは異なる従来の電力変換装置を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す図である。図において、交流電源である系統電源Ｇの交流電圧はフィルタ１を介してコンバータ２に供給される。コンバータ２で変換された脈動する直流電圧は、コンバータ２に直結されたインバータ３で任意の周波数、電圧の交流電圧に変換され負荷Ｌに供給される。
コンバータ２とインバータ３との接続点の正負極間には互いに直列にダイオード４とコンデンサ５とが接続されている。更に、ダイオード４と並列にスイッチ１０が接続されている。
なお、ここでは、スイッチ１０として、ダイオード４と逆極性に並列に接続された半導体スイッチング素子である絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを使用しているが、この発明の適用上、他の種類の半導体スイッチング素子、また、他の種類のスイッチを採用してもよい。

既述した通り、コンデンサ５は、電力変換装置が異常となり全てのスイッチング素子をオフしたとき、インバータ３に接続される負荷Ｌのエネルギーをコンデンサ５に吸収して電力変換装置を過電圧などから保護する。また、ダイオード４は、コンデンサ５の電圧が系統電源Ｇの交流電圧の波高値の最大電位に充電されても、このダイオード４の逆バイアス電圧でコンバータ２側への電流流出を阻止するものである。
この発明は、以上に示すように、通常の健全状態では、系統電源Ｇの交流電圧の波高値の最大電位に充電されているコンデンサ５の充電エネルギーを、系統電源Ｇが異常でその交流電圧が低下したときに有効に活用して、負荷Ｌへの電力供給を継続させるというものである。

即ち、フィルタ１に接続される系統電源Ｇの交流電圧が健全状態から低下し瞬時的な停電や電圧低下が発生すると、コンバータ２を構成するスイッチング素子をオフとして系統電源Ｇと切離すと共に、スイッチ１０をオンとして、コンデンサ５とインバータ３との電流のやり取りが双方向となるようにする。これにより、充電されたコンデンサ５の直流電圧がインバータ３に直接的に供給され、インバータ３によりインバータ３に接続される負荷Ｌを継続的に運転することができる。また、系統電源Ｇが健全状態に復帰したときは、コンバータ２を構成するスイッチング素子を所望の方式でオンオフ制御すると共に、スイッチ１０をオフとして、本来の電力変換装置の動作状態に戻す。

このように、スイッチ１０をダイオード４に並列に接続することにより、系統電源Ｇに瞬時的な停電や電圧低下が発生したときに、元々、電力変換装置を保護するために設けられたコンデンサ５の充電エネルギーを活用するようにしたため、系統電源Ｇに瞬時的な停電や電圧低下が発生したときでもインバータ３の運転継続が可能となり（瞬低耐量の向上）、インバータ３に接続される負荷Ｌを停止させずに連続的に運転が可能となるという効果がある。また、保護用としての既設のコンデンサ５のエネルギーを流用するため、別途エネルギー源を設ける必要がなく、部品コストのアップを最小限とした構成により瞬低耐量を向上させることができる。

また、ダイオード４、コンデンサ５、スイッチ１０の接続方法は、図１に限らず、図２に示すように、コンデンサ２０と直列に接続されたダイオード２１に並列にスイッチ２２を接続する方法としてもよいことは言うまでもない。このとき系統電源Ｇに瞬時的な停電や電圧低下が発生したときは、スイッチ２２がオンする。

更に、図１の構成においては、スイッチ１０を絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成した例であり、そのエミッタ端子はコンバータ２を構成するスイッチング素子群のうち最上段の３つのスイッチング素子のエミッタ端子と共通である。このため、スイッチ１０のゲート−エミッタ間に与えるゲート電圧の基準電位は、上記３つのスイッチング素子の基準電位と共通であるため、この発明で追加するスイッチ１０を駆動するための電源としては、コンバータ２のスイッチング素子を駆動する既設の電源を流用することができるという効果がある。

実施の形態２．
ここでは、スイッチ１０のオンオフ動作を行う上での問題点とその対策について説明する。即ち、フィルタ１に接続される系統電源Ｇに瞬時的な停電や電圧低下が発生すると、コンバータ２を構成するスイッチング素子をオフとして系統電源Ｇを切離すと共に、スイッチ１０をオンとして、コンデンサ５とインバータ３との電流のやり取りが双方向となるようにする。ここで、コンバータ２のオフ動作とスイッチ１０のオン動作とのタイミングが近く、瞬時的にコンバータ２のオン状態とスイッチ１０のオン状態とが重なると、図３に示すように、スイッチ１０を介してコンデンサ５の充電エネルギーを不要に系統側に放電させるモードが発生する。そこで、コンバータ２とスイッチ１０のオンオフのタイミングを図４のように設定する。

図４において、（ａ）は系統状態、（ｂ）はコンバータ２のゲート信号、（ｃ）はスイッチ１０のゲート信号である。（ａ）にて、系統状態が健全状態から瞬低に移行したことを検知すると、先ず、コンバータ２のゲート信号を全てオフとする。次に、所定のＴｄ期間後にスイッチ１０のゲート信号をオンとすることにより、図３のモードを回避する。
ここで、Ｔｄは、例えば、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのオンオフ動作に必要な時間を設定（例：３マイクロ秒）すればよく、インバータ３に接続する負荷に対する影響は無視できる。

また、系統電源Ｇが瞬低から健全状態に移行したときは、コンバータ２とスイッチ１０のオンオフのタイミングを図５のように設定する。
図５において、（ａ）は系統状態、（ｂ）はコンバータ２のゲート信号、（ｃ）はスイッチ１０のゲート信号である。（ａ）にて、系統状態が瞬低状態から健全状態に移行したことを検知すると、先ず、スイッチ１０のゲート信号をオフとする。次に、所定のＴｄ期間後にコンバータ２のゲート信号をオンとすることにより、図３のモードを回避する。

図４、５で示したように、系統電源Ｇに瞬時的な停電や電圧低下が発生したとき、および系統電源Ｇが健全状態に復帰したときに、コンバータ２とスイッチ１０のゲート信号のオンオフタイミングを制御することにより、瞬時的にコンバータ２のオン状態とスイッチ１０のオン状態とが重なることによる、スイッチ１０を介してのコンデンサ５の充電エネルギーを不要に系統側に放電させるという不具合を回避できるという効果がある。

実施の形態３．
系統電源Ｇに瞬時的な停電や電圧低下が発生したとき、インバータ３に供給可能なエネルギー量はコンデンサ５の両端電圧で決まり、この電圧が大きければ大きいほど瞬低耐量は向上する、即ち、より長時間の継続給電が可能となる。この実施の形態３では、図１の電力変換装置に新たな設備を付加することなく、この瞬低耐量を増大できる方策について説明する。

コンデンサ５の電圧は、既述したように、系統電源Ｇの線間電圧波高値で充電されるが、インバータ３の負荷が回生（ブレーキ）モードにおいては、図６に示すように、コンバータ２のスイッチング素子を所定の期間Ｔｏｆｆで全オフとすることにより、コンデンサ５の電圧を更に高い電圧に充電することが可能となる。即ち、コンバータ２のゲート信号がオンの状態においては、インバータ３に接続される負荷Ｌが回生モードとなっても系統電源Ｇ側にエネルギーを回生することになるが、この状態のときにコンバータ２のゲートを全オフとするとダイオード４を介してコンデンサ５に回生によるエネルギーが蓄積され、コンデンサ５の電圧が上昇する。所定のＴｏｆｆの期間後にコンバータ２のゲート信号を再びオンとすることにより、負荷Ｌからの回生エネルギーは再び系統電源Ｇ側に回生され、コンデンサ５の電圧はＶｄだけ電圧が上昇した状態にとどまる。

なお、コンデンサ５の電圧上昇分Ｖｄを設定した場合、コンバータ２をオフする期間Ｔｏｆｆは、以下のように求まる。即ち、負荷Ｌからの回生電力をＰ、コンデンサ５の電圧をＶｄｃとすると、コンデンサ５を充電する電流Ｉｄｃは、式（１）のようになる。

Ｉｄｃ＝Ｐ／Ｖｄｃ （１）
また、電圧上昇分ＶｄとＴｏｆｆの関係は、式（２）となる。ここでＣは、コンデンサ５の静電容量である。なおＩｄｃはＶｄの上昇分を無視し、式（１）に基づくコンデンサ５の電圧が一定値Ｖｄｃとしたときの電流として簡略化している。
Ｖｄ＝（Ｉｄｃ／Ｃ）×Ｔｏｆｆ （２）
式（２）を変形すると式（３）となる。
Ｔｏｆｆ＝Ｖｄ×Ｃ／Ｉｄｃ （３）
例として、Ｐ＝３０００［Ｗ］、Ｖｄｃ＝３００［Ｖ］、Ｃ＝１０００マイクロ［Ｆ］、Ｖｄ＝１００［Ｖ］とすると、Ｔｏｆｆ＝１０ｍ秒となる。

このように負荷Ｌの回生エネルギーを利用してコンデンサ５の電圧を所望の大きさにまで充電することにより、系統電源Ｇに瞬時的な停電や電圧低下が発生したときの、インバータ３に供給可能なエネルギー量を増加することができるため、瞬低耐量の更なる向上を図ることができるという効果がある。また、コンデンサの追加等を必要としないので、部品コストをアップさせることなく瞬低耐量を向上させることができる。

なお、先の実施の形態１〜３では、系統電源Ｇの瞬低発生期間中も負荷Ｌに通常運転を継続させるようにしているが、負荷Ｌ側にて問題を生じない場合においては、瞬低発生期間のみ負荷Ｌへの電力供給を抑制してインバータ３を運転するようにしてもよいことは言うまでもない。この場合、瞬低時における負荷運転可能な継続時間が増大するという利点がある。また、コンバータ２の回路構成は、図示したものに限らないことは言うまでもない。

実施の形態４．
ここでは、先の図１等で示したコンバータ２の変形例を紹介する。図７（ａ）は、スイッチング素子が逆耐圧を持つもので構成した場合であり、合計１２個のスイッチング素子によりコンバータ４０を構成するものである。図７（ｂ）は、逆耐圧特性のないスイッチング素子に対して逆耐圧特性を持たせるためにダイオードを用いて双方向スイッチ４１として構成した場合であり、これを６個適用することにより図１のコンバータ２と同じ機能が実現できる。図７（ｃ）は、図１のコンバータ２からスイッチ数を削減したコンバータ４２を示し、低コスト化が実現できる。

また、図８（ａ）は、６個のスイッチング素子とダイオードを用いてコンバータ５０を構成する例である。図８（ｂ）は、逆耐圧特性を持つスイッチング素子を６個用いてコンバータ５１を構成する例である。

図７および図８の各構成のコンバータの出力側に、図１と同様に、ダイオード４、コンデンサ５、スイッチ１０を接続することにより、系統電源に瞬時的な停電や電圧低下が発生したときに、電力変換装置を保護するためのコンデンサ５のエネルギーを流用するようにして、系統電源に瞬時的な停電や電圧低下が発生したときでもインバータ３の運転継続が可能となり（瞬低耐量の向上）、インバータ３に接続される負荷を停止させずに連続的に運転が可能となるという効果がある。また、保護用としての既設のコンデンサ５のエネルギーを流用するため、別途エネルギー源を設ける必要がなく、部品コストのアップを最小限とした構成により瞬低耐量を向上させることができる。

以上のように、この発明に係る電力変換装置は、種々のタイプのコンバータの出力側と種々のタイプのインバータの入力側とを直接接続し、電力系統の交流電圧をコンバータで変換した直流電圧をそのままインバータで交流電圧に変換して負荷に供給する、いわゆる、交流を交流に直接的に変換する電力変換装置に広く適用でき、特に、電力系統側にて瞬時停電や瞬時電圧低下が発生したときにも、負荷側への電力変換を継続させ得るものである。

Claims (5)

1. 交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、このコンバータに接続され上記コンバータで変換された電圧を交流電圧に変換して交流負荷に供給するインバータ、および上記コンバータとインバータとの接続点の正負極間に互いに直列に接続されたダイオードとコンデンサを備えた電力変換装置の制御方法において、
   上記ダイオードと並列に接続されたスイッチを設け、
   上記交流電源の交流電圧が健全状態にあるとき、上記インバータが上記交流負荷からの電力を回生する動作期間において、上記コンデンサの電圧が上記交流電源の線間電圧波高値より更に所定の電圧だけ高くなるよう上記コンバータを所定の期間だけオフさせ、この期間における上記回生電力により上記コンデンサの電圧を上記所定の電圧だけ上昇させ、
   上記交流電源の交流電圧が健全状態から低下したとき、上記インバータを継続運転しながら上記交流負荷への電力供給を抑制し、上記コンバータをオフすると共に、上記スイッチをオンして上記スイッチと上記ダイオードとで上記コンデンサの双方向通電を可能としたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 上記スイッチを、上記ダイオードと逆極性に並列に接続された半導体スイッチング素子としたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の制御方法。
3. 上記コンバータを構成する半導体スイッチング素子の内、その一方の極が上記スイッチの一方の極に共通に接続されるものと上記スイッチとをオンオフする駆動電源を共用するようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置の制御方法。
4. 上記交流電源の交流電圧が健全状態から低下したとき、上記コンバータのオフ動作を先に行い、所定の期間経過後、上記スイッチのオン動作を行うようにしたことを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置の制御方法。
5. 上記交流電源の低下した交流電圧が健全状態に復帰したとき、先に上記スイッチをオフし、所定の期間経過後、上記コンバータをオンするようにしたことを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置の制御方法。

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