JP2018038240A - 昇降圧電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源から降圧または昇圧されたＤＣ／ＤＣ変換に関する昇降圧電源装置において、太陽光発電等の主回路電圧が高電圧化しており、低価格のＤＣ／ＤＣ変換電源装置が得にくい状況であったが本発明により市場性のある小型、低価格な電源を提供する。【解決手段】高電圧直流電源の主回路を正側上段主回路と負側下段主回路の２分圧化して対照的な部品構成で、従来と同一の部品で構成して、出力電源を１本化制御し、且つ電圧及び電流・負荷分担も制御して安定な制御を実現する。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源電圧から直流電源電圧以下の直流電圧電源を要する負荷装置との間に介在し、双方向、及び一方向の直流電圧電源を得る昇降圧ＤＣ／ＤＣ変換器に関する昇降圧電源装置である。

従来から上述双方向の昇降圧ＤＣ／ＤＣ変換器として、以下に記載の技術が知られている。この従来技術は直流入力電源から降圧チョッパー回路を介して異電圧直流出力を負荷装置に供給、または負荷装置から昇圧チョッパー回路を介して直流入力電源にエネルギー回生を得るもので、低損失半導体素子や高周波スイッチング化することで小型化や省電力損失化を図っているものである（例えば、特許文献１参照。）。

従来の昇降圧電源装置を、一般的な回路図で表現すると、図１２に示すような構成になっている。

図１２において、“１”は直流電源、“２Ａ”＆“２Ｂ”は入力平滑用コンデンサ、“３Ａ”＆“３Ｂ”は入力平滑用コンデンサ・バランス用抵抗器、“４”は降圧用半導体素子、“５”は昇圧用半導体素子、“６”はリアクトル、“７”は電流検出器、“８Ａ”＆“８Ｂ”出力平滑用コンデンサ、“９Ａ”＆“９Ｂ”は出力平滑用コンデンサ・バランス用抵抗器、“１０”は入出力電流検出器即ち充放電電流検出器、“１１”は負荷装置、“１２”は入出力電流基準、“１３”は加減算器、“１４”は演算増幅器、“１５”は三角波発生器、“１６”はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）発生器、“１７”は降圧用半導体素子ＰＷＭ駆動出力回路、“１８”は昇圧用半導体素子ＰＷＭ駆動出力回路、“１９”はＰＷＭ＠＾−ｐｋｌ制御用電源である。

次に動作について説明する。昇降圧ＤＣ／ＤＣ変換器は入出力電流基準の正負により、降圧チョッパー制御と昇圧チョッパー制御の２つの制御モードを有する。これらのモードを連続させて電流基準が正の場合を降圧チョッパー制御、負の場合を昇圧チョッパー制御と称して動作を解り易くしていることもある。電流基準を片極性にして制御モードを完全に分離する方法もあるが、本例では両極性で説明する。

後述するようにＰＷＭ変換信号は論理信号で、降圧チョッパー駆動用ＰＷＭ出力回路“１７”と昇圧チョッパー駆動用ＰＷＭ出力回路“１８”に分離されるが基本的には両者はインバータの関係にあり、入出力電流基準“１２”がゼロ（Ｖ）の場合、Ｄｕｔｙは５０％となっており、両ＰＷＭ出力は相反する５０％のＯＮ／ＯＦＦ信号が出力される。入出力電流基準“１２”が正の場合は降圧チョッパー駆動用ＰＷＭ出力回路“１７”のＯＮ出力のＤｕｔｙが５０％以上に広がり、逆に入出力電流基準“１２”が負の場合は昇圧チョッパー駆動用ＰＷＭ出力回路“１８”のＯＮ出力のＤｕｔｙが５０％以上に広がり、各々のモードの前者を降圧チョッパーモード、即ちバッテリー負荷の充電電流制御、後者を昇圧チョッパーモード、即ち放電電流制御と称している。

また、両駆動出力“１７”と“１８”には被駆動半導体素子“４”と“５”の動作遅れ時間を考慮して公知で省略されているデッドタイムが反映されている。

連続した２つのモードであるが、本例では最初に、負荷となるバッテリーの充放電電流制御について具体的に説明する。

即ち、直流入力電源“１”から、負荷装置“１１”即ちバッテリー負荷に充電するバッテリーの充電制御である降圧チョッパー制御のモードについて説明する。

入力平滑用コンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”及び、出力平滑用コンデンサ“８Ａ”“８Ｂ”は外来ノイズ及び制御上発生するノイズの吸収及び矩形波スイッチング電圧の平滑用コンデンサである。

制御用電源“１９”は直流入力電源“１”が印加されると制御用電源“１９”が入力電圧を検知して制御用の定電圧電源を発生させるもので、ＤＣ／ＤＣコンバータが一般的であり、公知なので詳細は省略している。また、制御用電源“１９”が確立すると制御が開始する。

入出力電流基準“１２”である充電電流基準は出力電流相当の正規化された基準であり、この充電電流基準に対して、充電電流は入出力電流検出器“１０”により検出、制御用に正規化されており、加減算器“１３”で加減算され、その差分が電流誤差として演算増幅器“１４”で増幅される。その演算増幅器“１４”の出力はＰＷＭ発生器“１６”に入力される。 三角波発生器“１５”で発生した三角波と演算増幅器“１４”の出力がＰＷＭ発生器“１６”で比較されてＰＷＭ変換される。ＰＷＭ変換信号は降圧チョッパー駆動用ＰＷＭ出力回路“１７”にて整形されて、公知で図示されていない絶縁増幅器で増幅されて、降圧用半導体素子“４”、例えば公知のＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング半導体素子をＰＷＭ駆動、即ち、ＯＮ／ＯＦＦスイッチング制御する。

降圧用半導体素子“４”がＯＮすると、直流入力電源“１”と入力平滑用コンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”から降圧用半導体素子“４”、リアクトル“６”、電流検出器“７”を介して出力平滑コンデンサ“８Ａ”“８Ｂ”と負荷装置“１１”であるバッテリーに電流が流れ、リアクトル“６”にエネルギーがチャージされる。

降圧用半導体素子“４”がＯＦＦするとリアクトル“６”にチャージされたエネルギーが昇圧用半導体素子“５”内の還流ダイオード、リアクトル“６”、電流検出器“７”を介して出力平滑コンデンサ“８Ａ”“８Ｂ”と負荷装置“１１”であるバッテリーに還流電流が流れる。

入出力電流検出器“１０”即ち充電電流は負荷であるバッテリー“１１”に流れる電流を検出している。このようにして、出力電流基準“１２”即ち充電電流基準に出力電流即ち充電電流が一致するように降圧用スイッチング半導体素子“４”をＰＷＭ信号に応じたＯＮ／ＯＦＦ制御することで入出力電流、即ちバッテリーの充電電流が指令電流基準に応じた電流になるように制御することになる。

降圧用半導体素子“４”がＯＦＦし、デッドタイム後に昇圧用半導体素子“５”にＯＮ信号が入力されるが昇圧用半導体素子“５”内のＦＷＤ（Ｆｒｅｅ Ｗｈｅｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を介した還流電流が流れており、昇圧用半導体素子“５”はＯＮすることはない。

次に、負荷装置“１１”であるバッテリー負荷から直流入力電源“１”に回生するバッテリーの放電電流制御である昇圧チョッパー制御のモードについて説明する。

充電電流制御と同様に、入出力電流基準“１２”即ち放電電流基準に対して、入出力電流検出器“１０”により検出されて放電電流が、加減算器“１３”で加減算され、その差分が電流誤差として演算増幅器“１４”で増幅される。その演算増幅器“１４”の出力はＰＷＭ発生器“１６”に入力され、三角波発生器“１５”からの三角波信号とＰＷＭ発生器“１６”で比較されＰＷＭ変換される。

ＰＷＭ変換信号は昇圧チョッパー駆動用ＰＷＭ出力回路“１８”にて整形されて、公知で図示されていない絶縁増幅器で増幅されて、昇圧用半導体素子“５”、をＰＷＭ駆動、即ち、ＯＮ／ＯＦＦスイッチング制御する。

昇圧用半導体素子“５”がＯＮすると、負荷装置“１１”であるバッテリーと出力平滑コンデンサ“８Ａ”“８Ｂ”から電流検出器“７”、リアクトル“６”、昇圧用半導体素子“５”、入出力電流検出器“１０”即ち放電電流検出器を介して電流が流れ、リアクトル“６”にエネルギーがチャージされる。

昇圧用半導体素子“５”がＯＦＦするとリアクトル“６”にチャージされたエネルギーが降圧用半導体素子“４”内の還流ダイオード、直流入力電源“１”と入力平滑用コンデンサ“２Ａ”“２Ｂ“、出力平滑コンデンサ“８Ａ”“８Ｂ”と出力電流検出器“１０”即ち放電電流、負荷装置“１１”即ちバッテリー、電流検出器“７”を介して還流電流が流れる。

このようにして、入出力電流基準“１２”即ち放電電流基準にバッテリーの放電電流が一致するように昇圧用スイッチング半導体素子“５”をＰＷＭ信号に応じたＯＮ／ＯＦＦ制御することで入出力電流、即ちバッテリーの放電電流が指令電流基準に応じた電流になるように制御することになる。

尚、電流検出器“７”は主回路及び制御の異常による過電流検出器で任意の電流値以上の電流が流れた場合に異常を検知して制御を停止させる保護用の電流検出器である。

特開２０１０−１２４５５１号公報

従来の昇降圧電源装置は上述のように構成されているので、近年のように太陽光発電・蓄電システム等では系統電源からのＡＣ／ＤＣ変換器と、太陽光パネルからの昇圧ＤＣ／ＤＣ変換器と、蓄電システムとの充放電変換器である昇降圧ＤＣ／ＤＣ変換器とをシステム的に連携する共通直流母線電源電圧は効率ＵＰを目的に太陽光発電のセルの直列数を増やして発電電圧を上げる傾向にあり、共通直流母線電源電圧も上げざるを得ない傾向にある。

これらの結果、システムの共通直流母線電源電圧も電圧が上がるために高電圧対応のＤＣ／ＤＣ変換器に変更せざるを得なくなっている。このような高電圧化システムに於いて本発明が解決しようとしている分野は昇降圧ＤＣ／ＤＣ変換器、降圧ＤＣ／ＤＣ変換器、及び昇圧ＤＣ／ＤＣ変換器に関する電源装置についてのもので、共通直流母線電源電圧が高くなると、ＤＣ／ＤＣ変換器の沿面距離や空間距離、更に基板構成時のパターン間の沿面距離も大きくする必要があり、更に主要構成部品の定格電圧も高くする必要があり、定格電圧の高耐圧化で部品の特性が低下して、損失が増加する等の課題を有する。

また主回路部品のスイッチング電圧が高圧化するのでＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）対策が更に複雑になり、基板構成の場合はパターン間の沿面距離を広げる必要があり、外形が大きくなる等の課題がある。

加えて、主回路電圧の高圧化で部品不具合時の短絡電流が増加して、機器の損傷も拡大して、発煙、発火等の対策が必要で装置価格が増加する等の課題を有する。

従って、本発明は、上記課題を解決する昇降圧電源装置を提供することを目的とする。

この発明に係わるＤＣ／ＤＣ変換器である昇降圧電源装置は、共通直流母線電源である前記直流入力電源と前記直流入力電源の正負間に並列に接続された入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサと、前記第１及び第２のコンデンサに並列に接続されたコンデンサ電圧バランス用第１及び第２の抵抗器と、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１のコンデンサの正側に接続された第１の降圧用半導体素子と、前記第１の降圧用半導体素子と直列に接続された第１のリアクトルと、第１のリアクトルに直列に接続された第１の電流検出器と、前記第１の降圧用半導体素子と、前記第１のリアクトルの接続点に第１の昇圧用半導体素子の正極を接続し、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２の直列コンデンサ間の中間点に、前記第１の昇圧用半導体素子の負極を接続し、前記第１の電流検出器の反対側を直流電圧正出力とし、前記入力平滑用２直列コンデンサの第２のコンデンサの負側に接続された第２の降圧用半導体素子と、前記第２の降圧用半導体素子に直列に接続された第２のリアクトルと、第２のリアクトルと直列に接続された第２の電流検出器と、前記第２の降圧用半導体素子と前記第２のリアクトルの接続点に第２の昇圧用半導体素子の負極を接続し、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２の直列コンデンサ間の中間点に、前記第２の昇圧用半導体素子の正極を接続し、前記第２の電流検出器の反対側を直流電圧負出力とし、前記直流電圧正出力と前記直流電圧負出力との間に並列に出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサを接続し、前記出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサに並列に接続された第１及び第２の抵抗器と、前記出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサ間の中間点と前記入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサ間の中間点を接続し、前記直流電圧正出力または負出力に接続された第１の入出力電流検出器を設け、前記正側の第１の降圧用及び昇圧用半導体素子と負側の第２の降圧用及び昇圧用半導体素子とをＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御）することで入出力電流制御する構成を特徴としている。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、上述共通直流母線電源電圧即ち直流入力電圧の高電圧化に対して、ＤＣ／ＤＣ変換器の主回路構成を正側上段回路と負側下段回路の２回路構成にして、主回路構成部品の耐圧、即ち定格電圧を従来部品と同等で構成することを可能にしている。従って、変換器の沿面距離や空間距離、更に基板構成時のパターン間の沿面距離も同等で良く、またスイッチング電圧も同等であるので同等のＥＭＩ対策で良く、且つ、主回路部品の不具合時の短絡電流も従来回路と同等で特段の対策を不要としている。

更に同一容量を対象とした場合、入力電圧の差異による主要部品の損失も電圧／電流の関係から増大することもなく小型化を可能にしている。

本発明の第１の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第５の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第６の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第１０の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第１１の実施形態に係る降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第１２の実施形態に係る昇圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第１３の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 本発明の第１４の実施形態に係る昇降圧電源装置を示す回路図である。 従来の昇降圧電源装置を示す回路図である。

（第１の実施形態）
以下、昇降圧電源装置の第１の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は本実施形態に係る昇降圧電源装置の回路図である。図１において、図１２に示す従来例と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。

あらたな符号として、“２Ａ”〜“９Ａ”と“２Ｂ”〜“９Ｂ”、“１７Ａ”、“１８Ａ”、“１７Ｂ”、“１８Ｂ”が追記されているが、“２Ａ”〜“９Ａ”、“１７Ａ”、“１８Ａ”と“２Ｂ”〜“９Ｂ”、１７Ｂ”、“１８Ｂ”は従来回路の“２”〜“９”、“１７”、“８”と機能的には同一である。

“Ａ”を付している構成部品を第１と称し、“Ｂ”を付している構成部品を第２と称し、“２Ａ”〜“９Ａ”は正側上段主回路で、“２Ｂ”〜“９Ｂ”は負側下段主回路を形成し、共に昇降圧チョッパー電源回路であり、構成配置は異なるが動作としては同じであり、中間電位ライン“２０”は正側上段主回路と負側下段主回路の共通接続点で電位的に直流入力電源“１”の中間電位となっている。

“Ａ”及び“Ｂ”を付していない構成番号の部品は正側上段主回路と負側下段主回路とに共通な機能部品である。

更に第１の実施形態で適用される新たな符号として、“１７Ａ”と“１８Ａ”は正側上段主回路の主回路半導体素子“４Ａ”と“５Ａ”を駆動し、“１７Ｂ”と“１８Ｂ”は負側下段主回路の主回路半導体素子“４Ｂ”と“５Ｂ”を駆動する。

ここで “１７Ａ”と“１７Ｂ”、“１８Ａ”と“１８Ｂ”のＰＷＭ駆動信号は同じタイミング信号であり、本実施形態の特徴としているところである。

次に動作について説明する。入出力電流制御に関しては従来技術に同じであるが、“１７Ａ”と“１７Ｂ”、“１８Ａ”と“１８Ｂ”のＰＷＭ駆動信号は同じタイミングの信号である。

従って、昇降圧電源装置の入出力電流基準“１２”に対して、入出力電流検出器“１０”により検出された入出力電流帰還信号は、加減算器“１３”で減算され、その差分が演算増幅器“１４”で増幅されて、ＰＷＭ発生器“１６”に入力される。ＰＷＭ発生器“１６”では、演算増幅器“１４”からの信号と、三角波発生器“１５”からの三角波信号とを比較してＰＷＭ変換されるところまでは従来技術に同じである。

主回路構成が正側上段主回路と負側下段主回路構成の２つの構成になっていることからＰＷＭ発生器“１６”の出力以降が従来構成と異なることになる。

ＰＷＭ駆動信号“１７Ａ”と“１７Ｂ”、“１８Ａ”と“１８Ｂ”は同じタイミングの信号であり、更にＰＷＭ駆動信号“１７Ａ”と“１８Ａ”は正側上段主回路の主回路半導体素子“４Ａ”と“５Ａ”をＯＮ／ＯＦＦ駆動し、“１７Ｂ”と“１８Ｂ”は負側下段主回路の主回路半導体素子“４Ｂ”と“５Ｂ”をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。

まず、共通直流電源母線を想定した直流入力電源“１”から、負荷装置“１１”即ちバッテリー負荷に充電するバッテリーの充電電流制御である降圧チョッパー制御のモードについて説明する。

充電制御である電流制御の出力は降圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“４Ａ”及び“４Ｂ”を駆動するためにＰＷＭ駆動信号“１７Ａ”と“１７Ｂ”がＯＮ／ＯＦＦ動作する。

第１及び第２の降圧用半導体素子“４Ａ”“４Ｂ”がＯＮすると、正側上段主回路である入力平滑用２直列コンデンサの第１のコンデンサ“２Ａ”から正側上段主回路である第１の降圧用半導体素子“４Ａ”、リアクトル“６Ａ”、電流検出器“７Ａ”、出力平滑コンデンサ“８Ａ”、中間電位ライン“２０”を介して電流が流れ、リアクトル“６Ａ”にエネルギーがチャージされる。併せて負側下段主回路である入力平滑用２直列コンデンサの第２のコンデンサ“２Ｂ”から中間電位ライン“２０”、出力平滑コンデンサ“８Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”を介して電流が流れ、リアクトル“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１及び第２の降圧用半導体素子“４Ａ”“４Ｂ”がＯＦＦすると、正側上段主回路であるリアクトル“６Ａ”にチャージされたエネルギーが電流検出器“７Ａ”、出力平滑コンデンサ“８Ａ”、昇圧用半導体素子“５Ａ”内の還流ダイオードを介して還流電流がリアクトル“６Ａ”に流れる。 併せて負側下段主回路であるリアクトル“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが昇圧用半導体素子“５Ｂ”内の還流ダイオード、出力平滑コンデンサ“８Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して還流電流がリアクトル“６Ｂ”に流れる。

この結果、リアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーは出力平滑コンデンサ“８Ａ”“８Ｂ”に移行する。

当然、負荷装置“１１”であるバッテリーと入出力電流検出器“１０”にも電流が流れて、入出力電流検出器“１０”は負荷電流である充電電流を検出している。

このようにして、出力電流基準“１２”即ち充電電流基準に出力電流即ち充電電流が一致するように第１及び第２の降圧用スイッチング半導体素子“４Ａ”“４Ｂ”をＰＷＭ信号に応じたＯＮ／ＯＦＦ制御することで入出力電流、即ちバッテリーの充電電流が指令電流基準に応じた電流になるように制御することになる。

第１及び第２の降圧用半導体素子“４Ａ”“４Ｂ”がＯＦＦし、デッドタイム後に第１及び第２の昇圧用半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”にＯＮ信号が入力されるが第１及び第２の昇圧用半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”内の還流ダイオードを介した還流電流が流れており、第１及び第２の昇圧用半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”はＯＮすることはない。

次モードとして、負荷装置“１１”であるバッテリー負荷から共通直流電源母線を想定した直流入力電源“１”に回生するバッテリーの放電制御である昇圧チョッパー制御のモードについて説明する。

放電制御である電流制御の出力は昇圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“５Ａ”及び“５Ｂ”を駆動するためにＰＷＭ駆動信号“１８Ａ”と“１８Ｂ”がＯＮ／ＯＦＦ動作する。

第１及び第２の昇圧用半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”がＯＮすると、正側上段主回路である出力平滑コンデンサ“８Ａ”から第１の電流検出器“７Ａ”、第１のリアクトル“６Ａ”、第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”、中間電位ライン“２０”を介して出力平滑コンデンサ“８Ａ”に電流が流れ、リアクトル“６Ａ”にエネルギーがチャージされる。併せて負側下段主回路である出力平滑コンデンサ“８Ｂ”から中間電ライン“２０”、第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して、出力平滑コンデンサ“８Ｂ”に電流が流れ、リアクトル“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１及び第２の昇圧用半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”がＯＦＦすると正側上段主回路である第１のリアクトル“６Ａ”にチャージされたエネルギーが降圧用半導体素子“４Ａ”内の還流ダイオード、入力平滑用コンデンサ“２Ａ”、中間電位ライン“２０”、出力平滑コンデンサ“８Ａ”、電流検出器“７Ａ”を介して、リアクトル“６Ａ”に還流電流が流れる。併せて負側下段主回路である第２のリアクトル“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが電流検出器“７Ｂ”、出力平滑コンデンサ“８Ｂ”、中間電位ライン“２０”、入力平滑用コンデンサ“２Ｂ”、降圧用半導体素子“４Ｂ”内の還流ダイオードを介して、リアクトル“６Ｂ”に還流電流が流れる。

この結果、リアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーは入力平滑コンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”に移行する。

当然、直流入力電源“１”にも電流は流れ、負荷装置“１１”であるバッテリーと入出力電流検出器“１０”にも電流が流れて、入出力電流検出器“１０”は負荷電流である放電電流を検出している。

このようにして、入出力電流基準“１２”即ち放電電流基準にバッテリーの放電電流が一致するように第１及び第２の昇圧用スイッチング半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”をＰＷＭ信号に応じたＯＮ／ＯＦＦ制御することで入出力電流、即ちバッテリーの放電電流が指令電流基準に応じた電流になるように制御することになる。

以上のように正側上段主回路と負側下段主回路の２段構成にすることで共通直流電源母線相当である直流入力電源“１”の電圧が高電圧領域になっても、主回路構成部品の定格電圧が高い部品に置換することなく従来と同等の部品を使用できるので、コストアップとならず、且つ、同一容量であれば素子の電力損失も増加せず、外形的にも大幅な拡大を要することなく実現出来る。

また、正側上段主回路と負側下段主回路は点対照的な部品配置構成としているので、全く同一の部品で構成出来る特徴を有しており構成部品の種類の増加も無く低価格化も実現出来る。

更に各構成部品の動作も対照的であり、ＥＭＩに関係するスイッチングの電圧変化も共通中間ライン“２０”を共通に、直流入力電源“１”の約１／２、即ちｄｖ／ｄｔの値も直流入力電圧の１／２でありＥＭＩ対策も更なる付加も不要となる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、第１の実施形態に係る昇降圧電源装置において、第１と第２のバランス用半導体素子“２１Ａ”と“２１Ｂ”、バランス用リアクトル“２２”、１／２電圧判定回路“２３”を付加しており、制御用電源“１９”を入力平滑用２直列コンデンサの負側の第２のコンデンサ“２Ｂ”電圧より供給している。

実施回路を図２に示す。第１と第２のバランス用半導体素子“２１Ａ”と“２１Ｂ”は半導体素子で、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子であり、”２２”はリアクトル、“２３“は１／２電圧判定回路で、入力平滑用コンデンサの２直列コンデンサの中間電位ライン“２０”が許容された直流入力電源電圧の１／２電圧であるか判定する１／２電圧判定回路である。

第１の実施形態では、入力平滑用２直列コンデンサの正側の第１及び負側の第２のコンデンサ“２Ａ”と“２Ｂ”の電圧がバランスするように、正側上段主回路と負側下段主回路の構成部品の電気的特性を合わせておく必要がある。

本実施形態では、正側上段主回路と負側下段主回路は構成部品の電気的特性差を許容し、加えて、制御用電源“１９”を入力平滑用２直列コンデンサの負側の第２のコンデンサ“２Ｂ”の両端より供給しているので、入力平滑用２直列コンデンサの正側の第１及び負側の第２のコンデンサの電圧は同一、均等分担にならない。即ち、入力電圧の１／２電圧ではなく、いずれか片側の電位が上昇する等の事象が発生する。

１／２電圧判定回路“２３”は入力平滑用２直列コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”と“２Ｂ”の電圧分担の判定回路であり、例えば２直列コンデンサの負側の第２のコンデンサ“２Ｂ”に掛かる電圧が低い場合はバランス用の第１のスイッチング半導体素子“２１Ａ”をＯＮ動作駆動し、バランス用リアクトル“２２”を介して負側の第２のコンデンサ“２Ｂ”に充電電流を流して電圧を上昇させ判定値内になるとスイッチングＯＦＦする。また正側の第１のコンデンサ“２Ａ”に掛かる電位が低い場合は第２の半導体素子“２１Ｂ”をＯＮ動作駆動し、バランス用リアクトル“２２”を介して正側の第１のコンデンサ“２Ａ”に充電電流を流して電圧を上昇させ判定値内になるとスイッチングＯＦＦする。即ち正側上段主回路と負側下段主回路の動作に関係なく、バランス用第１及び第２の半導体素子“２１Ａ”、“２１Ｂ”は１／２電圧判定回路“２３”の判定値に従ってＯＮ／ＯＦＦ動作して、常に入力平滑用２直列コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”に掛かる電圧分担が同一になるように制御していることになる。

従って、正側上段主回路と負側下段主回路とを対照的な部品配置構成や、全く同一の部品型式や特性でなくても、外形や価格優先の構成が出来ることを特徴としている。

更に制御用電源“１９”が従来相当の定格電圧・電流で構成出来ることは制御電源の部品の入手性や価格的にも外形的にも非常に有利で大きな特徴となる。

以上のような昇降圧電源装置では主回路構成部品を最適な構成で種類も増加することなく実現出来て、低価格化及び小型化が図れる。

ここで、制御電源用定電圧電源の入力電圧を入力平滑用２直列コンデンサの下段側の第２のコンデンサ“２Ｂ”電圧から供給する例を記載しているが、２直列コンデンサの上段側の第１のコンデンサ“２Ａ”電圧から供給しても特徴を逸脱するものではない。

（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第１の実施形態と第２の実施形態に係る昇降圧電源装置において、フリップフロップ回路“２４”、ＡＮＤ回路“２５Ａ”“２５Ｂ”“２６Ａ”“２６Ｂ”が付加されている。

実施回路を図３に示す。第１の実施形態と第２の実施形態では制御用ＰＷＭに対する正側上段主回路と負側下段主回路の半導体素子“４Ａ”と“４Ｂ”、“５Ａ”と“５Ｂ”のＰＷＭ駆動信号“１７Ａ”と“１７Ｂ”、“１８Ａ”と“１８Ｂ”は同じタイミング信号であった。

本実施形態は図３で付加したフリップフロップ回路“２４”にて、三角波発生器“１５”の信号を２進カウンターでカウントしており、そのノーマル出力“Ｑ”とＰＷＭ発生器“１６”の出力とをＡＮＤ回路“２５Ａ”“２６Ａ”でＡＮＤ条件を取り、またそのインバース出力である“Ｑ” とＰＷＭ発生器“１６”の出力とをＡＮＤ回路“２５Ｂ”“２６Ｂ”でＡＮＤ条件を取っている。各々の出力がＰＷＭ駆動出力である“１７Ａ”“１７Ｂ”“１８Ａ”“１８Ｂ”に接続されている。

従って、ＰＷＭ駆動信号“１７Ａ”と“１７Ｂ”、“１８Ａ”と“１８Ｂ”を交互の駆動信号出力とさせているので、正側上段主回路と負側下段主回路の２個の昇降圧電源装置の構成で、制御用ＰＷＭ出力を正側上段主回路と負側下段主回路の制御用ＰＷＭとして、降圧用半導体素子である第１の半導体素子 “４Ａ”と第２の半導体素子“４Ｂ”及び昇圧用半導体素子である第１の半導体素子 “５Ａ”と第２の半導体素子“５Ｂ”を交互にスイッチングさせて、出力電圧を制御することになり、これを特徴としている。

まず充電電流制御の動作について説明する。正側上段主回路と負側下段主回路の充電制御である電流制御の出力は降圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“４Ａ”及び“４Ｂ”を交互に駆動するためにＰＷＭ駆動信号“１７Ａ”と“１７Ｂ”が交互にＯＮ／ＯＦＦ動作する。

前半の半サイクルにおいて、第１の降圧用半導体素子“４Ａ”がＯＮすると、正側上段主回路である入力平滑用コンデンサ“２Ａ”から第１の降圧用半導体素子“４Ａ”、リアクトル“６Ａ”、電流検出器“７Ａ”を介して出力平滑用コンデンサ“８Ａ”、中間電位ライン“２０”を介して入力平滑用コンデンサ“２Ａ”に電流が流れ、リアクトル“６Ａ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１の降圧用半導体素子“４Ａ”がＯＦＦすると正側上段主回路であるリアクトル“６Ａ”にチャージされたエネルギーが第１の電流検出器“７Ａ”から出力平滑用コンデンサ“８Ａ”、中間電位ライン“２０”、昇圧用半導体素子“５Ａ”内の還流ダイオードを介して、リアクトル“６Ａ”に還流電流が流れ、リアクトル“６Ａ”にチャージされたエネルギーが出力平滑用コンデンサ“８Ａ”に移動する。

後半の半サイクルにおいて、第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”がＯＮすると、負側下段主回路である第２の入力平滑用コンデンサ“２Ｂ”から中間電位ライン“２０”を介して出力平滑用コンデンサ“８Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、降圧用半導体素子“４Ｂ”を介して入力平滑用コンデンサ“２Ｂ”に電流が流れ、リアクトル“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”がＯＦＦすると負側下段主回路であるリアクトル“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが昇圧用半導体素子“５Ｂ”内の還流ダイオード、出力平滑用コンデンサ“８Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して、リアクトル“６Ｂ”に還流電流が流れ、リアクトル“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが出力平滑用コンデンサ“８Ｂ”に移動する。

入出力電流検出器“１０”即ち充電電流検出器は負荷装置“１１”であるバッテリーに流れる充電電流を検出している。

次に放電制御の動作について説明する。正側上段主回路と負側下段主回路の放電制御である電流制御の出力は昇圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“５Ａ”及び“５Ｂ”を交互に駆動するためにＰＷＭ駆動信号“１８Ａ”と“１８Ｂ”が交互にＯＮ／ＯＦＦ動作する。

前半の半サイクルにおいて、第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”がＯＮすると、正側上段主回路である出力平滑用コンデンサ“８Ａ”から第１の電流検出器“７Ａ”、リアクトル“６Ａ”、昇圧用半導体素子“５Ａ”、中間電位ライン“２０”を介して出力平滑用コンデンサ“８Ａ”に電流が流れ、第１のリアクトル“６Ａ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”がＯＦＦするとリアクトル“６Ａ”にチャージされたエネルギーが正側上段主回路である第１の降圧用半導体素子“４Ａ”内の還流ダイオード、入力平滑用コンデンサ“２Ａ”、中間電位ライン“２０”、出力平滑用コンデンサ“８Ａ”、電流検出器“７Ａ”を介してリアクトル“６Ａ”に還流電流が流れ、リアクトル“６Ａ”にチャージされたエネルギーが入力平滑用コンデンサ“２Ａ”に移動する。

後半の半サイクルにおいて、第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”がＯＮすると、負側下段主回路である出力平滑コンデンサ“８Ｂ”から中間電位ライン“２０”、昇圧用半導体素子“５Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して出力平滑用コンデンサ“８Ｂ”に電流が流れ、リアクトル“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”がＯＦＦすると負側下段主回路であるリアクトル“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが電流検出器“７Ｂ”、出力平滑用コンデンサ“８Ｂ”、中間電位ライン“２０”、入力平滑用コンデンサ“２Ｂ”、降圧用半導体素子“４Ｂ”内の還流ダイオードを介してリアクトル“６Ｂ”に還流電流が流れ、リアクトル“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが入力平滑コンデンサ“２Ｂ”に移動する。

この結果、正側上段主回路と負側下段主回路は２段構成で、正側上段主回路と負側下段主回路の主要素子の特性差に起因する分担誤差は入力平滑用コンデンサの第１と第２のコンデンサ“２Ａ”と“２Ｂ”との電位差になるので正側上段主回路と負側下段主回路を同一型式素子で構成することで分担差を減少させることが出来るが、バランス回路となる第１及び第２のバランス用半導体素子“２１Ａ”“２１Ｂ”、バランス用リアクトル“２２”、１／２電圧判定回路“２３”の動作により分担差を減らすことが出来る。

ここで本実施形態の特徴としているところは正側上段主回路と負側下段主回路を同一型式素子で構成すること、及び両主回路を各々にエネルギー伝達させているところである。

この結果、正側上段主回路と負側下段主回路を構成している部品が同一型式なのでコスト低減が可能で、且つ主要回路のスイッチング動作が１／２になるので、スイッチングノイズの低減やスイッチング損失の逓減が出来て、小型軽量化が可能となる。

但し、本実施形態では正側上段主回路と負側下段主回路が交互に動作するので、直流入力電源“１”の電圧に対して負荷装置“１１”の電圧は基本的に少なくとも１／２電圧以下である必要がある。これは正側上段主回路と負側下段主回路が交互に動作するので、最大のＰＷＭ波形でも５０％弱となるためである。従って、直流入力電源“１”の電圧に対して負荷装置“１１”の電圧が１／２以上必要とする場合は適用できない。

（第４の実施形態）
第４の実施形態は、第２の実施形態から第３の実施形態に係る昇降圧電源装置において、前記第１と第２のバランス用半導体素子“２１Ａ”と“２１Ｂ”の内、第２の半導体素子“２１Ｂ”の替りに第２のバランス用ダイオード“２１Ｃ”を設け、前記入力平滑用２直列コンデンサの負側の第２のコンデンサ“２Ｂ”の両端から制御用電源“１９”を供給する構成を特徴としている。

実施回路図を図４に示す。これは正側上段主回路と負側下段主回路を構成する主回路部品の特性差に起因する正負主回路の負荷分担の相違量に対して、制御用電源“１９”の容量が大きい場合は常に入力平滑２用直列コンデンサの負側の第２のコンデンサ“２Ｂ”の負荷分担が大きくなり、第２のコンデンサ“２Ｂ”の電圧が第１のコンデンサ“２Ａ”電圧より低下するので、１／２電圧判定回路“２３”の出力はバランス用第１の半導体素子“２１Ａ”を常にスイッチングして分担差分を供給する。

従って、バランス用第２の半導体素子“２Ｂ”は不要で、バランス用第１の半導体素子用の還流ダイオード“２１Ｃ”を付加すれば良いことになる。

これは、制御電源の電源電圧が１／２となり、主回路素子を高耐圧化する必要が無く、この結果、主回路部品間の空間距離や沿面距離が従来と同様となり、コストの低減、小型化、軽量化が図れる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態は、第１の実施形態と第２の実施形態及び第４の実施形態に係わる昇降圧電源装置において、図１の実施回路図の出力平滑用コンデンサである第１のコンデンサ“８Ａ”と第２のコンデンサ“８Ｂ”を１個にまとめて出力平滑用コンデンサ“８”とし、コンデンサ・バランス抵抗“９”は放電抵抗として残している。勿論出力平滑２直列コンデンサの第１のコンデンサ“８Ａ”と第２のコンデンサ“８Ｂ”の中間点と、昇圧用第１の半導体素子“５Ａ”と第２の半導体素子“５Ｂ”の中間点とを接続している中間電位ライン“２０”の接続線は無い。

正側上段主回路と負側下段主回路の出力平滑用コンデンサが一本化、即ち共通化されたことで、正側上段主回路と負側下段主回路の降圧用半導体素子“４Ａ”と“４Ｂ”が同一タイミングで、また昇圧用半導体素子“５Ａ”と“５Ｂ”が同一タイミングで駆動するので正側上段主回路と負側下段主回路がカスケードに同一動作をするようになる。昇降圧電源装置は正側上段主回路と負側下段主回路が同時に動作するので、最大のＰＷＭ波形では基本的に１００％弱となるため、直流入力電源“１”の電圧から正側及び負側の主回路部品で降下する電圧を差し引いた電圧まで理論的には負荷装置“１１”の電圧を上げることが出来る。

実施回路を図５に示す。まず充電制御について述べる。正側上段主回路と負側下段主回路の充電制御である電流制御の出力は降圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“４Ａ”及び“４Ｂ”をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。

第１及び第２の降圧用半導体素子“４Ａ”“４Ｂ”がＯＮすると、電源“１”と入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”から正側上段主回路である第１の降圧用半導体素子“４Ａ”、リアクトル“６Ａ”、電流検出器“７Ａ”を介して出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置であるバッテリー“１１”と入出力電流検出器“１０”に電流が流れ、更に負側下段主回路である電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”、を介して電源“１”と入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”に電流が流れ、第１及び第２のリアクトル“６Ａ”と“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１及び第２の降圧用半導体素子“４Ａ”“４Ｂ”がＯＦＦすると第１及び第２のリアクトル“６Ａ”と“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが正側上段主回路である第１の電流検出器“７Ａ”から出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置“１１”であるバッテリーと入出力電流検出器“１０”、更に負側下段主回路である第２の電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、第２及び第１の昇圧用半導体素子“５Ｂ”“５Ａ”内の還流ダイオードを介して、リアクトル“６Ａ”に還流電流が流れ、リアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置“１１”であるバッテリーに移動する。

入出力電流検出器“１０”即ち充電電流検出器は負荷装置“１１”であるバッテリーに流れる電流を検出している。

次に放電制御について述べる。正側上段主回路と負側下段主回路の放電制御である電流制御の出力は昇圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“５Ａ”及び“５Ｂ”をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。

第１及び第２の昇圧用半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”がＯＮすると、負荷装置“１１”であるバッテリー及び出力平滑コンデンサ“８”から正側上段主回路である第１の電流検出器“７Ａ”、リアクトル“６Ａ”、昇圧用半導体素子“５Ａ”、更に負側下段主回路である第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して、出力平滑コンデンサ“８”と入出力電流検出器“１０”即ち放電電流検出器に電流が流れ、第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１及び第２の昇圧用半導体素子“５Ａ”“５Ｂ”がＯＦＦすると第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが正側上段主回路である第１の降圧用半導体素子“４Ａ”内の還流ダイオード、入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサと直流入力電源“１”、更に負側下段主回路である第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”内の還流ダイオード、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して、出力平滑コンデンサであるコンデンサ“８”と入出力電流検出器“１０”即ち放電電流検出器と直列接続の負荷装置“１１”であるバッテリーに還流電流が流れ、第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”と直流入力電源“１”に移動する。

この結果、正側上段主回路と負側下段主回路は２段構成で、且つ出力平滑コンデンサ“８”と負荷装置“１１”が常時共通回路となるので、正側上段主回路と負側下段主回路に流れる電流は基本的に同じになり、正側上段主回路と負側下段主回路の主要素子の特性差に起因する入力平滑用コンデンサの第１と第２のコンデンサ“２Ａ”と“２Ｂ”との分担誤差が減ることになるので分担差の容量損失が低減できる。具体的には両主回路に起因する損失の差は減少するので、バランス回路となる第１及び第２の半導体素子“２１Ａ”“２１Ｂ”、バランスリアクトル“２２”の容量を減らすことが出来る。
更に本実施形態の特徴としているところは入力平滑コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”の中間電位点と昇圧用半導体素子である第１及び第２の半導体素子の中間電位点とを接続したままにしていることである。

この結果、正側上段及び負側下段の主回路の動作が中間電位である中間電位ライン“２０”を中心として対象に動作するので、両側主回路を構成している部品の定格電圧は直流入力電源電圧の１／２電圧を基準に選定すれば良く大幅なコスト低減や小型軽量化が可能となる。

また、主回路スイッチング周波数は第３の実施形態に対して２倍となり、リアクトル“６Ａ”、“６Ｂ”やコンデンサ“８Ａ”、“８Ｂ”の容量値を１／２化ができるので低価格化と小型化が出来る。

（第６の実施形態）
第６の実施形態は、第３の実施形態に係わる昇降圧電源装置において、図３の実施回路図の出力平滑用コンデンサである第１のコンデンサ“８Ａ”と第２のコンデンサ“８Ｂ”を１個にまとめて出力平滑用コンデンサ“８”とし、コンデンサ・バランス抵抗“９”は放電抵抗として残している。勿論出力平滑２直列コンデンサの第１のコンデンサ“８Ａ”と第２のコンデンサ“８Ｂ”の中間点と、昇圧用第１の半導体素子“５Ａ”と第２の半導体素子“５Ｂ”の中間点とを接続している中間電位ライン“２０”の接続線は無い。

実施回路を図６に示す。まず充電電流制御について述べる。正側上段主回路と負側下段主回路の充電制御である電流制御の出力は降圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“４Ａ”及び“４Ｂ”を交互にＯＮ／ＯＦＦ動作する。
前半の半サイクルにおいて、第１の降圧用半導体素子“４Ａ”がＯＮすると、入力平滑コンデンサ“２Ａ”から正側上段主回路である第１の降圧用半導体素子“４Ａ”、リアクトル“６Ａ”、電流検出器“７Ａ”を介して出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置“１１”であるバッテリーと入出力電流検出器“１０”に電流が流れ、更に負側下段主回路である第２の電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、昇圧用半導体素子“５Ｂ”内の還流ダイオード、中間電位ライン“２０”を介して入力平滑コンデンサ“２Ａ”に電流が流れ、リアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１の降圧用半導体素子“４Ａ”がＯＦＦするとリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが正側上段主回路である第１の電流検出器“７Ａ”、出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置“１１”であるバッテリーと入出力電流検出器“１０”、更に負側下段主回路である第２の電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”内の還流ダイオード、そして第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”内の還流ダイオードを介して、リアクトル“６Ａ”に還流電流が流れ、リアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置“１１”であるバッテリーに移動する。

後半の半サイクルにおいて、第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”がＯＮすると、入力平滑コンデンサ“２Ｂ”から正側上段主回路である第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”内の還流ダイオード、リアクトル“６Ａ”、電流検出器“７Ａ”、出力平滑コンデンサであるコンデンサ“８”と負荷装置“１１”と入出力電流検出器“１０”であるバッテリーに電流が流れ、更に負側下段主回路である第２の電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、降圧用半導体素子“４Ｂ”を介して入力平滑コンデンサ“２Ｂ”に電流が流れ、リアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”がＯＦＦするとリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが正側上段主回路である第１の電流検出器“７Ａ”、出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置“１１”であるバッテリーと入出力電流検出器“１０”、更に負側下段主回路である第２の電流検出器“７Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”内の還流ダイオード、そして第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”内の還流ダイオードを介して、リアクトル“６Ａ”に還流電流が流れ、リアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが出力平滑コンデンサ“８”及び負荷装置“１１”であるバッテリーに移動する。

入出力電流検出器“１０”即ち充電電流検出器は負荷装置“１１”であるバッテリーに流れる充電電流を検出している。

次に放電制御について述べる。正側上段主回路と負側下段主回路の放電制御である電流制御の出力は昇圧チョッパー用第１及び第２の半導体素子“５Ａ”及び“５Ｂ”を交互にＯＮ／ＯＦＦ動作する。

前半の半サイクルにおいて、第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”がＯＮすると、負荷装置“１１”であるバッテリー及び出力平滑コンデンサ“８”から正側上段主回路である第１の電流検出器“７Ａ”、リアクトル“６Ａ”、昇圧用半導体素子“５Ａ”、更に負側下段主回路である第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して、出力平滑コンデンサ“８”と入出力電流検出器“１０”即ち放電電流検出器に電流が流れ、第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”がＯＦＦすると第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが正側上段主回路である第１の降圧用半導体素子“４Ａ”内の還流ダイオード、入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサと直流入力電源“１”を通して、負側下段主回路である第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”内の還流ダイオード、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して出力平滑コンデンサであるコンデンサ“８”と入出力電流検出器“１０”即ち放電電流検出器と直列接続の負荷装置“１１”であるバッテリーに還流電流が流れ、第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”と直流入力電源“１”に移動する。

後半の半サイクルにおいて、第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”がＯＮすると、負荷装置“１１”であるバッテリー及び出力平滑コンデンサ“８”から正側上段主回路である第１の電流検出器“７Ａ”、リアクトル“６Ａ”、昇圧用半導体素子“５Ａ”、更に負側下段主回路である第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して、出力平滑コンデンサ“８”と入出力電流検出器“１０”即ち放電電流検出器に電流が流れ、第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にエネルギーがチャージされる。

次に第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”がＯＦＦすると第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが正側上段主回路である第１の降圧用半導体素子“４Ａ”内の還流ダイオード、入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”と直流入力電源“１”を通して、負側下段主回路である第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”内の還流ダイオード、リアクトル“６Ｂ”、電流検出器“７Ｂ”を介して出力平滑コンデンサであるコンデンサ“８”と入出力電流検出器“１０”即ち放電電流検出器と直列接続の負荷装置“１１”であるバッテリーに還流電流が流れ、第１及び第２のリアクトル“６Ａ”“６Ｂ”にチャージされたエネルギーが入力平滑用コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”と直流入力電源“１”に移動する。

このように、正側上段主回路と負側下段主回路は２段構成で、且つ出力平滑コンデンサ“８”と負荷装置“１１”が常時共通回路となるので、正側上段主回路と負側下段主回路に流れる電流は基本的に同じになり、正側上段主回路と負側下段主回路の主要素子の特性差に起因する入力平滑用コンデンサの第１と第２のコンデンサ“２Ａ”と“２Ｂ”との分担誤差が減ることになるので分担差の容量損失が低減できる。具体的には両主回路に起因する損失の差は減少するので、バランス回路となる第１及び第２の半導体素子“２１Ａ”“２１Ｂ”、バランスリアクトル“２２”の容量を減らすことが出来る。

ここで本実施形態の特徴としているところは入力平滑コンデンサである第１及び第２のコンデンサ“２Ａ”“２Ｂ”の中間電位点と昇圧用半導体素子である第１及び第２の半導体素子の中間電位点とを接続したままにしていることである。

この結果、正側上段主回路と負側下段主回路を構成している部品の定格電圧は直流入力電源電圧の１／２電圧を基準に選定すれば良くコスト低減や小型軽量化が可能となる。

（第７の実施形態）
第７の実施形態は、第５の実施形態から第６の実施形態に係わる昇降圧電源装置において、ＰＷＭ制御用電源“１９”を入力直流電源から供給し、第１及び第２のバランス用半導体素子“２２ａ”及び“２２ｂ”、第２のバランス用ダイオード“２２ｃ”、バランスリアクトル“２３“、１／２電圧判定回路“２４”を省略する。

これは正側上段主回路と負側下段主回路の構成部品の同一化や出力平滑用コンデンサの１本化による入力平滑用コンデンサの第１のコンデンサ“２Ａ”と第２のコンデンサ“２Ｂ”の分担差の低減化で可能にしている。

以上のような直流電源装置では部品点数を低減することになるので、低価格化と小型化が出来る。

（第８の実施形態）
第８の実施形態は、第５の実施形態から第７の実施形態に係わる昇降圧電源装置において、第１の実施形態の図１の実施回路図の電流検出器“７Ａ”と“７Ｂ”の内のいずれかを省略したものである。

第６の実施形態において、制御用ＰＷＭ出力は正側上段主回路と負側下段主回路の第１と第２の半導体素子“４Ａ”と“４Ｂ”が全く同一信号で駆動されるので同一動作をするようになるので、第１と第２の電流検出器“７Ａ”と“７Ｂ”に流れる電流は同じになるので、いずれか一方を設ければ良い。

以上のような直流電源装置では主回路の部品点数を低減することになるので、低価格化と小型化が出来る。

（第９の実施形態）
第９の実施形態は、第１の実施形態から第８の実施形態に係わる昇降圧電源装置において、図１の実施回路図に示す第１と第２の電流検出器“７Ａ”と“７Ｂ”の設置位置を限定せず、第１と第２の半導体素子“４Ａ”、“４Ｂ”、第１と第２のリアクトル“６Ａ”、“６Ｂ”内において、第１と第２の半導体素子“４Ａ”と“４Ｂ”がＯＮした時の主回路電流が検出可能な、いずれかの位置に設置した構成を特徴としている。
このような直流電源装置では正側及び負側主回路の部品配置を効率良く配置することで、補助部品の低減につながるので、低価格化と小型化が出来る。

（第１０の実施形態）
第１０の実施形態は実施形態１から実施形態９において、入出力電流制御の昇降圧電源装置の外側に定電圧制御ループを付加した定電圧電源装置を提供するものである。
共通直流母線電源から低圧の力行回生負荷を有するインバータ等を接続する場合に本実施形態の定電圧電源装置を介することで容易にシステム構成が可能となる。
実施回路図を図７に示す。

図１の実施回路図に定電圧基準“２７”、加減算器“２８”、演算増幅器“２９”、出力電圧検出器“３０”を付加している。

動作について説明する。電圧基準“２７”に対して、出力電圧検出器“３０”にて検出された帰還出力電圧は加減算器“２８”で加減算され、その差分が電圧誤差として演算増幅器“２９”で増幅される。その演算増幅器“２９”の出力は実施形態１から９の電流基準“１２”相当になり、以降の動作は前述の通りとなるので省略する。

この結果、負荷装置“１１”に掛かる電圧が常に一定になるように制御することになる。このように、高圧の共通直流母線電源に対して本実施形態を適用することで低価格の低圧汎用装置の採用が可能となりシステムコストを低減することが出来る。

（第１１の実施形態）
第１１の実施形態は実施形態１０において、降圧型定電圧電源装置に限定した電源装置を提供するものである。

共通直流母線電源から低圧の回生を有さない負荷等を接続する場合に本実施形態の定電圧電源装置を介することで容易にシステム構成が可能となる。

実施回路図を図８に示す。正側上段主回路内の第１の昇圧用半導体素子“５Ａ”を降圧用還流ダイオード“５Ｃ”に、負側下段主回路内の第２の昇圧用半導体素子“５Ｂ”を降圧用還流ダイオード“５Ｄ”に置換している。

動作について、主回路の電流制御については前述の降圧チョッパー動作、即ちバッテリーの充電電流制御の説明で、また定電圧制御については第１０の実施形態で説明した通りであるので省略する。

このように、高圧の共通直流母線電源に対して本実施形態を適用することで低価格の低圧汎用装置の採用が可能となりシステムコストを低減することが出来る。

（第１２の実施形態）
第１２の実施形態は実施形態１０において、昇圧型定電圧電源装置に限定した電源装置を提供するものである。

低電圧電源から高電圧電源を要する場合に本実施形態の昇圧型定電圧電源装置を介することで容易にシステム構成が可能となる。

実施回路図を図９に示す。正側上段主回路内の第１の降圧用半導体素子“４Ａ”を昇圧用還流ダイオード“４Ｃ”に、負側下段主回路内の第２の降圧用半導体素子“４Ｂ”を昇圧用還流ダイオード“４Ｄ”に置換している。

動作について、主回路の電流制御については前述の昇圧チョッパー動作、即ちバッテリーの放電電流制御の説明で、また定電圧制御については第１０の実施形態で説明した通りであるので省略する。

このように、低圧の電源に対して本実施形態を適用することで低価格高圧電源を得ることが可能となり、システムコストを低減することが出来る。

（第１３の実施形態）
第１３の実施形態は実施形態１０から実施形態１２において、入出力電流制御のマイナーループを有しない定電圧電源装置を提供するものである。

共通直流母線電源から低圧の回生を有さない負荷等を接続する場合に本実施形態の定電圧電源装置を介することで容易にシステム構成が可能となる

実施回路図を図１０に示す。図７の実施回路図に対して、入出力電流検出器“１０”、加減算器“１３”、演算増幅器“１４”を削除している。
動作について説明する。

電圧基準“２７”に対して、出力電圧検出器“３０”にて検出された帰還出力電圧は加減算器“２８”で加減算され、その差分が電圧誤差として演算増幅器“２９”で増幅される。その演算増幅器“２９”の出力はＰＷＭ発生器“１６”に入力比較され、以降の動作は前述の通りとなるので省略する。

この結果、負荷装置“１１”に掛かる電圧が常に一定になるように制御することになる。このように、高圧の共通直流母線電源に対して本実施形態を適用することで低価格の低圧汎用装置の採用が可能となりシステムコストを低減することが出来る。

（第１４の実施形態）
第１４の実施形態は実施形態１から実施形態１３において、中間電位ライン“２０”をコンデンサを介して接地した構成を特徴としている。

実施回路図を図１１に示す。正側上段主回路と負側下段主回路は中間電位ライン“２０”を中点に正側と負側にスイッチング動作している。

従って、この中点をコンデンサ接地することで、アース接地に対して交流的に直流入力電圧の約１／２の電圧がスイッチング動作することになるのでノイズ的にもＥＭＩにとっても有効な効果となる。

（その他の実施形態）
本明細書において、本発明に係わる複数の実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。具体的には、各実施の形態全てまたはいずれかを組み合わせたものも包含される。これらの実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことが出来る。これらの実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…直流電源
２…２Ａ、２Ｂ 入力平滑用コンデンサ
３…３Ａ、３Ｂ 入力平滑用コンデンサ・バランス用抵抗器
４…降圧用半導体素子
４Ａ、４Ｂ…降圧用スイッチング半導体素子
４Ｃ、４Ｄ…降圧用還流ダイオード
５…昇圧用半導体素子
５Ａ、５Ｂ…昇圧用スイッチング半導体素子
５Ｃ、５Ｄ…昇圧用還流ダイオード
６…６Ａ、６Ｂ リアクトル
７…７Ａ、７Ｂ 保護用電流検出器
８…８Ａ、８Ｂ 出力平滑用コンデンサ
９…９Ａ、９Ｂ 出力平滑用コンデンサ・バランス用抵抗器
１０…入出力電流検出器
１１…負荷装置
１２…出力電流基準
１３、２８…加減算器
１４、２９…演算増幅器
１５…三角波発生器
１６…ＰＷＭ発生器
１７、１７Ａ、１７Ｂ…降圧用半導体素子ＰＷＭ駆動出力回路
１８、１８Ａ、１８Ｂ…昇圧用半導体素子ＰＷＭ駆動出力回路
１９…ＰＷＭ制御用電源
２０…中間電位ライン
２１Ａ，２１Ｂ…バランス用半導体素子
２２…バランス用リアクトル
２３…１／２電圧判定回路
２４…フリップフロップ
２５Ａ、２５Ｂ…ＡＮＤ回路
２６Ａ、２６Ｂ…ＡＮＤ回路
２７…電圧基準
３０…電圧検出器
３１…接地コンデンサ
３２…アース

Claims (14)

1. 直流入力電源と前記直流入力電源の電圧以下の電圧電源を要する負荷装置との間に介在する昇降圧電源装置であって、
   前記直流入力電源と前記直流入力電源の正負間に並列に接続された入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサと、前記第１及び第２のコンデンサに並列に接続された第１及び第２の抵抗器と、
   前記入力平滑用２直列コンデンサの第１のコンデンサの正側に接続された第１の降圧用半導体素子と、前記第１の降圧用半導体素子と直列に接続された第１のリアクトルと、第１のリアクトルに直列に接続された第１の電流検出器と、前記第１の降圧用半導体素子と前記第１のリアクトルの接続点に第１の昇圧用半導体素子の正極を接続し、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２の直列コンデンサ間の中間点に、前記第１の昇圧用半導体素子の負極を接続し、前記第１の電流検出器の反対側を直流電圧正出力とし、
   前記入力平滑用２直列コンデンサの第２のコンデンサの負側に接続された第２の降圧用半導体素子と、前記第２の降圧用半導体素子に直列に接続された第２のリアクトルと、第２のリアクトルと直列に接続された第２の電流検出器と、前記第２の降圧用半導体素子と前記第２のリアクトルの接続点に第２の昇圧用半導体素子の負極を接続し、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２の直列コンデンサ間の中間点に、前記第２の昇圧用半導体素子の正極を接続し、前記第２の電流検出器の反対側を直流電圧負出力とし、
   前記直流電圧正出力と前記直流電圧負出力との間に並列に出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサを接続し、前記出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサに並列に接続された第１及び第２の抵抗器と、前記出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサ間の中間点と前記入力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサ間の中間点を接続し、前記直流電圧正出力または前記直流電圧負出力に接続された第１の入出力電流検出器を設け、正側の前記第１の降圧用半導体素子及び前記第１の昇圧用半導体素子と負側の前記第２の降圧用半導体素子及び前記第２の昇圧用半導体素子とをＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御）することで入出力電流制御することを特徴とする昇降圧電源装置。
2. 請求項１に記載の昇降圧電源装置において、直列に接続された第１のバランス用半導体素子と第２のバランス用半導体素子の正側を、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１のコンデンサの正側に接続し、前記直列に接続された第１のバランス用半導体素子と第２のバランス用半導体素子の負側を、前記入力平滑用２直列コンデンサの第２のコンデンサの負側に接続し、前記直列に接続された第１のバランス用半導体素子と第２のバランス用半導体素子の接続点からバランス電流用リアクトルを介して、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１と第２のコンデンサの中間点とを接続して、前記入力平滑用２直列コンデンサの第１と第２のコンデンサの電圧分担を検出する１／２電圧判定回路と、前記１／２電圧判定回路の出力に応じて前記第１及び第２のバランス用半導体素子を駆動する昇降圧電源装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の昇降圧電源装置において、
   前記直流入力電源の正側に接続された前記入力平滑用２直列コンデンサの正側の第１のコンデンサ、前記第１の降圧用半導体素子、前記第１の昇圧用半導体素子、前記第１のリアクトル、前記第１の電流検出器、前記出力平滑用２直列コンデンサの正側の第１のコンデンサとで構成される正側上段主回路と、
   前記直流入力電源の負側に接続された前記入力平滑用２直列コンデンサの負側の第２のコンデンサ、前記第２の降圧用半導体素子、前記第２の昇圧用半導体素子、前記第２のリアクトル、前記第２の電流検出器、前記出力平滑用２直列コンデンサの負側の第２のコンデンサとで構成される負側下段主回路において、
   前記正側上段主回路の前記第１の降圧用半導体素子及び前記第１の昇圧用半導体素子と、前記負側下段主回路の前記第２の降圧用半導体素子及び前記第２の昇圧用半導体素子のＰＷＭ制御用信号を交互に駆動して、入出力電流を制御する昇降圧電源装置。
4. 請求項２または請求項３に記載の昇降圧電源装置において、
   前記第２のバランス用半導体素子を第２のバランス用ダイオードに置き換え、前記１／２電圧判定回路の出力に応じて前記第１のバランス用半導体素子のみを駆動し、前記入力平滑用２直列コンデンサの第２のコンデンサの正負間からＰＷＭ制御用電源を供給する昇降圧電源装置。
5. 請求項１または請求項２及び請求項４に記載の昇降圧電源装置において、
   前記出力平滑用２直列コンデンサの第１のコンデンサと第２のコンデンサ間の中間点と、前記第１の昇圧用半導体素子と前記第２の昇圧用半導体素子の中間点との接続を削除し、前記出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサを１個とし、前記正側上段主回路の前記第１の降圧用半導体素子及び前記第１の昇圧用半導体素子と、前記負側下段主回路の前記第２の降圧用半導体素子及び前記第２の昇圧用半導体素子の前記ＰＷＭ制御用信号を共通にした昇降圧電源装置。
6. 請求項３に記載の昇降圧電源装置において、
   前記出力平滑用２直列コンデンサの第１のコンデンサと第２のコンデンサ間の中間点と、前記第１の昇圧用半導体素子と前記第２の昇圧用半導体素子の中間点との接続を削除し、前記出力平滑用２直列コンデンサの第１及び第２のコンデンサを１個とし、前記正側上段主回路の前記第１の降圧用半導体素子及び前記第１の昇圧用半導体素子と、前記負側下段主回路の第２の降圧用半導体素子及び前記第２の昇圧用半導体素子の前記ＰＷＭ制御用信号を交互にした昇降圧電源装置。
7. 請求項５または請求項６に記載の昇降圧電源装置において、
   前記ＰＷＭ制御用電源を前記直流入力電源から供給し、前記第１及び第２のバランス用半導体素子、前記第２のバランス用ダイオード、前記バランス用リアクトル、前記１／２電圧判定回路を省略した昇降圧電源装置。
8. 請求項５乃至請求項７のいずれか１項に記載の昇降圧電源装置において、
   前記第１及び第２の電流検出器を正側の第１及び負側の第２の検出器のいずれか１個にした昇降圧電源装置。
9. 請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の昇降圧電源装置において、
   前記第１及び第２の電流検出器は主回路電流を検出可能な位置としたことを特徴とした昇降圧電源装置。
10. 請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の昇降圧電源装置において、
    前記入出力電流制御をマイナーループとした定電圧制御を外側に形成した昇降圧電源装置。
11. 請求項１０に記載の昇降圧電源装置において、
    前記第１及び第２の昇圧用半導体素子を第１及び第２の還流用ダイオードに置換した降圧型の昇降圧電源装置。
12. 請求項１０に記載の昇降圧電源装置において、
    前記第１及び第２の降圧用半導体素子を第１及び第２の還流用ダイオードに置換した昇圧型の昇降圧電源装置。
13. 請求項１０乃至請求項１２のいずれか１項に記載の昇降圧電源装置において、
    前記入出力電流制御のマイナーループを有しない昇降圧電源装置。
14. 請求項１乃至請求項１３のいずれか１項に記載の昇降圧電源装置において、
    中間電位ラインをコンデンサ接地した昇圧型の昇降圧電源装置。

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