JP2008295228A - 昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路及びそれを用いたｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】半導体スイッチ等での損失を増加させることなく、リアクトルのリプル電流を低減させることができるとともに、小型且つ安価に構成することができる昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路及びそれを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路を得る。
【解決手段】入力直流電源８に、リアクトル１、ダイオード３ＡＤ、負荷９、ダイオード３ＢＤを直列接続する。また、平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの直列回路を負荷９の両端子間に接続し、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの直列回路をリアクトル１の端子間に接続する。更に、平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの接続点と半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの接続点とを接続し、ダイオード２ＡＤを半導体スイッチ２Ａに、ダイオード２ＢＤを半導体スイッチ２Ｂにそれぞれ並列接続する。そして、上記半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂを適切にスイッチ動作させる。
【選択図】図２

Description

この発明は、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路及びそれを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関するものである。

図１０は、双方向動作が可能な従来のチョッパ回路を示す構成図であり、特許文献１記載のものと同様の構成を示している。図１０において、２９はリアクトル、３０Ａ及び３１ＡはＩＧＢＴ等で構成される半導体スイッチ、３０Ｄ及び３１Ｄはダイオード、３２は平滑コンデンサである。図１０に示す構成のチョッパ回路は、双方向、即ち昇圧モード及び降圧モードでの動作が可能である。

図１１は従来のチョッパ回路における昇圧モードを示す構成図である。図１１に示すチョッパ回路は、図１０における回路端子３３Ａ及び３３Ｂ間に入力直流電源３４が、回路端子３５Ａ及び３５Ｂ間に負荷３６がそれぞれ接続されたものを示している。図１１において、半導体スイッチ３０Ａは、直流電源３４の電圧Ｖと回路端子３５Ａ及び３５Ｂ間の電圧Ｅとによって決定されるデューティ比に基づいてオン・オフされる。即ち、半導体スイッチ３０Ａは、上記回路端子３５Ａ及び３５Ｂ間の電圧Ｅが一定になるように、オン・オフ制御される。そして、半導体スイッチ３０Ａがターンオンの時の電流ルートとターンオフの時の電流ルートとは、それぞれ図１１の破線及び一点鎖線に示す状態となる。なお、半導体スイッチ３１Ａは、還流ダイオードとして動作させるためにオフ状態で固定される。

図１２は従来のチョッパ回路における降圧モードを示す構成図である。図１２に示すチョッパ回路は、図１０における回路端子３３Ａ及び３３Ｂ間に負荷３６が、回路端子３５Ａ及び３５Ｂ間に入力直流電源３４がそれぞれ接続されたものを示している。図１２において、半導体スイッチ３１Ａは、直流電源３４の電圧Ｅと回路端子３３Ａ及び３３Ｂ間の電圧Ｖとによって決定されるデューティ比に基づいてオン・オフされる。即ち、半導体スイッチ３１Ａは、上記回路端子３３Ａ及び３３Ｂ間の電圧Ｖが一定になるように、オン・オフ制御される。そして、半導体スイッチ３１Ａがターンオンの時の電流ルートとターンオフの時の電流ルートとは、それぞれ図１２の破線及び一点鎖線に示す状態となる。なお、半導体スイッチ３０Ａは、還流ダイオードとして動作させるためにオフ状態で固定される。

図１３は従来のチョッパ回路におけるスイッチングパターンを示す図である。ここで、図１３（ａ）は図１１に示すチョッパ回路（昇圧モード）のスイッチングパターンを、図１３（ｂ）は図１２に示すチョッパ回路（降圧モード）のスイッチングパターンをそれぞれ示している。図１３に示すように、指令信号と三角波のキャリア信号との比較に基づき、半導体スイッチ３０Ａ或いは３１Ａに対するゲート信号が発生される。

昇圧モード時、図１３（ａ）に示すゲート信号によって半導体スイッチ３０Ａがオン・オフされ、前述したように図１１に示す電流ルートが形成される。半導体スイッチ３０Ａがオンされると、リアクトル２９には直流電源３４の電圧Ｖが印加され、リアクトル電流が増加する。その後、半導体スイッチ３０Ａがオフされると、リアクトル２９には直流電源３４の電圧Ｖと二次側の電圧Ｅとの差である（Ｖ−Ｅ）の電圧がかかり、リアクトル電流は下降する。

一方、降圧モード時、図１３（ｂ）に示すゲート信号によって半導体スイッチ３１Ａがオン・オフされ、前述したように図１２に示す電流ルートが形成される。半導体スイッチ３１Ａがオンされると、リアクトル２９には直流電源３４の電圧Ｅと二次側の電圧Ｖとの差である（Ｅ−Ｖ）の電圧が印加され、リアクトル電流は増加する。その後、半導体スイッチ３１Ａがオフされると、リアクトル２９には直流電源３４の電圧Ｖがかかり、リアクトル電流は下降する。

ここで、昇圧モード時におけるリアクトル２９のリプル電流の振幅Δｉは、次式で示される。

（数１）
Δｉ＝Ｖ／（Ｌ・ｆｓ）×（１−Ｖ／Ｅ）
Ｌはリアクトル２９のインダクタンス値、ｆｓは半導体スイッチ３０Ａのスイッチング周波数である。
同様に、降圧モード時におけるリアクトル２９のリプル電流の振幅Δｉは、次式で示される。

（数２）
Δｉ＝（Ｅ−Ｖ）／（Ｌ・ｆｓ）×Ｖ／Ｅ

上記式１及び式２から、リアクトル２９のリプル電流の大きさは、上記スイッチング周波数ｆｓ及びインダクタンス値Ｌに対して逆比例の関係があることが分かる。したがって、上記式１及び２より、リアクトル２９のリプル電流を低減させるためには、リアクトル２９に印加される電圧を低減させる方法、スイッチング周波数ｆｓを増加させる方法、リアクトル２９のインダクタンス値Ｌを増やす方法が考えられる。

特開２００２−３６９５０５号公報

特許文献１記載のものを含め従来のチョッパ回路、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、損失を増加させることなく、安価な方法でリアクトルのリプル電流を低減させるには限界があった。即ち、リアクトルのリプル電流を低減させるには上記３つの方法が考えられるが、先ず、リアクトルに印加される電圧を低減させる方法には、印加電圧が回路的に決定されてしまうといった問題があった。また、スイッチング周波数ｆｓを増加させた場合には、半導体スイッチにおけるスイッチング損失が増加したり、リアクトルにおける鉄損が増加したりするといった問題があった。更に、リアクトルのインダクタンス値Ｌを増やした場合には、リアクトルが大型化し、高価になるといった問題があった。

また、従来の回路構成では、半導体スイッチに回路電圧以上の耐圧が要求されるため、半導体スイッチが高価になるといった問題もあった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、半導体スイッチ等での損失を増加させることなく、リアクトルのリプル電流を低減させることができるとともに、小型且つ安価に構成することができる昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路及びそれを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することである。

この発明に係る昇圧チョッパ回路は、入力直流電源に第１の端子及び第２の端子が接続されたリアクトルと、リアクトルの第３の端子及び第４の端子間に接続されることにより、入力直流電源に、リアクトルとともに直列接続された第１のダイオード、負荷、第２のダイオードと、第１のダイオード及び負荷の接続点、並びに負荷及び第２のダイオードの接続点間に直列接続された第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサと、リアクトルの第３の端子及び第１のダイオードの接続点、並びに第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサの接続点間に接続された第１のスイッチと、第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサの接続点、並びに第２のダイオード及びリアクトルの第４の端子の接続点間に接続された第２のスイッチと、第１のスイッチに並列接続された第３のダイオードと、第２のスイッチに並列接続された第４のダイオードと、を備え、第１のスイッチがオン状態且つ第２のスイッチがオフ状態の時に、入力直流電源からリアクトル、第１のスイッチ、第２の平滑コンデンサ、第２のダイオード、リアクトルを順次経由して入力直流電源に戻る電流経路が形成され、第１のスイッチがオフ状態且つ第２のスイッチがオン状態の時に、入力直流電源からリアクトル、第１のダイオード、第１の平滑コンデンサ、第２のスイッチ、リアクトルを順次経由して入力直流電源に戻る電流経路が形成されるものである。

この発明に係る降圧チョッパ回路は、負荷に第１の端子及び第２の端子が接続されたリアクトルと、リアクトルの第３の端子及び第４の端子間に接続されることにより、負荷に、リアクトルとともに直列接続された第１のスイッチ、入力直流電源、第２のスイッチと、第１のスイッチに並列接続された第１のダイオードと、第２のスイッチに並列接続された第２のダイオードと、第１のスイッチ及び入力直流電源の接続点、並びに入力直流電源及び第２のスイッチの接続点間に直列接続された第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサと、リアクトルの第３の端子及び第１のスイッチの接続点、並びに第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサの接続点間に接続された第３のダイオードと、第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサの接続点、並びに第２のスイッチ及びリアクトルの第４の端子の接続点間に接続された第４のダイオードと、を備え、第１のスイッチがオン状態且つ第２のスイッチがオフ状態の時に、第１の平滑コンデンサから第１のスイッチ、リアクトル、負荷、リアクトル、第４のダイオードを順次経由して第１の平滑コンデンサに戻る電流経路が形成され、第１のスイッチがオフ状態且つ第２のスイッチがオン状態の時に、第２の平滑コンデンサから第３のダイオード、リアクトル、負荷、リアクトル、第２のスイッチを順次経由して第２の平滑コンデンサに戻る電流経路が形成されるものである。

この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、上記昇圧チョッパ回路を備え、更に、負荷に印加される出力電圧及びその基準電圧の差電圧を出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力に基づいて、パルス幅変調されたパルスを出力するパルス幅変調回路と、パルス幅変調回路の出力に基づいて、第１のスイッチ及び第２のスイッチの動作を制御する制御回路と、を備えたものである。

また、この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、上記降圧チョッパ回路を備え、更に、負荷に印加される出力電圧及びその基準電圧の差電圧を出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力に基づいて、パルス幅変調されたパルスを出力するパルス幅変調回路と、パルス幅変調回路の出力に基づいて、第１のスイッチ及び第２のスイッチの動作を制御する制御回路と、を備えたものである。

この発明によれば、半導体スイッチ等での損失を増加させることなく、リアクトルのリプル電流を低減させることができるとともに、小型且つ安価に構成することができるようになる。

この発明をより詳細に説明するため、添付の図面に従ってこれを説明する。なお、各図中、同一又は相当する部分には同一の符号を付しており、その重複説明は適宜に簡略化ないし省略する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１におけるチョッパ回路を示す構成図である。図１において、１はリアクトル、２Ａ、２Ｂ、３Ａ、３ＢはＩＧＢＴ等で構成される半導体スイッチ、２ＡＤ、２ＢＤ、３ＡＤ、３ＢＤは半導体スイッチ２Ａ、２Ｂ、３Ａ、３Ｂにそれぞれ並列接続されたダイオード、４Ａ及び４ＢはＥ／２の直流電圧がある平滑コンデンサである。

ここで、平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂは、直列に接続されている。そして、半導体スイッチ２Ａと３Ａとを直列に接続した回路が平滑コンデンサ４Ａの両端に接続され、半導体スイッチ２Ａと３Ａとの接続点が、リアクトル１の端子１ａに接続されている。また、半導体スイッチ２Ｂと３Ｂとを直列に接続した回路が平滑コンデンサ４Ｂの両端に接続され、半導体スイッチ２Ｂと３Ｂとの接続点が、リアクトル１の端子１ｂに接続されている。なお、５は中性点を示している。また、回路端子６Ａ及び６Ｂはリアクトル１の端子１ｃ及び１ｄに、回路端子７Ａ及び７Ｂは、直列に接続された平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの両側の端子に、それぞれ接続されている。

次に、上記構成を有するチョッパ回路の動作について説明する。
図２はこの発明の実施の形態１におけるチョッパ回路の昇圧モードを示す構成図である。図２に示す昇圧チョッパ回路は、図１における回路端子６Ａ及び６Ｂ間に入力直流電源８が接続され、回路端子７Ａ及び７Ｂ間に負荷９が接続されたものを示している。また、１０はリアクトル電流を示し、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂは、オフ状態で固定されている。

即ち、上記昇圧チョッパ回路では、リアクトル１の端子１ｃ及び１ｄが直流電源８の両端子に接続される。また、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂがオフされることにより、リアクトル１、ダイオード３ＡＤ、負荷９、ダイオード３ＢＤが直流電源８に直列接続される。平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの直列回路は、ダイオード３ＡＤ及び負荷９の接続点と、負荷９及びダイオード３ＢＤの接続点との間に接続される。また、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの直列回路は、リアクトル１の端子１ａ及びダイオード３ＡＤの接続点と、ダイオード３ＢＤ及びリアクトル１の端子１ｂの接続点との間に接続される。更に、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの接続点と平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの接続点とが接続される。

そして、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂが、図示しない制御回路によって、交互にスイッチングを行うように自動制御される。また、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂのオンデューティも昇圧率に応じて自動制御される。なお、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂのオンデューティは、定常状態においては従来の昇圧チョッパ回路と同一になる。

図３は図２に示す昇圧チョッパ回路の動作を説明するための図であり、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂのオンデューティが１／２未満の場合の電流経路を示したものである。ここで、図３（ａ）は半導体スイッチ２Ａがオン状態、半導体スイッチ２Ｂがオフ状態の場合の電流ルートを示している。かかる場合、直流電源８からリアクトル１、半導体スイッチ２Ａ、平滑コンデンサ４Ｂ、ダイオード３ＢＤ、リアクトル１を順次経由して直流電源８に戻る電流経路が形成される。かかる期間、リアクトル電流１０は上昇（増加）する。

図３（ｂ）は半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂが、共にオフ状態の場合の電流ルートを示している。図３（ａ）に示す状態から半導体スイッチ２Ａがオフされると、図３（ｂ）に示すように、直流電源８からリアクトル１、ダイオード３ＡＤ、平滑コンデンサ４Ａ、平滑コンデンサ４Ｂ、ダイオード３ＢＤ、リアクトル１を順次経由して直流電源８に戻る電流経路が形成される。かかる場合、リアクトル１に蓄積されたエネルギーが放出され、リアクトル電流１０は下降（減少）する。

図３（ｃ）は半導体スイッチ２Ａがオフ状態、半導体スイッチ２Ｂがオン状態の場合の電流ルートを示している。図３（ｂ）に示す状態から半導体スイッチ２Ｂがオンされると、図３（ｃ）に示すように、直流電源８からリアクトル１、ダイオード３ＡＤ、平滑コンデンサ４Ａ、半導体スイッチ２Ｂ、リアクトル１を順次経由して直流電源８に戻る電流経路が形成される。そして、かかる期間、リアクトル電流１０は上昇する。

上記動作を繰り返すことによって、平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂを昇圧させることができる。ここで、図４は図２に示す昇圧チョッパ回路のスイッチングパターンを示す図であり、上記動作を行った際の各部波形を図４（ａ）に示している。オンデューティが１／２未満の場合、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂは、図４（ａ）に示すように交互にスイッチングされ、同時にオン状態になることはない。そして、リアクトル電流１０は、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの何れか一方がオン状態の期間に上昇し、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの双方がオフ状態の期間に下降する。なお、リアクトル１に印加される端子電圧は、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの何れか一方がオン状態の期間に（Ｖ−Ｅ／２）／２となり、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの双方がオフ状態の期間のリセット電圧は（Ｖ−Ｅ）／２となる。

一方、図４（ｂ）は、オンデューティが１／２を越える場合の各部波形を示したものである。図４（ｂ）において、リアクトル電流１０は、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの双方が同時にオン状態となる期間に上昇し、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの何れか一方がオフ状態となる期間に下降する。そして、リアクトル１に印加される端子電圧は、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの双方がオン状態の期間にＶ／２となる。また、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂの何れか一方がオフ状態の期間は、（Ｖ−Ｅ／２）／２でリセット電圧が印加される。

なお、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂのオンデューティが１／２の場合は、理論上、リプル電流は流れず、完全な直流電流となる。

上記構成を有する昇圧チョッパ回路では、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂ等での損失を増加させることなく、リアクトル１のリプル電流を低減させることができるとともに、小型且つ安価に構成することができるようになる。

即ち、上記昇圧チョッパ回路では、直流電源８の電圧Ｖと平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの電圧Ｅ／２との電位差分で昇圧するように動作するため、リアクトル１に印加される電圧を低く抑えることが可能となり、その結果、リアクトル１のリプル電流を小さくすることができる。また、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂを交互にスイッチングすることにより、リアクトル１のリプル周波数は、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂのスイッチング周波数の２倍になる。このため、リアクトル１のインダクタンス値を小さくすることができ、小型及び安価なリアクトル１を採用することができるようになる。

なお、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂには、Ｅ／２の電圧しかかからない。このため、従来のものと比較して耐圧の低い半導体スイッチを使用することができる。また、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂを交互にスイッチングするため、スイッチング周波数を低く抑えることができ、更にスイッチングがＥ／２の電圧で行われるため、スイッチング損失も低く抑えることができる。

ここで、上記構成の昇圧チョッパ回路におけるリアクトル１のリプル電流の振幅Δｉは、次式で示される。

（数３）
Δｉ＝（Ｅ−Ｖ）・（２Ｖ−Ｅ）／Ｅ×１／（２・Ｌ・ｆｓ）
Ｌはリアクトル１のインダクタンス値、ｆｓは半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂのスイッチング周波数である。ここで、下記表１のパラメータ例に基づいて、従来方式と本方式とのリプル電流を比較すると、従来方式のリプル電流Δｉ＝１３３．３［Ａ］であるのに対し、本方式のリプル電流Δｉ＝３３．３［Ａ］となる。即ち、上記構成の昇圧チョッパ回路では、従来方式に対し、１／４程度までリプル電流を低減させることが可能となる。

（表１）
リプル電流Δｉに関するパラメータ例

次に、図１に示すチョッパ回路の降圧モードにおける動作を説明する。
図５はこの発明の実施の形態１におけるチョッパ回路の降圧モードを示す構成図である。図５に示す降圧チョッパ回路は、図１における回路端子６Ａ及び６Ｂ間に負荷９が接続され、回路端子７Ａ及び７Ｂ間に入力直流電源８（図５においては図示せず）が接続されたものを示している。また、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂは、オフ状態で固定されている。

即ち、上記降圧チョッパ回路では、リアクトル１の端子１ｃ及び１ｄが負荷９の両端子に接続される。また、半導体スイッチ２Ａ及び２Ｂがオフされることにより、リアクトル１、半導体スイッチ３Ａ、直流電源８、半導体スイッチ３Ｂが負荷９に直列接続される。平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの直列回路は、半導体スイッチ３Ａ及び直流電源８の接続点と、直流電源８及び半導体スイッチ３Ｂの接続点との間に接続される。また、ダイオード２ＡＤ及び２ＢＤの直列回路は、リアクトル１の端子１ａ及び半導体スイッチ３Ａの接続点と、半導体スイッチ３Ｂ及びリアクトル１の端子１ｂの接続点との間に接続される。更に、ダイオード２ＡＤ及び２ＢＤの接続点と平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの接続点とが接続される。

そして、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂが、図示しない制御回路によって、交互にスイッチングを行うように自動制御される。また、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂのオンデューティも降圧率に応じて自動制御される。なお、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂのオンデューティは、定常状態においては従来の降圧チョッパ回路と同一になる。

図６は図５に示す降圧チョッパ回路の動作を説明するための図であり、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂのオンデューティが１／２を超える場合の電流経路を示したものである。ここで、図６（ａ）は半導体スイッチ３Ａがオフ状態、半導体スイッチ３Ｂがオン状態の場合の電流ルートを示している。かかる場合、平滑コンデンサ４Ｂからダイオード２ＡＤ、リアクトル１、負荷９、リアクトル１、半導体スイッチ３Ｂを順次経由して平滑コンデンサ４Ｂに戻る電流経路が形成される。かかる期間、リアクトル電流１０は下降（減少）する。

図６（ｂ）は半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂが、共にオン状態の場合の電流ルートを示している。図６（ａ）に示す状態から半導体スイッチ３Ａがオンされると、電流は、図６（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ４Ａから半導体スイッチ３Ａ、リアクトル１、負荷９、リアクトル１、半導体スイッチ３Ｂ、平滑コンデンサ４Ｂのルートで流れ、リアクトル電流１０は上昇（増加）する。

図６（ｃ）は半導体スイッチ３Ａがオン状態、半導体スイッチ３Ｂがオフ状態の場合の電流ルートを示している。図６（ｂ）に示す状態から半導体スイッチ３Ｂがオフされると、図６（ｃ）に示すように、平滑コンデンサ４Ａから半導体スイッチ３Ａ、リアクトル１、負荷９、リアクトル１、ダイオード２ＢＤを順次経由して平滑コンデンサ４Ａに戻る電流経路が形成される。かかる場合、リアクトル１に蓄積されたエネルギーが放出され、リアクトル電流１０は下降する。

上記動作を繰り返すことによって、降圧モードとして動作させることができる。図７は図５に示す降圧チョッパ回路のスイッチングパターンを示す図であり、上記動作を行った際の各部波形を図７（ｂ）に示している。オンデューティが１／２を超える場合、リアクトル電流１０は、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの双方が同時にオン状態となる期間に上昇し、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの何れか一方がオフ状態となる期間に下降する。なお、リアクトル１に印加される端子電圧は、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの双方がオン状態の期間に（Ｅ−Ｖ）／２となる。また、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの何れか一方がオフ状態の期間は、（Ｅ／２−Ｖ）／２でリセット電圧が印加される。

一方、図７（ａ）は、オンデューティが１／２未満の場合の各部波形を示している。オンデューティが１／２未満の場合、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂは、図７（ａ）に示すように交互にスイッチングされ、同時にオン状態になることはない。そして、リアクトル電流１０は、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの何れか一方がオン状態の期間に上昇し、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの双方がオフ状態の期間に下降する。ここで、リアクトル１に印加される端子電圧は、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの何れか一方がオン状態の期間に（Ｅ／２−Ｖ）／２となり、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂの双方がオフ状態の期間のリセット電圧はＶ／２となる。

なお、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂのオンデューティが１／２の場合は、理論上、リプル電流は流れず、完全な直流電流となる。

上記構成を有する降圧チョッパ回路では、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂ等での損失を増加させることなく、リアクトル１のリプル電流を低減させることができるとともに、小型且つ安価に構成することができるようになる。

即ち、上記降圧チョッパ回路では、平滑コンデンサ４Ａ及び４Ｂの電圧Ｅ／２を、この電圧Ｅ／２と出力電圧Ｖとの電位差に降圧するように動作するため、リアクトル１に印加される電圧を低く抑えることが可能となり、その結果、リアクトル１のリプル電流を小さくすることができる。また、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂを交互にスイッチングすることにより、リアクトル１のリプル周波数は、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂのスイッチング周波数の２倍になる。このため、リアクトル１のインダクタンス値を小さくすることができ、小型及び安価なリアクトル１を採用することができるようになる。

なお、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂには、Ｅ／２の電圧しかかからない。このため、従来のものと比較して耐圧の低い半導体スイッチを使用することができる。また、半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂを交互にスイッチングするため、スイッチング周波数を低く抑えることができ、更にスイッチングがＥ／２の電圧で行われるため、スイッチング損失も低く抑えることができる。

ここで、上記構成の降圧チョッパ回路におけるリアクトル１のリプル電流の振幅Δｉは、次式で示される。

（数４）
Δｉ＝（Ｅ−Ｖ）・（２Ｖ−Ｅ）／Ｅ×１／（２・Ｌ・ｆｓ）
Ｌはリアクトル１のインダクタンス値、ｆｓは半導体スイッチ３Ａ及び３Ｂのスイッチング周波数である。ここで、昇圧モードの時と同様に、上記表１のパラメータ例に基づいて、従来方式と本方式とのリプル電流を比較すると、従来方式のリプル電流Δｉ＝１３３．３［Ａ］であるのに対し、本方式のリプル電流Δｉ＝３３．３［Ａ］となる。即ち、上記構成の降圧チョッパ回路では、従来方式に対し、１／４程度までリプル電流を低減させることが可能となる。

実施の形態２．
図８はこの発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す構成図であり、図１に示す双方向チョッパ回路の昇圧モードに関する制御装置を示したものである。図８において、１１は入力直流電源８の電圧を検出する電圧検出器、１２はリアクトル電流１０を検出する電流検出器、１３は平滑コンデンサ４Ａの電圧を検出する電圧検出器、１４は平滑コンデンサ４Ｂの電圧を検出する電圧検出器である。上記電圧検出器１１、１３、１４及び電流検出器１２による各検出信号は、制御器１５に送られる。

制御器１５には、図示しない誤差増幅器が備えられている。この誤差増幅器は、負荷９に印加されるべき出力電圧の基準電圧と、負荷９に印加される出力電圧とが入力され、これら両入力電圧の差電圧（誤差電圧）を出力する。また、制御器１５は、誤差増幅器の出力とリアクトル電流１０とに基づいて適切に自動制御された出力信号（指令値）を、パルス幅変調回路１６に与える。パルス幅変調回路１６は、制御器１５からの出力信号に基づいて、パルス幅変調されたパルスを出力し、図示しない制御回路によって、半導体スイッチ２Ａのスイッチ動作を適切に制御させる。

なお、上記パルス幅変調回路１６は、例えば、三角波キャリアを発生させるキャリア発生器１７と、このキャリア発生器１７からの三角波キャリアを制御器１５からの出力信号と比較して、半導体スイッチ２Ａを動作させるためのパルスを上記制御回路に対して出力するコンパレータ１８とから構成される。

一方、制御器１５からの出力信号はパルス幅変調回路１９に対しても与えられる。パルス幅変調回路１９は、上記制御器１５からの出力信号に基づいて、パルス幅変調されたパルスを出力し、図示しない制御回路によって、半導体スイッチ２Ｂのスイッチ動作を適切に制御させる。なお、パルス幅変調回路１９は、例えば、三角波キャリアを発生させるキャリア発生器２０と、このキャリア発生器２０からの三角波キャリアを制御器１５からの出力信号と比較して、半導体スイッチ２Ｂを動作させるためのパルスを上記制御回路に対して出力するコンパレータ２１とから構成される。

なお、三角波のキャリア発生器１７及び２０の各キャリアの位相差は、自由に選択できる構成を有しているが、例えば、リアクトル１のリプル電流の低減に関しては、１８０度の位相差が最適なパラメータとなる。また、キャリア発生器１７及び２０の各三角波キャリアの最大値及び最低値、並びに周波数を同等（所定の誤差範囲内）にして位相をずらし、更に、各三角波キャリアをコンパレータ１８及び２１によって共通の指令値と比較させることにより、パルス幅変調回路１６及び１９の構成を簡素化することも可能である。

また、図９はこの発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の他の構成を示す図であり、図１に示す双方向チョッパ回路の降圧モードに関する制御装置を示したものである。図９において、電圧検出器１１は、負荷９の電圧を検出するように接続されている。そして、電圧検出器１１、１３、１４及び電流検出器１２による各検出信号は、制御器２２に送られる。

制御器２２には、図示しない誤差増幅器が備えられている。この誤差増幅器は、負荷９に印加されるべき出力電圧の基準電圧と、負荷９に印加される出力電圧とが入力され、これら両入力電圧の差電圧（誤差電圧）を出力する。また、制御器２２は、誤差増幅器の出力とリアクトル電流１０とに基づいて適切に自動制御された出力信号（指令値）を、パルス幅変調回路２３に与える。パルス幅変調回路２３は、制御器２２からの出力信号に基づいて、パルス幅変調されたパルスを出力し、図示しない制御回路によって、半導体スイッチ３Ａのスイッチ動作を適切に制御させる。

なお、上記パルス幅変調回路２３は、例えば、三角波キャリアを発生させるキャリア発生器２４と、このキャリア発生器２４からの三角波キャリアを制御器２２からの出力信号と比較して、半導体スイッチ３Ａを動作させるためのパルスを上記制御回路に対して出力するコンパレータ２５とから構成される。

一方、制御器２２からの出力信号はパルス幅変調回路２６に対しても与えられる。パルス幅変調回路２６は、上記制御機２２からの出力信号に基づいて、パルス変調されたパルスを出力し、図示しない制御回路によって、半導体スイッチ３Ｂのスイッチ動作を適切に制御させる。なお、パルス幅変調回路２６は、例えば、三角波キャリアを発生させるキャリア発生器２７と、このキャリア発生器２７からの三角波キャリアを制御器２２からの出力信号と比較して、半導体スイッチ３Ｂを動作させるためのパルスを上記制御回路に対して出力するコンパレータ２８とから構成される。

なお、三角波のキャリア発生器２４及び２７の各キャリアの位相差は、自由に選択できる構成を有しているが、例えば、リアクトル１のリプル電流の低減に関しては、１８０度の位相差が最適なパラメータとなる。また、キャリア発生器２４及び２７の各三角波キャリアの最大値及び最低値、並びに周波数を同等（所定の誤差範囲内）にして位相をずらし、更に、各三角波キャリアをコンパレータ２５及び２８によって共通の指令値と比較させることにより、パルス幅変調回路２３及び２６の構成を簡素化することも可能である。

この発明の実施の形態１におけるチョッパ回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１におけるチョッパ回路の昇圧モードを示す構成図である。 図２に示す昇圧チョッパ回路の動作を説明するための図である。 図２に示す昇圧チョッパ回路のスイッチングパターンを示す図である。 この発明の実施の形態１におけるチョッパ回路の降圧モードを示す構成図である。 図５に示す降圧チョッパ回路の動作を説明するための図である。 図５に示す降圧チョッパ回路のスイッチングパターンを示す図である。 この発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の他の構成を示す図である。 従来のチョッパ回路を示す構成図である。 従来のチョッパ回路における昇圧モードを示す構成図である。 従来のチョッパ回路における降圧モードを示す構成図である。 従来のチョッパ回路におけるスイッチングパターンを示す図である。

符号の説明

１ リアクトル
１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ 端子
２Ａ、２Ｂ、３Ａ、３Ｂ 半導体スイッチ
２ＡＤ、２ＢＤ、３ＡＤ、３ＢＤ ダイオード
４Ａ、４Ｂ 平滑コンデンサ
５ 中性点
６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂ 回路端子
８ 直流電源
９ 負荷
１０ リアクトル電流
１１、１３、１４ 電圧検出器
１２ 電流検出器
１５、２２ 制御器
１６、１９、２３、２６ パルス幅変調回路
１７、２０、２４、２７ キャリア発生器
１８、２１、２５、２８ コンパレータ
２９ リアクトル
３０Ａ、３１Ａ 半導体スイッチ
３０Ｄ、３１Ｄ ダイオード
３２ 平滑コンデンサ
３３Ａ、３３Ｂ、３５Ａ、３５Ｂ 回路端子
３４ 直流電源
３６ 負荷

Claims (6)

1. 入力直流電源に第１の端子及び第２の端子が接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルの第３の端子及び第４の端子間に接続されることにより、前記入力直流電源に、前記リアクトルとともに直列接続された第１のダイオード、負荷、第２のダイオードと、
   前記第１のダイオード及び前記負荷の接続点、並びに前記負荷及び前記第２のダイオードの接続点間に直列接続された第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサと、
   前記リアクトルの第３の端子及び前記第１のダイオードの接続点、並びに前記第１の平滑コンデンサ及び前記第２の平滑コンデンサの接続点間に接続された第１のスイッチと、
   前記第１の平滑コンデンサ及び前記第２の平滑コンデンサの接続点、並びに前記第２のダイオード及び前記リアクトルの第４の端子の接続点間に接続された第２のスイッチと、
   前記第１のスイッチに並列接続された第３のダイオードと、
   前記第２のスイッチに並列接続された第４のダイオードと、
   を備え、
   前記第１のスイッチがオン状態且つ前記第２のスイッチがオフ状態の時に、前記入力直流電源から前記リアクトル、前記第１のスイッチ、前記第２の平滑コンデンサ、前記第２のダイオード、前記リアクトルを順次経由して前記入力直流電源に戻る電流経路が形成され、
   前記第１のスイッチがオフ状態且つ前記第２のスイッチがオン状態の時に、前記入力直流電源から前記リアクトル、前記第１のダイオード、前記第１の平滑コンデンサ、前記第２のスイッチ、前記リアクトルを順次経由して前記入力直流電源に戻る電流経路が形成される
   ことを特徴とする昇圧チョッパ回路。
2. 請求項１に記載の昇圧チョッパ回路を備え、更に、
   負荷に印加される出力電圧及びその基準電圧の差電圧を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力に基づいて、パルス幅変調されたパルスを出力するパルス幅変調回路と、
   前記パルス幅変調回路の出力に基づいて、第１のスイッチ及び第２のスイッチの動作を制御する制御回路と、
   を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
3. パルス幅変調回路は、
   三角波キャリアを発生させる第１のキャリア発生器及び第２のキャリア発生器と、
   前記第１のキャリア発生器からの三角波キャリアを誤差増幅器の出力に基づく指令値と比較して、第１のスイッチを動作させるためのパルスを制御回路に出力する第１のコンパレータと、
   前記第２のキャリア発生器からの三角波キャリアを前記指令値と比較して、第２のスイッチを動作させるためのパルスを前記制御回路に出力する第２のコンパレータと、
   を備え、
   前記第１のキャリア発生器からの三角波キャリアと前記第２のキャリア発生器からの三角波キャリアとは、同じ最大値及び最低値、周波数を有し、その位相がずらされたものであることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
4. 負荷に第１の端子及び第２の端子が接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルの第３の端子及び第４の端子間に接続されることにより、前記負荷に、前記リアクトルとともに直列接続された第１のスイッチ、入力直流電源、第２のスイッチと、
   前記第１のスイッチに並列接続された第１のダイオードと、
   前記第２のスイッチに並列接続された第２のダイオードと、
   前記第１のスイッチ及び前記入力直流電源の接続点、並びに前記入力直流電源及び前記第２のスイッチの接続点間に直列接続された第１の平滑コンデンサ及び前記第２の平滑コンデンサと、
   前記リアクトルの第３の端子及び前記第１のスイッチの接続点、並びに前記第１の平滑コンデンサ及び前記第２の平滑コンデンサの接続点間に接続された第３のダイオードと、
   前記第１の平滑コンデンサ及び前記第２の平滑コンデンサの接続点、並びに前記第２のスイッチ及び前記リアクトルの第４の端子の接続点間に接続された第４のダイオードと、
   を備え、
   前記第１のスイッチがオン状態且つ前記第２のスイッチがオフ状態の時に、前記第１の平滑コンデンサから前記第１のスイッチ、前記リアクトル、前記負荷、前記リアクトル、前記第４のダイオードを順次経由して前記第１の平滑コンデンサに戻る電流経路が形成され、
   前記第１のスイッチがオフ状態且つ前記第２のスイッチがオン状態の時に、前記第２の平滑コンデンサから前記第３のダイオード、前記リアクトル、前記負荷、前記リアクトル、前記第２のスイッチを順次経由して前記第２の平滑コンデンサに戻る電流経路が形成される
   ことを特徴とする降圧チョッパ回路。
5. 請求項４に記載の降圧チョッパ回路を備え、更に、
   負荷に印加される出力電圧及びその基準電圧の差電圧を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力に基づいて、パルス幅変調されたパルスを出力するパルス幅変調回路と、
   前記パルス幅変調回路の出力に基づいて、第１のスイッチ及び第２のスイッチの動作を制御する制御回路と、
   を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
6. パルス幅変調回路は、
   三角波キャリアを発生させる第１のキャリア発生器及び第２のキャリア発生器と、
   前記第１のキャリア発生器からの三角波キャリアを誤差増幅器の出力に基づく指令値と比較して、第１のスイッチを動作させるためのパルスを制御回路に出力する第１のコンパレータと、
   前記第２のキャリア発生器からの三角波キャリアを前記指令値と比較して、第２のスイッチを動作させるためのパルスを前記制御回路に出力する第２のコンパレータと、
   を備え、
   前記第１のキャリア発生器からの三角波キャリアと前記第２のキャリア発生器からの三角波キャリアとは、同じ最大値及び最低値、周波数を有し、その位相がずらされたものであることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。

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