JP5899807B2 - コンバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子をスイッチングすることによって蓄電装置が接続されるリアクトルに流れる電流の中心値を測定する、コンバータ制御装置に関する。

従来技術とてして、電流上昇区間で取得されたリアクトル電流値と電流下降区間で取得されたリアクトル電流値とに基づいて、リアクトル電流の中心値を測定するコンバータ制御装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。

特開２０１０−２２１７０号公報

しかしながら、リアクトルに電力を供給する蓄電装置の電圧は、車両の走行状態、蓄電装置の劣化、蓄電装置の過放電などの理由によって変動しやすいため、上述の従来技術では、リアクトル電流の中心値を精度良く測定できない場合がある。

そこで、本発明は、リアクトル電流の中心値を精度良く測定できる、コンバータ制御装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るコンバータ制御装置は、
ハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子とをスイッチングさせるスイッチング指令信号を生成し、一方の端部が蓄電装置に接続されもう一方の端部が前記ハイサイドのスイッチング素子と前記ローサイドのスイッチング素子との接続点に接続されるリアクトルに流れる電流の中心値を測定する、コンバータ制御装置であって、
前記スイッチング指令信号を生成するためのキャリア信号の山又は谷のタイミングで前記電流の電流値を取得するＡ／Ｄ変換部と、
前記蓄電装置からのパワーの移動量が零又は所定の微小量以下である無負荷状態のときに前記Ａ／Ｄ変換部によって前記タイミングで取得された電流値を、前記Ａ／Ｄ変換部によって前記タイミングで取得された電流値を前記中心値に補正するオフセット量として予め算出するオフセット量算出部とを備え、
前記オフセット量算出部は、前記蓄電装置の電圧が低下した場合、予め算出された前記オフセット量を小さく補正する、ことを特徴とするものである。

本発明によれば、リアクトル電流の中心値を精度良く測定できる。

本発明の一実施形態であるモータ制御システム１００の構成図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び制御装置５０の動作を説明するためのタイムチャートである。 リアクトル電流ＩＬの中心値が０Ａになるときのリアクトル電流ＩＬの波形を示した図である。 バッテリ１０の電圧ＶＬに応じて傾きが変化するリアクトル電流を示した図である。

以下、本発明の実施形態を図面に従って説明する。

図１は、本発明の一実施形態であるモータ制御システム１００の構成図である。モータ制御システム１００は、バッテリ１０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と、インバータ３０と、モータ４０と、ジェネレータ４１と、制御装置５０とを備えている。

バッテリ１０は、直流電源として機能する蓄電装置である。バッテリ１０には、バッテリ１０の電圧ＶＬを平滑するコンデンサＣ１が並列に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によってバッテリ１０の電圧ＶＬが昇圧されて生成された高圧の直流電力を出力する昇圧コンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、電流センサ２１とを備える。

リアクトルＬ１は、バッテリ１０に接続され、バッテリ１０から直流電力が供給される。リアクトルＬ１の一方の端部は、バッテリ１０の正極とコンデンサＣ１の一端との接続点に接続され、リアクトルＬ１のもう一方の端部は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とローサイドのスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続される。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、リアクトルＬ１に流れる電流（リアクトル電流ＩＬ）を制御する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の具体例として、パワーＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴなどの半導体素子が挙げられる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、インバータ３０の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、コレクタ（又は、ドレイン）がインバータ３０の電源ラインに接続された上アーム素子であり、スイッチング素子Ｑ２は、エミッタ（又は、ソース）がアースラインに接続された下アーム素子である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間（ドレイン−ソース間）には、それぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２が並列に配置されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生ダイオードでもよい。また、インバータ３０の電源ラインとアースラインとの間には、コンデンサＣ２が配置されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によって生成された直流電力は、コンデンサＣ２及びインバータ３０に供給される。コンデンサＣ２は、バッテリでもよい。

電流センサ２１は、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出手段である。電流センサ２１は、リアクトル電流ＩＬの電流値に応じたアナログ電流信号を制御装置５０のＡ／Ｄ変換部に出力する。

インバータ３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０及びコンデンサＣ２から供給される直流電力に基づいて３相交流電流を生成し、生成した３相交流電流をモータ４０のステータコイルに供給する。また、インバータ３０は、ジェネレータ４１によって発生した電力をコンデンサＣ２に供給する。インバータ３０は、モータ４０に接続されるブリッジ回路と、ジェネレータ４１に接続されるブリッジ回路とを、コンデンサＣ２に対して並列に備えている。これらのブリッジ回路は、制御装置５０によって制御される。

モータ４０は、インバータ３０によって駆動される。モータ４０は、例えば、インバータ３０から供給される３相交流電流によって、車両を走行させる駆動トルクを発生する電動機である。また、モータ４０は、例えば、車両の制動時に発生した回生エネルギーを、インバータ３０を介してコンデンサＣ２に供給するものでもよい。

ジェネレータ４１は、発電エネルギーをインバータ３０を介してコンデンサＣ２に供給する。ジェネレータ４１は、例えば、エンジンの動力エネルギーを電気エネルギーに変換して、インバータ３０を介してコンデンサＣ２に供給する装置である。また、ジェネレータ４１は、例えば、インバータ３０から供給される３相交流電流によって、エンジンを始動するスタータとして機能するものでもよい。

制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の昇圧動作を制御する制御部と、インバータ３０のインバータ動作を制御する制御部とを有する。それらの制御部は、例えばマイクロコンピュータによって実現される。昇圧動作の制御部とインバータ動作の制御部は、別々の制御装置に分けて配置されてもよい。

制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御モードを、コンデンサＣ２の電圧ＶＨをその目標電圧値に制御する電圧制御モードと、リアクトル電流ＩＬをその目標電流値に制御することでコンデンサＣ２に供給する電力を制御する電流制御モードとに切り替えることができる。

制御装置５０がＤＣ−ＤＣコンバータ２０を電圧制御モードで制御する場合、制御装置５０のＡ／Ｄ変換部（例えば、制御装置５０内のマイクコンピュータのＡ／Ｄ変換部）は、コンデンサＣ２の電圧を検出する不図示の電圧センサから供給されるアナログ電圧信号をＡ／Ｄ変換して、コンデンサＣ２の電圧ＶＨのデジタル値を取得する。制御装置５０は、Ａ／Ｄ変換部によって取得された電圧ＶＨがその目標電圧値に一致するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング動作させるスイッチング指令信号を生成する。

一方、制御装置５０がＤＣ−ＤＣコンバータ２０を電流制御モードで制御する場合、制御装置５０のＡ／Ｄ変換部（例えば、制御装置５０内のマイクコンピュータのＡ／Ｄ変換部）は、電流センサ２１から供給されるアナログ電流信号をＡ／Ｄ変換して、デジタルのリアクトル電流値を取得する。制御装置５０は、Ａ／Ｄ変換部によって取得されたリアクトル電流値がリアクトル電流ＩＬの目標値に一致するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング動作させるスイッチング指令信号を生成する。

図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び制御装置５０の動作を説明するためのタイムチャートである。

制御回路５０は、図２（ａ）に示される三角波状のキャリア信号とデューティ指令値とに基づいて、図２（ｂ）に示されるスイッチング指令信号を生成し、生成したスイッチング指令信号を所定の伝達回路を介してＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給する。

図２（ｂ）（ｃ）に示されるように、スイッチング指令信号がハイレベルからローレベルに切り替わる時点から、伝達遅延時間ｔｄ１だけ経過した時点に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の上アームのスイッチング素子Ｑ１は、オンからオフに切り替わる。また、図２（ｃ）（ｄ）に示されるように、スイッチング指令信号がハイレベルからローベルに切り替わる時点から、伝達遅延時間ｔｄ１とデッドタイムｔｄ２との加算時間だけ経過した時点に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の下アームのスイッチング素子Ｑ２は、オフからオンに切り替わる。

ここで、伝達遅延時間ｔｄ１は、例えば上記の伝達回路での信号遅れ及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング遅れにより生ずるものである。また、デッドタイムｔｄ２は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の両方がオフ状態である期間であって、例えば上記の伝達回路及び制御装置５０によって設定されて制御されるものである。

このように、スイッチング素子Ｑ１とＱ２がオン／オフ動作することによって、図２（ｅ）に示されるように、リアクトルＬ１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２側の電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ１とＱ２との中間点の電圧）Ｖ_０の電圧レベルは、インバータ３０の電源ラインの電圧レベル又はアースラインの電圧レベルに変化する。

図２（ｆ）は、伝達遅延時間ｔｄ１及びデッドタイムｔｄ２がないと仮定した場合のリアクトル電流ＩＬの昇圧時の波形であり、図２（ｇ）は、伝達遅延時間ｔｄ１及びデッドタイムｔｄ２がある場合のリアクトル電流ＩＬの昇圧時の波形である。

図２（ａ）（ｆ）によれば、伝達遅延時間ｔｄ１及びデッドタイムｔｄ２がない場合には、キャリア信号が上昇から下降に転じる山のタイミング及び下降から上昇に転じる谷のタイミングは、リアクトル電流ＩＬの電流値がリアクトル電流ＩＬのリップル波形の中心値になるタイミングに一致する。したがって、制御装置５０のＡ／Ｄ変換部は、キャリア信号の山又は谷のタイミングに同期したタイミングで、電流センサ２１から供給されるアナログ電流信号をサンプリングすることによって、リアクトル電流ＩＬの中心値を取得することができる。

しかしながら、図２（ｇ）に示されるように、伝達遅延時間ｔｄ１及びデッドタイムｔｄ２がある場合、これらの影響によって、キャリア信号が上昇から下降に転じる山のタイミング及び下降から上昇に転じる谷のタイミングは、リアクトル電流ＩＬの電流値がリアクトル電流ＩＬのリップル波形の中心値になるタイミングからずれてしまう。そのため、制御装置５０のＡ／Ｄ変換部が、電流センサ２１から供給されるアナログ電流信号をキャリア信号に同期してキャリア信号の山又は谷のＡ／Ｄタイミングでサンプリングしても、リアクトル電流ＩＬの中心値を精度良く取得できないおそれがある。

Δｔは、リアクトル電流ＩＬの電流値を取得するＡ／Ｄタイミングと、リアクトル電流ＩＬの中心値のタイミングとのずれ時間（Ａ／Ｄタイミングのずれ時間）を表し、ΔＩＬは、Ａ／Ｄ変換部によって取得されたリアクトル電流ＩＬの電流値と、リアクトル電流ＩＬの中心値とのずれを表す。リアクトル電流ＩＬ中心値に対してずれた電流値を用いてリアクトル電流ＩＬの制御を行ってしまうと、その制御を正確に行うことができない可能性がある。

そこで、制御装置５０は、Ａ／Ｄ変換部によって取得されたリアクトル電流値を、リアクトル電流ＩＬの中心値に補正するオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓを算出するオフセット量算出部を備える。

例えば、制御装置５０のオフセット量算出部は、Ａ／Ｄ変換部によって無負荷状態のときに取得されたリアクトル電流値に基づいて、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓを算出する。無負荷状態とは、低圧側のバッテリ１０及びコンデンサＣ１から高圧側のコンデンサＣ２及びインバータ３０へのパワーの移動量が、零又は所定の微小量以下である状態のことをいう。

無負荷状態は、例えば、
ａ．モータ４０及びジェネレータ４１とコンデンサＣ２との間の電流経路が遮断状態
ｂ．コンデンサＣ２の電圧ＶＨの変動量が所定量以下の状態（電圧ＶＨがほぼ一定値）
ｃ．ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御モードが電圧制御モード
という３つの条件がすべて満たされている場合に成立する。条件ａ．を成立させるためには、例えば、インバータ３０内のブリッジ回路を構成するスイッチング素子をオフしてもよいし、モータ４０及びジェネレータ４１とコンデンサＣ２との間の電流経路を遮断可能なリレー等のスイッチをオフしてもよい。

無負荷状態では、図３に示されるように、リアクトル電流ＩＬの中心値は、ほぼ０Ａになる。したがって、制御装置５０のオフセット量算出部は、例えば、Ａ／Ｄ変換部が無負荷状態でローサイドのスイッチング素子Ｑ２が通電しているときにリアクトル電流ＩＬの電流値をサンプリングした値を、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓとすることができる。オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓの精度を高めるためには、無負荷状態でＡ／Ｄ変換部がリアクトル電流ＩＬの電流値をＮ回サンプリングした平均値を、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓとして学習することが好ましい。すなわち、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓは、Ａ／Ｄ変換部がリアクトル電流値を取得するときの基準となる原点を補正するための値に相当する。

したがって、制御装置５０は、このように予め算出されたオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓを用いて、Ａ／Ｄ変換部によって取得されたリアクトル電流値を補正することで、リアクトル電流ＩＬの中心値を、無負荷状態に限らずにどのような負荷状態でも、精度良く測定できる。例えば、制御装置５０は、Ａ／Ｄ変換部によって取得されたリアクトル電流値に、予め無負荷状態で算出されたオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓを加算又は減算することによって、その取得されたリアクトル電流値に含まれる中心値とのずれ分が取り除かれ、精度のよいリアクトル電流ＩＬの中心値を演算できる。

ところで、低圧側のバッテリ１０の電圧ＶＬが変化すると、バッテリ１０から電力供給を受けるリアクトルＬ１に印加される電圧も変化する。そのため、バッテリ１０の電圧ＶＬが例えば低下すると、図４に示されるように、リアクトル電流ＩＬのリップルの変動量は小さくなる。点線ＩＬ１は、電圧ＶＬが低下する前のリアクトル電流ＩＬの波形を示し、実線ＩＬ２は、電圧ＶＬが低下した後のリアクトル電流ＩＬの波形を示す。

オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓの上述の算出方法では、電圧ＶＬが低下する前の点線ＩＬ１に基づいて、Ａ／Ｄ変換部によって点Ｐ１で取得されたリアクトル電流値を、点Ｐ２におけるリアクトル電流の中心値ＩＬ_Ｃ１に補正するオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓ１が算出される。

しかしながら、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓ１の算出後、バッテリ１０の電圧ＶＬが低下してリアクトル電流ＩＬの波形が図４の実線ＩＬ２のように変化した場合、Ａ／Ｄ変換部によって点Ｐ３で取得されたリアクトル電流値を、点Ｐ４におけるリアクトル電流の中心値ＩＬ_Ｃ２に補正するために必要なオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓ２は、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓ１に比べて小さくなる。

そこで、バッテリ１０の電圧ＶＬが所定値以上変動した場合には、制御装置５０のオフセット量算出部は、一度既に算出されたオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓ１を、電圧ＶＬがその変動をした後に検出される電圧ＶＬに応じて補正（調整）することにより、新たなオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓ２を算出する。したがって、制御装置５０は、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓ２を用いて、Ａ／Ｄ変換部によって取得されたリアクトル電流値を補正することで、電圧ＶＬが変動した後のリアクトル電流ＩＬ２の中心値ＩＬ_Ｃ２を、電圧ＶＬの変動後に無負荷状態になることを待たずに、どのような負荷状態でも、精度良く測定できる。このように算出された中心値ＩＬ_Ｃ２を用いることによって、リアクトル電流の制御を精度良く実行できる。

このように、上述の実施例によれば、キャリア信号の山と谷のいずれか一方のタイミングでサンプリングして取得された電流値に基づいてリアクトル電流の中心値を算出するので、キャリア信号の山と谷の両方のタイミングでサンプリングして取得された電流値に基づいてリアクトル電流の中心値を求める上述の特許文献１の場合に比べて、キャリア信号の周波数（キャリア周波数）が高くなっても、制御装置５０のマイクロコンピュータの処理負荷が過大になることを抑えることができる。

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、また、上述した実施例は、他の実施例の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形を加えることができる。

例えば、モータ制御システム１００が搭載される車両は、ハイブリッド自動車に限らず、電気自動車、燃料電池車などの他の形式の車両でもよい。また、本発明は、車両以外で使用されるコンバータの制御装置に対しても適用できる。

また、オフセット量ＩＬ＿ｏｆｓの算出方法は、上述の方法に限らない。

例えば、上述の実施例では、リアクトル電流ＩＬの上昇区間において取得されたリアクトル電流値に基づいてオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓを算出しているが、リアクトル電流ＩＬの下降区間において取得されたリアクトル電流値に基づいてオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓを算出してもよい。

また、例えば、図２において、リアクトル電流ＩＬの上昇区間における傾き（すなわち、リアクトル電流ＩＬの単位時間当たりの変化量（上昇量））は、「ＶＬ／Ｌ」と表すことができるので、リアクトル電流値の取得タイミングずれをΔｔとすると、リアクトル電流値の取得値と中心値との電流値ずれΔＩＬは、
ΔＩＬ＝Δｔ×（ＶＬ／Ｌ） ・・・（１）
で表すことができる。ここで、Δｔは、
Δｔ＝ｔｄ１＋ｔｄ２／２ ・・・（２）
と表すことができる。したがって、制御装置５０のオフセット量算出部は、伝達遅延時間ｔｄ１の計測値とデットタイムｔｄ２の設定値に基づいて、式（１）（２）に従って、電流値ずれΔＩＬをオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓとみなして算出することができる。ここで、伝達遅延時間ｔｄ１の計測値は、予め実際に計測されてメモリに格納されているとよい。また、デッドタイムｔｄ２の設定値は、制御装置５０によって設定されるため、既知のデータである。

また、図２において、リアクトル電流ＩＬの下降区間における傾き（すなわち、リアクトル電流ＩＬの単位時間当たりの変化量（下降量））は、「−（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌ」と表すことができるので、リアクトル電流値の取得タイミングずれをΔｔとすると、リアクトル電流値の取得値と中心値との電流値ずれΔＩＬは、
ΔＩＬ＝Δｔ×（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌ ・・・（３）
で表すことができる。したがって、制御装置５０のオフセット量算出部は、伝達遅延時間ｔｄ１の計測値とデットタイムｔｄ２の設定値に基づいて、式（２）（３）に従って、電流値ずれΔＩＬをオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓとみなして算出することができる。

このように算出されたオフセット量ＩＬ＿ｏｆｓをバッテリ１０の電圧ＶＬに応じて補正することで、電圧ＶＬが変動しても、リアクトル電流の中心値を精度良く測定することができる。

１０ バッテリ
２０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１ 電流センサ
３０ インバータ
４０ モータ
４１ ジェネレータ
５０ 制御装置
１００ モータ制御システム
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｌ リアクトルＬ１のインダクタンス
ＶＬ バッテリ１０の電圧
ＶＨ コンデンサＣ２の電圧
ｔｄ１ 伝達遅延時間
ｔｄ２ デッドタイム

Claims (2)

1. ハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子とをスイッチングさせるスイッチング指令信号を生成し、一方の端部が蓄電装置に接続されもう一方の端部が前記ハイサイドのスイッチング素子と前記ローサイドのスイッチング素子との接続点に接続されるリアクトルに流れる電流の中心値を測定する、コンバータ制御装置であって、
   前記スイッチング指令信号を生成するためのキャリア信号の山又は谷のタイミングで前記電流の電流値を取得するＡ／Ｄ変換部と、
   前記蓄電装置からのパワーの移動量が零又は所定の微小量以下である無負荷状態のときに前記Ａ／Ｄ変換部によって前記タイミングで取得された電流値を、前記Ａ／Ｄ変換部によって前記タイミングで取得された電流値を前記中心値に補正するオフセット量として予め算出するオフセット量算出部とを備え、
   前記オフセット量算出部は、前記蓄電装置の電圧が低下した場合、予め算出された前記オフセット量を小さく補正する、ことを特徴とする、コンバータ制御装置。
2. 前記オフセット量算出部は、前記Ａ／Ｄ変換部によって前記無負荷状態のときに前記タイミングで取得された電流値の平均値を、前記オフセット量として予め算出する、請求項１に記載のコンバータ制御装置。

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