CN102998017A - 功率半导体装置的温度测量设备 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供这样的一种功率半导体装置的温度测量设备，即使在其中实际测得的特性线段的斜率不同于所设计的特性线段的斜率的情况下该设备也允许简单且准确的芯片温度检测。本发明的温度测量设备的芯片温度检测电路包括用于递送作为经数字转换的温度检测二极管两端的正向电压的测量值的A/D转换器、以及用于校准处理和芯片温度计算处理的运算处理单元。在校准处理中，通过替代温度检测二极管而连接的基准电压源来施加不同的已知基准电压，且计算连接从A/D转换器递送的不同测量值的线段的斜率。所得到的斜率值、以及作为从A/D转换器递送的测量值之一的偏移校正值被存储于存储器中。

Description

功率半导体装置的温度测量设备

相关申请的交叉引用

本申请基于2011年9月7日提交的日本专利申请No.2011-194942并要求其优先权，该申请的内容通过引用结合于此。

发明背景

1.发明领域

本发明涉及安装在车辆的电压转换器等电子系统中的半导体装置的温度测量设备。

2.背景技术

在最近的车载装置中，如图11所示，具有电动机1104来产生驱动力的车辆驱动系统1100包括电源1101的主要部分、降压-升压转换器1102、和逆变器1103来实现高效率和能源节省。电动机1104在其驱动车辆时是三相电动机，但当其制动车辆时变成发电机。箭头Y1指示车辆驱动时能量流动的方向，且箭头Y2指示车辆制动时能量流动的方向。

电源1101从高架电线提供的电压处或从串联连接的电池处获得。

降压-升压转换器1102在车辆驱动时，将电源1101的电压VL（例如，280V）升压至适于驱动电动机1104的电压VH（例如，750V）；降压-升压转换器1102在车辆制动时将由电动机1104产生的电压VH（例如，750V）降压至执行再生操作的电源电路的电压VL（例如，280V）。

逆变器1103在车辆驱动时通过对逆变器1103中的开关元件的ON-OFF（导通-截止）控制，从已经由降压-升压转换器1102升压的电压VH将电流供应给三相电动机1104中的各相。根据ON-OFF切换的频率来改变车辆的速度。逆变器1103在车辆制动时，与电动机1104的各相所产生的电压同步地对开关元件进行导通/截止控制，进行整流动作。通过该整流动作，将电动机1104的各相所产生的电压转换为直流电压以进行再生。

接着，参考图12描述降压-升压转换器1102的详细构造。降压-升压转换器1102包括如下主要组件：电抗器R、电容器C、两个开关元件SW1和SW2、以及用于控制开关元件SW1和SW2的两个控制电路1111和1112。如图12所示，车载装置的最近驱动系统的开关元件SW1和SW2各自由IGBT 1105（或1106）以及在发射极和集电极之间与IGBT 1105（或1106）并联连接的二极管D1（或D2）构成。通过此连接，二极管D1（或D2）中的电流在与IGBT 1105（或1106）中的电流相反的方向上流动。

下文描述了降压-升压转换器1102的升压和降压操作的原理。图13示出升压操作中电感器R中流动的电流的波形。

首先描述升压操作。当开关元件SW1的IGBT 1105在图13中所示的从t0到t1、从t2到t3、和从t4到t5的时间处于ON状态（导通状态）时，电流I在电感器R中流动且能量LI²/2被存储在电感器R（电感为L）中。

在从时间t1到t2、从t3到t4、和t5之后的时间段开关元件SW1的IGBT1105的OFF状态（非导通状态）中，电流I从开关元件SW2的二极管D2流过且存储于电感器R中的能量被转移至电容器C。

接着，描述降压操作。在开关元件SW2的IGBT 1106的ON状态（导通状态）中，电流I流过电感器R且能量LI²/2被存储在电感器R中。

在开关元件SW2的IGBT 1106的OFF状态（非导通状态）中，电流流过开关元件SW1的二极管D1，且存储于电感器R中的能量被再生给电源1101。

因此，通过改变开关元件SW1和SW2的ON时间（ON占空因数）可调节升压和降压的电压。以下关系基本保持。

VL/VH=ON占空因数（%），

其中VL是电源电压，

VH是升压操作之后的电压；以及

ON占空因数是开关元件SW1或SW2的导通周期与开关周期之比。

然而，在实际操作中，为了应对负载和电源电压的变化，监测经升压的电压VH且控制开关元件SW1和SW2的ON时间（或ON占空因数）来达到电压的目标值。

图14是降压-升压转换器的IPM 2100的框图。IPM 2100由下臂开关部分2101、上臂开关部分2102、和控制部分2103的主要部分构成。作为高压电路的开关部分2101和2102必须与作为低压电路的控制部分2103电绝缘。因此，通过光电耦合器2115、2116、2117、2118、和2119、脉冲变压器（未示出）等电路组件，信号在高压电路和低压电路之间传输。

上臂开关部分2102包括与开关元件SW12嵌在同一芯片中的温度检测二极管2142、连接至该温度检测二极管2142的阳极且连接至设置在IGBT 2112的发射极和接地之间的串联连接的电阻R1421和R1422之间的点的IGBT保护电路2122、连接至该IGBT保护电路2122的输出端子且连接至IGBT 2112的栅极端子的栅极驱动器2124、以及连接至温度检测二极管2142的阳极的IGBT芯片温度检测单元2126。

下臂开关部分2101包括与开关元件SW11嵌在同一芯片中的温度检测二极管2141、连接至该温度检测二极管2141的阳极且连接至设置在IGBT 2111的发射极和接地之间的串联连接的电阻R1411和R1412之间的点的IGBT保护电路2121、连接至该IGBT保护电路2121的输出端子且连接至IGBT 2111的栅极端子的栅极驱动器2123、以及连接至温度检测二极管2141的阳极的IGBT芯片温度检测单元2125、以及用于检测经升压的电压VH的VH检测电路2150。

VH检测电路2150包括用于分压输入电压VH的分压电路2151、用于调整由分压电路2151分压的电压电平的电平调整电路2152、用于产生三角波的三角波发生器2153、以及用于将三角波与经电平调整的电压进行比较并将该比较所获得的“L”或“H”电平电压递送至光电耦合器2119的比较器2154。

控制部分2103包括：用于平滑来自光电耦合器2119的对应于“L”的信号“0”和对应于“H”的信号“1”并将这些信号转换为DC电平信号的低通滤波器（LPF）2161，用于将来自LPF 2161的DC电平信号与降压-升压指令值进行比较的VH比较器2162，以及栅极信号发生器2163，用于将栅极信号递送至光电耦合器2115和2117，从而响应于来自VH比较器2162的比较结果而达到对应于降压-升压指令值的预定电压。

在具有上述构造的IPM 2100中，本发明具体地涉及用于基于与开关元件SW 11和SW 12嵌在同一芯片中的温度检测二极管2141和2142两端的VF电压来检测IGBT 2111和2112的芯片温度以便于控制操作作为电源系统的IPM2100的IGBT芯片温度检测单元2125和2126。

上臂开关部分2102中的IGBT芯片温度检测单元2126被选择作为IGBT芯片温度检测单元2125和2126的代表，且在下文中参考作为IGBT芯片温度检测单元2126的框图的图15详细描述。

IGBT芯片温度检测单元2126在其高压电路侧中包括，连接至温度检测二极管2142的阳极的恒流源2170、作为具有连接至恒流源2170和温度检测二极管2142之间的点的+输入端子的运算放大器的缓冲电路、电平转换器2177、三角波发生器2178、作为连接至三角波发生器2178的输出端子和电平转换器2177的输出端子的运算放大器的比较器2179、以及其栅极端子通过电阻器2180连接至比较器2179的输出端子且其漏极端子通过电阻器2182连接至PWM-模拟转换器2190的光电耦合器2116的场效应晶体管2181。

电平转换器2177包括其输入端子通过电阻器2172连接至缓冲电路2171的输出端子的运算放大器2173、连接在运算放大器2173的-输入端子和输出端子之间的电阻器2174、以及连接在第一电源Vcc1和接地之间的电阻器2175和2176，且这两个电阻器之间的连接点连接至运算放大器2173的+输入端子。

PWM-模拟转换器2190包括光电耦合器2116、二值化电路2191、缓冲电路2192、和LPF电路2193。

光电耦合器2116连接在第一电源Vcc1和FET 2181之间，且包括带有与其并列连接的电阻器2184的发光二极管2185以及接收由发光二极管2185发出的光的光电检测二极管2187。光电检测二极管2187连接在晶体管2188的基极引出端和第二电源Vcc2之间。电阻器2189连接在光电检测二极管2187的阴极和晶体管2188的集电极端子之间。

光电二极管2116的晶体管2188的发射极端子连接至二值化电路2191，该二值化电路2191的输出端子连接至作为运算放大器的缓冲电路2192的+输入端子。缓冲电路2192的-输入端子连接至缓冲电路2192的输出端子，该缓冲电路2192连接至低通滤波器（LPF）电路2193。

在IGBT芯片检测单元2126的测量IGBT 2112的温度的操作中，恒电流从恒流源2170馈入与IGBT 2112嵌在同一芯片中的温度检测二极管2142。温度检测二极管2142两端的电压VF（该电压也被称为“VF电压信号”）表现出对于温度的线性依赖性，如图16所示。如图16所示，电压VF在T=165°C为VF=1.5V且在T=25°C为VF=2.0V，其中T是温度检测二极管2142的芯片温度。因此，实际温度信号的全量程是VF的500mV的变化。

图17示出具有缓冲电路2171、电平转换电路2177、三角波发生电路2178、和比较器2179的VF/PWM转换电路的详细构造。

三角波发生器2178包括比较器2201、运算放大器2202；以及电阻器R21,R22,R23,R24,R25,R26、和电容器C11，它们如图17中所示连接至比较器2201和运算放大器的-和+输入端子和输出端子或者连接至电源Vcc1或接地。

三角波发生器2178递送具有在上限和下限之间的预定范围的三角波信号。

温度检测二极管2142两端的正向电压降VF经受缓冲电路2171中的阻抗转换，然后在电平转换器2177中放大并进行加减运送，从而三角波信号的上限值对应于高温（例如，165°C）侧中的VF，而三角波信号的下限值对应于低温（例如，25°C）侧中的VF。

电平转换器2177进行增益调节和偏移调节。增益调节扩展VF电压信号的宽度，从而VF电压信号的宽度的大小与在三角波信号的上限和下限之间的宽度（幅值）的大小相匹配。偏移调节使得经扩展的VF电压信号的顶部和底部电平与三角波的上限和下限位置相重合。特定的增益和偏移调节如下地执行。

如图17中所示，电源Vcc1的电压由电阻器R11和R12分压并给与运算放大器2173的+输入端子，且偏移量由连接在电源Vcc1和运算放大器2173的-输入端子之间的电阻器R13确定。运算放大器2173的增益由连接在缓冲电路2171的输出端子和运算放大器2173的-输入端子之间的电阻器R14与连接在运算放大器2173的-输入端子和输出端子之间的电阻器R15确定。

在此电平调节之后，下一级中的比较器2179比较电平转换器2177的输出电压Vlev和三角波发生器2179的输出电压Vtri。如果Vlev>Vtri，则比较器2179的输出为“L”；如果Vlev<Vtri，则输出为“H”。

因此产生的比较器2179的输出脉冲的占空因数与VF电压信号成比例。例如，零%的占空因数对应于低温（25°C）侧VF且100%占空因数对应于高温（165°C)）侧VF。携载VF电压信号的PWM信号通过光电耦合器2116或2118的绝缘传输电路从上臂开关部分2101或下臂开关部分2102传输至控制部分2103中的二值化电路2191。

二值化电路2191从PWM信号产生并输出电压，即经二值化的信号V1/V2，其中V1是PWM信号的零%的占空因数，且V2是100%的占空因数。经二值化的信号V1/V2在缓冲电路2192中接收阻抗转换，然后在LPF电路2193中平滑以转换为DC电平信号。

因此，获得作为与每一臂绝缘的输出电压的IGBT芯片温度电压信号Vout。

与IGBT芯片温度成比例的由此获得的电压信号Vout在降压-升压转换器1102中被传输至位于更高阶的系统（未在附图中示出）。通过持续监测IGBT2111和2112的温度，更高阶的系统用于例如在IGBT芯片温度超过第一预定温度T1时将切换频率减半，并在IGBT芯片温度超过第二预定温度T2时停止切换操作（或降压-升压操作）从而执行保护功能。

保护功能的执行影响驱动车辆，所以IGBT 2111和2112的芯片温度必须准确地测量—以约±5%范围内的准确度。芯片温度测量中的误差因数可以是两种组件的特性的散布；嵌在IGBT芯片中的温度检测二极管2141和2142的正向电压降VF和温度系数的散布、以及在包括缓冲电路2171、电平转换器2177、三角波发生器2178、光电耦合器2116（作为PWM信号的绝缘传输电路）、二值化电路2191、缓冲电路2192、和LPF电路2193的电路中的特性的散布。

温度检测二极管2141和2142的VF值的散布主要由半导体工艺引起。如果VF值的散布被估算为±3%，这大约是总体允许的±5%误差的60%，则对于其他电路组件所允许的误差为±2%。这要求每一个其他电路组件的误差被抑制为约±0.5%。

相应地，对于包括电阻器元件、恒压元件、和运算放大器的电路组件必须使用高度准确的产品。考虑到对于车载环境在从-40°C到+105°C的较广温度范围内的操作保证、车载应用所需要的高可靠性、和对于用户抱怨的快速响应，应该从由日本国内主要半导体产品制造商提供的车载应用IC中作出这些电路组件的选择。

如图15所示，随恒流源2170所提供的恒流IF而形成的温度检测二极管2142两端的正向电压降VF被给与缓冲电路2171的+端子且接收此处的阻抗转换，并被递送至电平转换器2177。正向电压降VF对应于温度检测二极管2142的温度，且例如对于芯片温度165°C具有VF=1.5V的值且对于25°C则VF=2.0V。

如图17所示，电平转换器2177的运算放大器2173的+输入端子被固定至Vcc11的电位，该电位是电源Vcc1的电位通过电阻器R11和R12的分压电压。运算放大器2173的输出电压Vlev由以下式（1）给出。

$V_{\mathrm{lev}}=V_{\mathrm{cc}11}-R_{15}(\frac{V_{\mathrm{cc}1}-V_{\mathrm{cc}11}}{R_{13}}+\frac{V_F-V_{\mathrm{cc}11}}{R_{14}})...\left(1\right)$

来自三角波发生器2178的三角波信号的上限值Vsu和下限值Vsd由以下式（2）和（3）给出。此处，比较器2201的-输入端子被固定至Vcc12的电位，该电位是电源Vcc1的电位通过电阻器R21和R22的分压电压。

$V_{\mathrm{su}}=V_{\mathrm{cc}12}+R_{26}\left(\frac{V_{\mathrm{cc}12}-V_{\mathrm{ic}3\mathrm{LOW}}}{R_{25}}\right)...\left(2\right)$

$V_{\mathrm{sd}}=V_{\mathrm{cc}12}-R_{26}\left(\frac{V_{\mathrm{cc}1}-V_{\mathrm{cc}12}}{R_{23}+R_{24}//R_{25}}\right)\&times;\frac{R_{24}}{R_{24}+R_{25}}...\left(3\right)$

式（2）中的Vic3_LOW表示比较器2201的“L”电平输出电压。式（3）中的符号“//”是表示在符号“//”两侧的并联连接电阻器的组合电阻的简化表示。例如，表达“R24//R25”表示并联连接的电阻器R24和R25的组合电阻。

比较器2179将来自三角波发生器2178的具有上限值Vsu和下限值Vsd的三角波的输出信号与电平转换器2177的输出信号作比较。比较器2179产生具有对应于如以下的式（4）、（5）、和（6）所给出的芯片温度的脉宽的PWM信号。

条件1：Vsu≥Vlev

      Duty(占空比)=100%    (4)

条件2:Vsu≥Vlev≥Vsd

      Duty=(Vlev-Vsd)/(Vsu-Vsd)(%)    (5)

条件3:Vsd≥Vlev

      Duty=0%    (6)

如图18的详细构造中所示，PWM信号通过PWM-模拟转换器2190中的光电耦合器2116连续传输至二值化电路2191、缓冲电路2192、和LPF电路2193。PWM信号的占空因数Duty和LPF电路2193的输出V_LPF（即IGBT芯片温度电压信号Vout）之间的关系，由以下式（7）给出。

$V_{\mathrm{LPF}}=\frac{R_{32}\&times;V_{\mathrm{cc}2}}{R_{31}+R_{32}}\mathrm{Duty}+\{V_{\mathrm{cc}2}-\frac{V_{\mathrm{cc}2}-\frac{R_{32}{V}_{\mathrm{ce}}}{R_{30}+R_{32}}}{R_{32}+R_{31}-\frac{{R_{32}}^2}{R_{30}+R_{32}}}{R}_{31}\}\&times;(1-\mathrm{Duty})...\left(7\right)$

在式（7）中，Vce是在饱和状态下的晶体管2250的集电极-发射极电压，且约为0.15V。如从式（1）、（2）、（3）和（7）中可见的，LPF电路2193的输出中的误差取决于在使用±0.1%高准确度的电阻器元件时电源Vcc1和Vcc2的电压的散布。

具体地，用于管理具有500mV全量程的信号的电路中所使用的电源Vcc1必需是具有高稳定性和高准确度的电压源。相应地，应当使用具有高准确度的分流调节器。另一方面，管理4V全量程的信号的电源Vcc2并不需要如电源Vcc1所需那样的准确度。

图19示出作为分流调节器的电源Vcc1的电位的分布；且图20示出作为高准确度电压调节器的电源Vcc2的电位的分布。

基准电压源的电压的散布（这意味着Vcc1和Vcc2的变化）影响对应于芯片温度的LPF电路的输出电压V_LPF的量程和偏移，如从式（1）、（2）、（3）、和（7）中可看出的。量程被基本分配为对于130°C的温度和4V的输出电压；且偏移被分配为在25°C的温度下为4.5V。

图21和22示出Vcc1的电压的变化对于LPF电路2193的输出的影响。图23和24示出Vcc2的电压的变化对于LPF电路2193的输出的影响。

对于Vcc1和Vcc2的输出电压的分布假设正规分布，且在从分布中心起达3σ的范围内对于IGBT芯片温度电压信号Vout（为LPF输出）的误差和区间内所累积的分布率作出统计计算。该计算结果表示，电路的温度测量中的误差在包括77%样本的1.2σ的范围内被抑制在±2.88%内，不过在其他23%样本中误差超过±2.88%。相应地，图17中的电平转换器2177中的电阻器R13的电阻值需要改变以作偏移调节变，且电阻器R15的电阻值需要改变以作增益调节。

对于电阻器R13和R15，初步封装具有低电阻值的电阻器元件从而允许后来在±5σ内的调节。通过用激光修整设备部分地切割低电阻元件的电阻图案来实现目标电阻值。

在此电阻调节步骤中，两个已知电压VF1和VF2被给出作为芯片温度测量电路的输入信号，且测量两个输出电压Vout1_m和Vout2_m来确定与目标电压值Vout1_s和Vout2_s的差。基于所获得的差，确定电阻器R13和R15的目标电阻值并对R13和R15进行修整。

此后，在修整工艺之后再次将两个已知的电压VF1和VF2给予芯片温度测量电路，且测量输出电压Vout1_m和Vout2_m来确保所测得的值落在距目标电压值Vout1_s和Vout2_s的可容许误差内。

此调节步骤需要配备昂贵的激光修整设备且需要一些工时用于电阻调节工作，因此导致较高的制造成本。由于一旦进行一次修整之后再次调节是不可能的，出现了附加的未解决问题是该步骤在某种程度上涉及废品率。

为了解决这个问题，已知方法通过电子工艺进行芯片温度测量电路的温度补偿。

专利文献1和专利文献2例如公开了设置有具有存储通过外部工具写入的控制程序和控制常数的非易失性存储器的微处理器以及用于操作处理的RAM存储器的车载引擎控制设备。此车载引擎控制设备包括恒压电源电路、温度传感器、和多通道AD转换器。

该非易失性存储器进一步存储校准数据和转换数据。校准数据是通过外部配备仪器的测量结果，且在车载引擎控制设备的调节操作级中通过外部工具递送以写入到该非易失性存储器中。该校准数据包括关于在调节操作时根据环境温度估算的恒压电源电路周围的温度和关于在调节操作时恒压电源电路的实际输出电压的外部测得数据。

转换数据包括有关环境温度相对恒压电源电路的输出电压的变化特性的数据，该数据在多个产品上被事先实际地测得且被统计地处理来获得平均电压变化特性。

在不同温度环境下的恒压电源电路的输出电压从涉及校准数据和转换数据的温度检测传感器的所检测输出中估算。经估算的输出电压除以恒压来获得校正因数，该校正因数乘以模拟输入电压的数字化值来获得经校正的数字电压值。

专利文献3公开了校准开关元件的温度检测二极管的输出的方法。该文献中的校准基于组合电动机和开关元件的所检测温度的所检测到的电动机温度的温度校正因数来进行。温度检测二极管的温度特性和校准因数（温度校正因数）被存储于存储器或其他记录介质中。

专利文献4公开了半导体器件，其包括检测半导体开关元件的操作温度的温度检测装置、在温度检测装置的检测信号超过存储于非易失性存储器中的预定断路电平时停止半导体开关元件的操作的过热保护装置、以及校正断路电平的特性校正装置。

专利文献5公开了一种技术，其中在半导体元件中形成温度测量二极管且在温度测量二极管的位置处从该温度测量二极管的正向电压降的温度特性中获得温度数据。另一方面，使用电流检测电路测量流过电流感测发射器的感测电流，且基于该感测电流值而在操作单元中计算经校正的温度。通过将温度校正添加至温度数据，该操作单元获得结温。温度校正表被存储于由电流检测电路检测到的电流值的存储器中。一旦接收到用电流检测电路检测到的电流值，就参考该表格计算温度校正。

[专利文献1]

日本特许第4141444公报

[专利文献2]

日本特许第4229945公报

[专利文献3]

日本特开2008-116233公报

[专利文献4]

日本特开2005-333667公报

[专利文献5]

日本特开2004-117111公报

在专利文献1和专利文献2所公开的常规技术中，作为标准特性中的温度-输出电压特性的转换数据被存储于非易失性存储器中。在该技术中还存储校准数据，其包括在车载引擎控制设备的调节操作级上的校准温度和该校准温度下的输出电压。当测得实际温度时，在该实际测量温度下的恒压输出根据参考非易失性存储器中所存储的校准数据和转换数据的预定计算公式来计算。所计算的恒压输出除以基准电压来计算校正因子，该因子乘以数字化电压来获得经校正的数字电压。

因此，非易失性存储器必须存储校准数据和转换数据，从而增加了存储器容量。此外，在每一次实际温度变化时都需要参考校准数据和转换数据来重复计算操作，从而增加了计算操作负载。

在专利文献3中所公开的常规技术中，在组合有电动机驱动设备时，在电动机温度计算部分中计算的电动机温度和在开关元件温度计算部分中计算的开关元件温度之间的差被存储于存储器或其他记录介质中作为校准值或温度校正值，用于校正开关元件温度计算部分中的计算结构。通过使用校准值（或温度校正因数）校正来自用于开关元件温度检测的二极管是输出来进行偏移校正。然而，在专利文献3的常规技术中，简单地将校准值加到来自用于开关元件温度检测的二极管的输出中。因此，该技术不可应用于其中温度-输出电压特性线的斜率变化的情况。

在专利文献4中公开的常规技术中，通过根据写入EPROM的特定校正信号而选择所连接的电容器的数量来进行作为过热判定基准的断路电平的校正。因此，该技术也不可应用于其中温度-输出电压特性线的斜率变化的情况。

在专利文献5中公开的常规技术中，参考存储于存储器中的电流对温度校正表，基于流过半导体元件的电流感测发射极的感测电流来计算温度校正。该温度校正被添加至由温度检测电路获得的温度数据来计算结温。因此，该技术也不可应用于其中温度-输出电压特性的斜率变化的情况。

发明内容

基于常规技术中上述未解决的问题而做出本发明，且本发明的目的是提供一种功率半导体装置的温度测量设备，该设备即使在其中对于实际测得的特性温度-输出电压特性的斜率与所设计特性的斜率不同的情况下容易且准确地进行温度检测。

为了完成上述目的，本发明的第一方面的功率半导体装置的温度测量设备是这样的一种功率半导体装置的温度测量设备，其包括芯片温度检测电路，用于检测在硅芯片上具有功率开关元件和温度检测二极管的功率半导体装置的功率开关元件的芯片温度。该芯片温度检测电路包括用于向温度检测二极管供应恒流的恒流源、用于递送作为温度检测二极管两端的经数字转换的正向电压的测量值的A/D转换器、用于基于从A/D转换器递送并由运算处理单元接收的测量值来计算芯片温度的运算处理单元、以及用于存储数据以供在运算处理单元中使用的存储器。该运算处理单元包括校准处理部分、和芯片温度计算部分。存储器存储由校准处理部分计算出的斜率值和作为从A/D转换器递送的测量值之一的偏移校正值。校准处理部分，通过替代温度检测二极管而连接施加不同已知基准电压的基准电压源，进行芯片温度检测电路中的误差校准，且该校准处理部分还计算作为连接在施加基准电压时由A/D转换器递送的各测量值的线段的斜率，并将所计算的线段斜率与偏移校正值递送至存储器。该芯片温度计算部分根据经校正的测量值计算芯片温度，该经校正的测量值基于在用温度检测二极管进行温度测量的过程中从A/D转换器递送的测量值且还基于存储于存储器中的线段斜率值与偏移校正值来计算。

本发明的第二方面是这样的一种功率半导体装置的温度测量设备，其中校准处理部分通过施加多个基准电压，进行多次测量来获得来自A/D转换器的测量值，并取多次测量的平均值作为在校准处理和芯片温度计算处理中使用的测量值。

本发明的第三方面是功率半导体装置的温度测量设备，该功率半导体装置具有在该装置的硅芯片上的功率开关元件和温度检测二极管。该温度测量设备包括用于检测该功率开关元件的芯片温度的芯片温度检测电路。该芯片温度检测电路包括：用于向温度检测二极管供应恒流的恒流源、用于递送从温度检测二极管两端的正向电压的输入信号产生的脉宽调制信号的脉宽调制电路、用于电绝缘地传输从脉宽调制电路递送的脉宽调制信号的绝缘传输电路、用于平滑通过该绝缘传输电路所递送的信号的低通滤波器、用于递送作为来自低通滤波器的经数字转换的滤波器输出信号的测量值的A/D转换器、基于从A/D转换器递送并由运算处理单元接收的测量值来计算芯片温度的运算处理单元、以及用于存储数据以供在运算处理单元中使用的存储器。运算处理单元包括校准处理部分、和芯片温度计算部分。存储器存储由校准处理部分计算出的斜率值和作为从A/D转换器递送的测量值之一的偏移校正值。校准处理部分，通过替代温度检测二极管而连接施加不同已知基准电压的基准电压源，进行芯片温度检测电路中的误差的校准，且该校准处理部分还计算作为连接在施加基准电压时由A/D转换器递送的各测量值的线段的斜率，并将所计算的线段斜率与偏移校正值递送至存储器。且该芯片温度计算部分根据经校正的测量值计算芯片温度，该经校正的测量值基于在用温度检测二极管进行温度测量的过程中从A/D转换器递送的测量值且还基于存储于存储器中的线段斜率值与偏移校正值来计算。

本发明的第四方面是本发明第三方面的功率半导体装置的温度测量设备，其中校准处理部分在包括于脉冲波调制电路中的三角波发生电路的震荡周期的整数倍时间段中在施加基准电压时对从A/D转换器递送的测量值进行采样并将采样测量值的平均值作为在校准处理和芯片温度计算处理中使用的测量值。

本发明的第五方面是这样的一种功率半导体装置的温度测量设备，其中存储器是在运算处理单元中形成的非易失性存储器。

本发明的第六方面是这样的一种功率半导体装置的温度测量设备，其中校准处理部分将不同的已知基准电压设置在芯片温度测量的最大和最小温度下的温度检测二极管两端的正向电压的范围内。

本发明的第七方面是这样的一种功率半导体装置的温度测量设备，其中校准处理部分将不同已知基准电压的最小和最大值设置为等于或接近于在芯片温度的测量范围的最高和最低温度下的温度检测二极管两端的正向电压值。

根据本发明，在校准处理中，基准电压源代替温度检测二极管连接，且通过该基准电压源施加多个已知基准电压。计算连接对于基准电压之一的A/D转换器所测得的值的点与对于另一基准电压的A/D转换器的另一个所测得的值的点的线段的斜率，并存储于存储器中。作为A/D转换器所测得的值之一的偏移校正值也被记录在存储器中。在用温度检测二极管的温度测量处理中，基于存储于存储器中的线段斜率和偏移校正值，对于A/D转换器的所测得的输出值，执行校正操作。因此，通过使用多个已知基准电压，在校准处理部分中可容易地基于芯片温度检测电路的特性来计算线段的斜率。在对所测得值的校正处理中，基于所记录的线段斜率和偏移校正值以及A/D转换器的所测得的输出值通过简单的运算可计算经校正的测量值。因此，减少了操作处理部分中的计算操作。

附图简述

图1是示出可应用本发明的降压-升压转换器的智能功率模块的示意性构造的框图；

图2A是示出由三个二极管元件构成的温度检测二极管和用于向该温度检测二极管供应恒流的恒流源构成的电路图；

图2B是图形化地示出给出温度检测二极管的正向电压与硅芯片温度之间的关系的硅芯片温度的特性图；

图3是根据本发明的第一实施例的芯片温度检测电路的特定构造的电路图；

图4是示出中央处理单元的功能的框图；

图5是示出在校准处理中的芯片温度检测电路的特定构造的电路图；

图6是示出由恒压源施加的电压与由A/D转换器转换的测量值之间的关系的特性图；

图7是示出将在中央处理单元中进行的校准处理的顺序的示例的流程图；

图8是示出将在中央处理单元中进行的芯片温度计算处理的顺序的示例的流程图；

图9是示出在将被递送至A/D转换器的来自低通滤波器的输出与A/D转换器的采样周期之间的关系的时序图；

图10是在根据本发明的第二实施例中的芯片温度检测电路的电路图；

图11是示出车辆驱动系统的构造的框图；

图12是示出车辆驱动系统中的降压-升压转换器的构造的框图；

图13示出在降压-升压转换器的升压操作中在电感器中流动的电流的波形；

图14是示出降压-升压转换器的智能功率模块（IPM）的构造的框图；

图15是示出降压-升压转换器的IPM中的IGBT芯片温度检测部分的构造的框图；

图16示出IGBT芯片温度检测部分中IGBT芯片温度检测二极管两端的正向电压的温度特性；

图17是示出使用常规电平转换器的VF/PWM转换电路的构造的电路图；

图18是示出在降压-升压转换器的IPM中的PWM-模拟转换器的构造的电路图；

图19示出在分流调节器被用作常规降压-升压转换器的IPM的第一电源时电源电压的分布；

图20示出在高准确度电压调节器被用作常规降压-升压转换器的IPM的第二电源时电源电压的分布；

图21示出在第一电源的电压改变时IGBT芯片温度的电压信号的量程变化；

图22示出在第一电源的电压改变时IGBT芯片温度的电压信号的偏移变化；

图23示出在第二电源的电压改变时IGBT芯片温度的电压信号的量程变化；

图24示出在第二电源的电压改变时IGBT芯片温度的电压信号的偏移变化。

发明详细描述

将在下文中参考附图而描述根据本发明的一些优选实施例。

现在，参考作为示出应用本发明的智能功率模块（IPM）的示意性构造的框图的图1，来描述本发明的功率半导体装置的温度测量设备的实施例的第一方面。

参考图1，该智能功率模块包括控制电流流向负载的上臂1和下臂2。上臂1和下臂2各自具有功率开关元件SWU和SWD，来使至负载的电流通过或打断。控制电路3产生控制信号来指令开关元件SWU和SWD的导通状态或非导通状态。控制电路3可由CPU、逻辑IC、或安装逻辑IC和CPU的系统LSI。

上臂1中的功率开关元件SWU和下臂2中的功率开关元件SWD串联连接，且功率开关元件之间的连接点被引出IPM之外，虽然没有在图1中示出。通过如图12所示将电感器连接至功率开关元件SWU和SWD之间的串联连接点，可通过使用图1的IPM来构建降压-升压转换器。或者通过使用三组此类型的IPM，通过将DC电源连接至串联连接的功率开关元件SWU和SWD的端部且将AC输出端子从功率开关元件SWU和SWD之间的串联连接点引出，可构建三相逆变器。

图1所示的IPM具有所谓二合一结构，其封装一组的上臂1和下臂2各自的功率开关元件SWU和SWD的串联电路。不同于这个结构，可构造具有所谓六合一结构的IPM，其封装三组的上臂1和下臂2的功率开关元件SWU和SWD的串联电路。

上臂1中的功率开关元件SWU包括根据栅极信号SU4进行开关操作的IGBT5、以及与IGBT5并联连接从而具有在与IGBT 5中的电流相反的方向上流动的电流的续流二极管DU1。具有形成于其中的IGBT 5的硅芯片包括用于给出对应于芯片温度的正向电压的温度检测二极管DU2。IGBT 5的硅芯片设置有IGBT 5的第二发射极端子来检测发射极电流，该发射极电流的一部分被分流以流过构成过电流检测电路11的分流电阻器RU1和RU2。

下臂2中的功率开关元件SWD包括根据栅极信号SD4执行开关操作的IGBT 6以及与该IGBT 6并联从而具有在与IGBT 6中的电流相反的方向上流动的电流的续流二极管DD1。具有形成于其中的IGBT 6的硅芯片包括用于给出对应于芯片温度的正向电压的温度检测二极管DD2。IGBT 6的硅芯片设置有IGBT 6的第二发射极端子以检测发射极电流，该发射极电流的一部分被分流以流过构成过电流检测电路12的分流电阻器RD1和RD2。

温度检测二极管DU2和DD2中的每一个由如图2A中所示的三个串联连接的二极管构成，因为单个二极管表现出太低从而难以操作的仅0.5V到0.7V的正向电压。如图2B中所示，串联连接的三个二极管被设置为在200℃的芯片温度下表现出1.38V的正向电压，在-50°C表现出2.43V的正向电压。

在上臂1那侧，设置栅极驱动器IC 7来产生用于驱动IGBT 5的控制端子的栅极信号SU4。在上臂1那侧进一步设置的是芯片温度检测电路13，该电路包括用于供应200μA的恒流至例如温度检测二极管DU2的恒流源，且该电路监测作为温度检测二极管DU2两端的正向电压VF的过热检测信号SU6。还设置于上臂1那侧的是IGBT保护电路9，该电路监测来自过电流检测电路11的过电流检测信号SU5并产生递送至栅极驱动器IC 7的IGBT保护信号。

在下臂2那侧，设置栅极驱动器IC 8来产生用于驱动IGBT 6的控制端子的栅极信号SD4。在下臂2那侧进一步设置的是芯片温度检测电路14，该电路包括用于供应200μA的恒流至例如温度检测二极管DD2的恒流源，且该电路监测作为温度检测二极管DD2两端的正向电压VF的过热检测信号SD6。还设置于下臂2那侧的是IGBT保护电路10，该电路监测来自过电流检测电路12的过电流检测信号SD5并产生递送至栅极驱动器IC 8的IGBT保护信号。

如果由过电流检测信号SU5和SD5给出的电流值超过预定电流值Iov，则IGBT保护电路9和10将IGBT保护信号递送至栅极驱动器IC 7和8来中断栅极信号的输出。

芯片温度检测电路13和14具有相同的电路构造，所以仅描述芯片温度检测电路13来作为这两个电路的代表。参考示出芯片温度检测电路13的构造的图3，恒流IF由恒流源70供应至温度检测二极管DU2。温度检测二极管DU2两端形成的正向电压VF经受缓冲放大器IC 1中的阻抗转换且被递送至电平转换器77，该转换器然后输出经电平调节的电压Vlev。

电平转换器77具有运算放大器IC 2，其在反相输入端子处通过电阻器R14接收缓冲放大器IC 1的输出信号。非反相输入端子用分流电阻器R11和R12接收作为DC电源Vcc1的经分压电压的电压Vcc11。DC电源Vcc1通过电阻器R13连接至反相输入端子和电阻器R14之间的点。运算放大器IC 2的反相输入端子和输出端子通过电阻器R15连接。

电平转换器77的输出电压Vlev由以下式（8）给出。

$V_{\mathrm{lev}}=V_{\mathrm{cc}11}-R_{15}(\frac{V_{\mathrm{cc}1}-V_{\mathrm{cc}11}}{R_{13}}+\frac{V_F-V_{\mathrm{cc}11}}{R_{14}})...\left(8\right)$

此电平转换是线性转换。

芯片温度检测电路13包括脉宽调制电路76，该电路包括产生三角波信号Vtri的三角波发生电路78和比较器IC 5。

三角波发生电路78包括比较器IC 3和运算放大器IC 4，该运算放大器IC4构成积分电路并接收来自比较器IC 3的输出信号。比较器IC 3的反相输入端子通过分流电阻器R21和R22接收作为DC电源Vcc1的经分压电压的电压Vcc12。比较器IC 3的非反相输入端子通过电阻器R26连接至运算放大器IC 4的输出端子。比较器IC 3的非反相输入端子还通过电阻器R25连接至比较器IC 3的输出端子。

DC电源Vcc1通过电阻器R23连接至比较器IC 3的输出端子；且比较器IC 3的输出端子通过电阻器R24连接至运算放大器IC 4的反相输入端子。

积分用电容器11连接在运算放大器IC 4的反相输入端子和输出端子之间。

在电平转换器77中进行电平调节的输出电压Vlev和从三角波发生电路78递送的三角波信号Vtri被给予比较器IC 5。比较器IC 5比较输出电压Vlev和三角波信号Vtri并输出当Vlev<Vtri时处于高电平且当Vlev≥Vtri时处于低电平的PWM信号。

从比较器IC 5递送的PWM信号通过由用于将PWM信号递送到下一级的光电耦合器90构成的绝缘传输电路，发送至PWM-模拟转换电路91作为用于温度检测的PWM信号。因此，PWM信号从上臂1（或下臂2）那侧经由绝缘的传输路径传输至控制电路3那侧。

在此PWM-模拟转换电路91中，从光电耦合器90给出的PWM信号被递送至二值化电路92，用于将PWM信号转换至二进制信号。该二值化电路92产生二进制信号，这些二进制信号对于0%的占空因数是电压V1i且对于100%的占空因数是电压V2。该二进制信号经受缓冲电路93中的阻抗转换，然后在低通滤波器94中被平滑从而转换至DC电平信号。因此，获得对应于IGBT芯片温度的IGBT芯片温度信号Vout。

此IGBT芯片温度信号Vout被递送至A/D转换器101，该A/D转换器101供应有来自恒压元件100的恒压并将该Vout信号转换至测量值Vout_m的输出数字值。来自该A/D转换器101的测量值被递送至作为操作处理部分的微计算机102。

该微计算机102包括连接至A/D转换器101的接口电路103以及处理通过接口电路103给出的测量值的中央处理单元（CPU）104。该微计算机102进一步包括由ROM和RAM构成的用于存储在CPU 104中运行的程序和所得数据的易失性存储器105、以及存储在校准处理部分（将在下文描述）中计算的线段斜率与偏移校正值的非易失性存储器106。

微计算机102的CPU 104包括，如作为CPU 104的功能框图的图4中所示，至少校准处理部分107和芯片温度计算部分108。可如图3所示地将非易失性存储器106设置为独立于中央处理单元104、或者如图4中所示地将非易失性存储器106安装在中央处理单元104内。

如图5中所示，校准处理部分107通过在设置于芯片温度检测电路13中以连接温度测量二极管DU2的阳极和阴极的端子之间连接可基于电压施加指令施加不同电压的恒压源110，来在调节阶段进行校准处理。

在校准处理中，通过恒压源110施加两个不同的已知基准电压。两个基准电压被设置为例如对应于155°C的芯片温度VF1=1.5298V，且对应于25°C，VF2=2.0619V。

作为在施加电压VF1和VF2时来自A/D转换器101的输出值的测量值Vout1_m和Vout2_m被读取，并计算连接点（VF1,Vout1_m）和点（VF2,Vout2_m）的线段的斜率α。非易失性存储器106存储所计算出的斜率α和偏移校正值Vout1_m，该校正值是两个测量值Vout1_m和Vout2_m中的一个。

芯片温度计算部分108读取在实际连接温度检测二极管DU2时从A/D转换器101递送的测量值Vout_m，并基于测量值Vout_m和斜率α以及偏移校正值Vout1_m（后两者被存储于非易失性存储器106中）执行计算来获得温度检测二极管DU2的正向电压VF。下文将描述该计算的特定步骤。然后芯片温度计算部分108基于所计算出的正向电压VF，参考图2B中所示的表示温度和温度检测二极管DU2的正向电压之间的关系的特性曲线，来计算芯片温度Tc。

此处，原则上应该使用十六进制代码来表示经A/D转换的值，不过为了提供多重用途并易于解释，可以用0到5V范围内的电压值来表示该值。来自PWM-模拟转换电路91的输出信号被设计为在4.5到0.5V范围内，对应于来自脉宽调制电路76的脉宽调制信号的零到100%的ON占空因数，该脉宽调制信号是PWM-模拟转换电路91的输入。

图6示出来自A/D转换器101的测量值与由恒压源110施加的电压VF1和VF2之间的关系。其中关系是线性的范围是在设计中与从+15°C到+165°C的芯片温度范围相对应的从1.489到2.103V的电压，且来自A/D转换器的测量值的范围为从4.5到0.5V。在设计中，当施加了对应于155℃的芯片温度的电压VF1=1.5298V和对应于25℃的芯片温度的电压VF2=2.0619V时，从A/D转换器101获得的测量值为对于VF1=1.5298V的Vout1_s=4.233V，以及对于VF2=2.0619V的Vout2_s=0.7667V。

基于连接测量值Vout1_s和Vout2_s的用图6中的实线表示的线段，通过从由A/D转换器101获得的测量值Vout_s的逆计算可获得输入电压VF。根据以下式（9）计算测量值Vout_s。

$\mathrm{Vout}\_s=\frac{(\mathrm{Vout}2\_s-\mathrm{Vout}1\_s)}{(\mathrm{VF}2-\mathrm{VF}1)}\&times;(\mathrm{VF}-\mathrm{VF}1)+\mathrm{Vout}1\_s...\left(9\right)$

在式（9）的右侧的最后一项+Vout1_s是偏移校正值。

根据式（9），线段S1-S2的斜率α12_s由下式（10）表示。

α12_s=(Vout2_s-Vout1_s)/(VF2-VF1)      (10)

因此，根据作为式（9）的经修改表示的式（11），从所获得的测量值Vout_s可计算出输入电压值VF。

$\mathrm{VF}=\frac{(\mathrm{Vout}\_s-\mathrm{Vout}1\_s)}{\mathrm{\&alpha;}12\_s}+\mathrm{VF}1...\left(11\right)$

使用图2B中所示的表示温度和温度检测二极管DU2的正向电压之间的关系的特性线，从由此逆计算获得的电压VF可计算出芯片温度因此，当电压VF=2.0619V时芯片温度Tc=25°C，当电压VF=1.5298V时芯片温度Tc=155°C，且任何其他电压VF给出对应的芯片温度Tc。

上述解释适于其中电路常数恰好是设计值的理想情况。然而，实际上，电源Vcc1和Vcc2的输出电压、A/D转换器101的基准电压、和图3所示的电路组件中的电阻值中出现一些散布。因此，如图6所示，实际关系线并不是线段S1-S2，而是由点划线表示的、不同于线段S1-S2的线段M1-M2。

当图5中所示的恒压源110施加对应于155°C的芯片温度的电压VF1和对应于25°C的电压VF2，注意连接对于输入电压VF1的来自A/D转换器101的设计中的测量值Vout1_s和对于输入电压VF2的设计中的测量值Vout2_s的线段S1-S2，且注意连接在对于输入电压VF1的在实际测量中获得的测量值Vout1_m和对于输入电压VF2的在实际测量中获得的测量值Vout2_m的线段M1-M2。

对于线段S1-S2和线段M1-M2的斜率和偏移是不同的。因此，如果线段S1-S2用来通过从实际测得值Vout_m的逆计算获得正向电压VF，该正向电压VF包括由线段S1-S2和线段M1-M2之间的差异引起的误差。因此，必须对斜率和偏移做出校正，以使线段M1-M2的关系被应用于该逆计算中以从实际测得的Vout_m获得正向电压VF。

对于温度检测二极管DU2两端的任何正向电压VF的测得值Vout_m，使用通过温度检测电路13实际获得的线段M1-M2的特性，由下式（12）表示。

$\mathrm{Vout}\_m=\frac{(\mathrm{Vout}2\_m-\mathrm{Vout}1\_m)}{(\mathrm{VF}2-\mathrm{VF}1)}\&times;(\mathrm{VF}-\mathrm{VF}1)+\mathrm{Vout}1\_m...\left(12\right)$

使用由下式（13）所定义的斜率α12_m，根据作为通过修改式（12）而获得的式（14），从所测得值Vout_m获得温度检测二极管DU2的正向电压VF。因此，获得了正向电压VF，由此消除了电路元件的特性散布的影响。

α12_m=(Vout2_m-Vout1_m)/(VF2-VF1)    (13)

$\mathrm{VF}=\frac{(\mathrm{Vout}\_m-\mathrm{Vout}1\_m)}{\mathrm{\&alpha;}12\_m}+\mathrm{VF}1...\left(14\right)$

从消除了芯片温度检测电路的电路元件的特性的散布的影响的温度检测二极管的由式（14）所表示的正向电压VF，可获得准确的芯片温度。基于这样的正向电压VF并使用图2B中所示的表示温度和温度检测二极管的正向电压之间的特性线而获得准确的芯片温度。

在上述步骤中，基于设计的式（9）和（11）已被基于实际测得值的式（12）和（14）所替代。这等效于用线段M1-M2替代线段S1-S2，且这意味着已经对于线段S1-S2实现了斜率校正和偏移校正。

在校正步骤中，对应于155°C的芯片温度的电压VF1和对应于25°C的电压VF2由恒压源110施加。在图4所示的校准处理部分中，从A/D转换器101递送的测量值Vout1_m和Vout2_m被读取，且使用式（13）计算线段M1-M2的斜率α12_m。斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m被存储于非易失性存储器106中。

芯片温度计算部分108在其中连接有温度检测二极管DU2的状态中接收从A/D转换器101递送的测得值Vout_m，并根据式（14）使用存储于非易失性存储器106中的线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m以及测得值Vout_m计算温度检测二极管DU2两端的正向电压VF。然后芯片温度计算部分108参考图2B中所示的特性线基于所计算出的正向电压VF来计算芯片温度Tc。

微计算机102的中央处理单元104进行图7所示的操作处理。

如图7所示的此操作处理首先进行步骤S1，该步骤检查校准起始开关109是否处于ON状态，该校准起始开关属于例如瞬时类型且连接至中央处理单元104。如果校准起始开关109处于OFF状态，则操作处理暂停直到开关109变为ON。当校准起始开关109变为ON状态时，操作处理继续到步骤S2。

在步骤S2，指令被给予恒压源110来施加对应于155°C的芯片温度的电压值VF1。此后，操作处理继续至步骤S3。在步骤S3中，在预定时间过去之后读取从A/D转换器101递送的测量值Vout1_m，直到从A/D转换器101递送对应于所施加电压VF1的测量值。

当操作处理继续到步骤S4时，指令被给予恒压源110来施加对应于25°C的芯片温度的电压值VF2。此后，操作处理继续至步骤S4。在步骤S5中，在预定时间过去之后读取从A/D转换器101递送的测量值Vout2_m，直到从A/D转换器101递送对应于所施加电压VF2的测量值。此后，操作处理继续至步骤S6。

在步骤S6，使用所读取的测量值Vout1_m和Vout2_m以及已知的电压值VF1和VF2根据式（13）计算线段M1-M2的斜率α12_m。此后，操作处理继续至步骤S7。

在步骤S7中，所计算出的线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m被存储于非易失性存储器106中。因此，完成了校准处理。

芯片温度计算处理继续，如图8中所示，作为在每个预定时间间隔由定时器中断的处理。在芯片温度计算处理中首先进行步骤S11，检查非易失性存储器106中是否存储了线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m。如果非易失性存储器106中没有存储线段M1-M2的斜率α12_m和作为偏移校正值的测量值Vout1_m，则该定时器中断的处理结束并恢复主程序的处理。

如果步骤S11的检查结果是非易失性存储器106中存储有线段M1-M2的斜率α12_m和测量值Vout1_m，则执行步骤S12，其中从A/D转换器101递送的测得值Vout_m被读取。

芯片温度计算处理继续到步骤S13，其中使用存储于非易失性存储器16中的线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m以及已经在步骤S12中读取的测得值Vout_m，根据式（14）计算温度检测二极管DU2两端的正向电压VF。

在下一步骤S14中，基于在步骤S13中计算的正向电压VF且参考存储于ROM或其他类型记录介质中的用于指示如图2B中所示的芯片温度和正向电压之间的关系的表格，来计算芯片温度Tc。

在下一步骤S15中，在步骤S14计算的芯片温度Tc的指示信息被递送至连接到例如中央处理单元104的液晶显示设备。在步骤S15之后，定时器中断的处理结束并恢复主程序中的预定步骤。

图7的校准处理在图4的校准处理部分107中进行，且图8的芯片温度计算处理在图4的芯片温度计算部分108中进行。

现在，将在下文中描述根据本发明的第一实施例的操作。

为了在智能功率模块的调节操作步骤中执行芯片温度检测电路13（或14）的校准处理，首先如图5所示地，代替温度检测二极管DU2（或DD2），连接根据电压施加指令可递送电压值VF1和VF2的恒压源110。

在此状态中，微计算机102中的校准处理的起始开关109被转至ON从而在中央处理单元104中开始如图7中所示的校准处理。

校准处理的起始开关109的转至ON使得校准处理从步骤S1继续至步骤S2，其中指令被给予恒压源110来施加对应于155°C的芯片温度的电压值VF1。

根据该指令，在为连接温度检测二极管DU2（或DD2）而设置的端子之间，由恒压源110施加电压值VF1。此电压值VF1在电平转换器77中被电平转换至经电平转换的电压Vlev，该电压又被给予脉宽调制电路76的比较器IC5。由于比较器IC5还接收从三角波发生电路78递送的三角形电压Vtri，比较器IC5递送具有对应于经电平转换的电压Vlev的占空因数的脉宽调制信号。此脉宽调制信号通过场效应晶体管81和光电耦合器90被传输至PWM-模拟转换电路91。

在该PWM-模拟转换电路91中，二值化电路92根据通过光电耦合器90给出的脉宽调制信号产生二进制信号，缓冲电路93进行阻抗转换，然后低通滤波器94平滑以转换为DC电平信号。

该DC电平信号被递送至A/D转换器101，该转换器进行数字转换并输出作为测量值。

对应于电压值VF1的测量值Vout1_m在图7所示的步骤S3中由中央处理单元104读取。然后，指令被递送至恒压源110来施加对应于25℃的电压值VF2。

根据该指令，在为连接温度检测二极管DU2（或DD2）而设置的端子之间，恒压源110施加电压值VF2。所施加的电压VF2以与上述相同的方式被转换为脉宽调制信号并被传输至PWM-模拟转换电路91，其中该PWM信号被转换为DC电平信号，该DC电平信号又从A/D转换器101中递送出来作为测量电压Vout2_m，该电压在图7中所示的步骤S5中被读取至中央处理单元104。

在步骤S6中，使用所读取的测量值Vout1_m和Vout2_m以及已知的电压值VF1和VF2，根据式（13）计算图6中由点划线所示的线段M1-M2的斜率α12_m。此斜率是连接所施加的基准电压和对应于基准电压的A/D转换器的输出电压的线段的斜率。

因此，在步骤S7中，非易失性存储器106存储所计算出的线段M1-M2的斜率α12_m和作为测量值Vout1_m和Vout2_m之一的偏移校正值Vout1_m。因此，校准处理完成。

在校准处理中在线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m被存储至非易失性存储器106中之后，移除恒压源110并连接温度检测二极管DU2（或DD2）。然后，重新启动微计算机102。

然后，中央处理单元104执行如图8中所示的芯片温度计算处理。由于在之前的处理中，非易失性存储器106已经存储了线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m，芯片温度计算处理从步骤11继续至步骤12，其中读取对应于从A/D转换器101递送的温度检测二极管DU2（或DD2）两端的正向电压VF的测得值Vout_m。

然后，在步骤S13中，使用所读取的测得值Vout_m、存储于非易失性存储器106中的线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m、以及已知的电压值VF1，根据式（14）计算温度检测二极管DU2（或DD2）两端的正向电压VF。

基于所计算出的正向电压VF，在步骤S14中参考如图2B中所示的表示正向电压-芯片温度关系的表格来计算芯片温度Tc。在步骤S15中在显示设备上显示所计算出的芯片温度Tc，从而完成该定时器中断的处理。

如上所述，在根据本发明的第一实施例的调节操作阶段，通过替代温度检测二极管DU2（或DD2）而连接恒压源110，进行校准处理，并计算线段M1-M2的斜率α12_m。所计算出的斜率α12_m以及偏移校正值Vout1_m被存储于非易失性存储器106中。

此后，以常规方式连接温度检测二极管DU2（或DD2），并且在此状态中，执行芯片温度计算处理。通过该步骤，通过相对于所设计的线段S1-S2进行斜率校正和偏移校正可获得准确的芯片温度Tc，从而消除芯片温度检测电路13（或14）中的电路元件的特性的散布的影响。

计算线段M1-M2的斜率α12_m并与偏移校正值Vout1_m一起存储于非易失性存储器106中。因此，可容易地进行芯片温度Tc的计算处理，且减轻了中央处理单元104上的操作负载。

在有关第一实施例的描述中，操作处理使用从A/D转换器101递送的测量值Vout1_m、Vout2_m、和Vout_m作为原始值。然而，在一些情况下从A/D转换器101获取测量值的过程可受到噪声影响。通过在多个时间采样从A/D转换器101递送的测量值可减少噪声的影响，且多个采样时间的数据被处理以获得算术平均值，该平均值被用作之后处理中的Vout1_m、Vout2_m、和Vout_m的测量值。

A/D转换器101的输入信号是在低通滤波器电路94中通过平滑脉宽调制信号（PWM信号）获得的DC电平信号。不过当显微地观察时从低通滤波器94递送的信号具有幅值为数十毫伏的波动，如图9的上方波形所示。因此，如图9下方波形所示地在A/D转换器101中进行采样，采样周期是变化周期的任意n倍（n是整数），该变化周期是脉宽调制电路76中的三角波发生器78的频率。通过使用采样数据的算术平均值作为Vout1_m、Vout2_m、和Vout_m的测量值，A/D转换器101的输入信号中波动的影响减少。

接着，在下文中将参考图10来描述根据本发明的第二实施例。

在第二实施例中，A/D转换器并没有在微计算机102那侧设置，而是邻近温度检测二极管设置，并且二极管的正向电压被直接转换成数字数据。

在图10所示的第二实施例的构造中，温度检测二极管DU2（或DD2）的正向电压VF在A/D转换器120中经受直接的数字转换从而输出测量值，该测量值通过安装于低功能微计算机中的串行传输单元130传输，并被递送至场效应晶体管81的栅极。

结果，可移除图3中所示的PWM–模拟转换电路91，仅留下二值化电路92。由二值化电路92递送的二进制信号直接进入微计算机102的接口电路103。微计算机102的中央处理单元104以与第一实施例中的处理的图7和图8中所示相同的方式进行校准处理和芯片温度计算处理。因此，代替温度检测二极管DU2（或DD2），在正向连接温度检测二极管的端子之间连接恒压源110的情况下进行校准处理。

在第二实施例中，温度检测二极管DU2（或DD2）的正向电压VF直接在A/D转换器120中被转换为测量值。此测量值被简单地通过串行传输单元130、场效应晶体管81、和光电耦合器90传输，并在二值化电路92中被转换为二进制信号从而递送到微计算机102。因此，显著简化了芯片温度检测电路13（或14）的构造，尽管安装在低功能微计算机上的串行传输单元130需要被安装在臂侧。

尽管省略了解释，在第一和第二实施例的芯片温度检测电路13和14的校准处理中，优选的是在控制电路3连接至上臂1的功率开关元件SWU和下臂2的功率开关元件SWD之前，用芯片温度检测电路13和14中连接温度检测二极管DU1和DU2的端子之间所连接的恒流源110进行校准处理。在该校准处理之后，控制电路3被连接至功率开关元件SWU和SWD以检测芯片温度。

在第一和第二实施例中的校准处理的描述中，线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m被存储于非易失性存储器106中。本发明中的非易失性存储器106可以是包括闪存、EPROM、和ROM的任何非易失性记录介质。此外，可使用RAM和与一直供电的电源合作的其他记录介质作为非易失性存储器106。简而言之，可应用可记录和读出在校准处理所计算的线段M1-M2的斜率α12_m和偏移校正值Vout1_m的任何记录介质。

上述第一和第二实施例中的偏移校正值是测量值Vout1_m。相反，偏移校正值可以是测量值Vout2_m。

[附图标记说明]

1:上臂

2:下臂

3:        控制电路

5,6:      IGBT

7,8:      栅极驱动器IC

9,10:     IGBT保护电路

11,12:    过电流检测电路

SWU,SWD:  功率开关元件

DD2,DU2:  温度检测二极管

13,14:    芯片温度检测电路

70:       恒流源

IC1：     缓冲放大器

76:       脉宽调制电路

77:       电平转换电路

78:       三角波发生电路

IC3：     比较器

IC4:      运算放大器

IC5:      比较器

90:       光电耦合器

91:       PWM-模拟转换电路

92:       二值化电路

93:       缓冲电路

94:       低通滤波器电路

100:      恒压源

101:      A/D转换器

102:      微计算机

103:      接口电路

104:      中央处理单元

105:      易失性存储器

106:      非易失性存储器

107:      校准处理部分

108:   芯片温度计算部分

109:   校准处理起始开关

110:   恒压源

120:   A/D转换器

130:   串行传输单元

Claims (7)

1.一种功率半导体装置的温度测量设备，所述功率半导体装置具有位于所述装置的硅芯片上的功率开关元件和温度检测二极管，所述温度测量设备包括用于检测所述功率开关元件的芯片温度的芯片温度检测电路，

所述芯片温度检测电路包括：

用于向所述温度检测二极管供应恒流的恒流源，

用于递送作为所述温度检测二极管两端的经数字转换的正向电压的测量值的A/D转换器，

运算处理单元，用于基于从所述A/D转换器递送并由所述运算处理单元接收的测量值来计算所述芯片温度，以及

用于存储数据以供在所述运算处理单元中使用的存储器，

所述运算处理单元包括校准处理部分和芯片温度计算部分，所述存储器存储由所述校准处理部分计算出的斜率值和作为从所述A/D转换器递送的测量值之一的偏移校正值，

所述校准处理部分，通过替代温度检测二极管而连接施加不同已知基准电压的基准电压源，进行所述芯片温度检测电路中的误差的校准，且所述校准处理部分还计算连接在施加基准电压时从所述A/D转换器递送的各测量值的线段的斜率，并将所计算的线段斜率与所述偏移校正值传递至所述存储器，以及

所述芯片温度计算部分根据经校正的测量值计算所述芯片温度，所述经校正的测量值基于在使用所述温度检测二极管进行温度测量的过程中从所述A/D转换器递送的测量值且还基于存储于所述存储器中的线段斜率值与所述偏移校正值来计算。

2.如权利要求1所述的功率半导体装置的所述温度测量设备，其特征在于，

所述校准处理部分通过施加基准电压来进行多次测量以从所述A/D转换器获得多个测量值，并取得所述多次测量的平均值作为在校准处理和芯片温度计算处理中使用的测量值。

3.一种功率半导体装置的温度测量设备，所述功率半导体装置具有位于所述装置的硅芯片上的功率开关元件和温度检测二极管，所述温度测量设备包括用于检测所述功率开关元件的芯片温度的芯片温度检测电路，

所述芯片温度检测电路包括：

用于向所述温度检测二极管供应恒流的恒流源，

用于递送从作为所述温度检测二极管两端的正向电压的输入信号中产生的脉宽调制信号的脉宽调制电路，

用于电绝缘地传输从所述脉宽调制电路递送的所述脉宽调制信号的绝缘传输电路，

用于平滑通过所述绝缘传输电路递送的信号的低通滤波器，

用于递送作为来自所述低通滤波器的经数字转换的滤波器输出信号的测量值的A/D转换器，

运算处理单元，用于基于从所述A/D转换器递送并由所述运算处理单元接收的测量值来计算所述芯片温度，以及

用于存储数据以供在所述运算处理单元中使用的存储器，

所述运算处理单元包括校准处理部分和芯片温度计算部分，

所述存储器存储由所述校准处理部分计算出的斜率值和作为从所述A/D转换器递送的测量值之一的偏移校正值，

所述校准处理部分通过替代温度检测二极管而连接施加不同已知基准电压的基准电压源，进行所述芯片温度检测电路中的误差的校准，且所述校准处理部分还计算作为连接在施加基准电压时从所述A/D转换器递送的各测量值的线段的斜率，并将所计算的线段斜率与所述偏移校正值递送至所述存储器，以及

所述芯片温度计算部分根据经校正的测量值计算所述芯片温度，所述经校正的测量值基于在使用所述温度检测二极管进行温度测量的过程中从所述A/D转换器递送的测量值且还基于存储于所述存储器中的线段斜率值与所述偏移校正值来计算。

4.如权利要求3所述的功率半导体装置的所述温度测量设备，其特征在于，所述校准处理部分在包括于所述脉冲波调制电路中的三角波发生电路的震荡周期的整数倍的时间段中对施加基准电压时从所述A/D转换器递送的测量值进行采样，并取采样测量值的平均值作为在校准处理和芯片温度计算处理中使用的测量值。

5.如权利要求1到4中任一项所述的功率半导体装置的所述温度测量设备，其特征在于，所述存储器是在所述运算处理单元中形成的非易失性存储器。

6.如权利要求1到4中任一项所述的功率半导体装置的所述温度测量设备，其特征在于，所述校准处理部分将不同的已知基准电压设置在芯片温度测量时最大和最小温度下的温度检测二极管两端的正向电压的范围内。

7.如权利要求6所述的功率半导体装置的所述温度测量设备，其特征在于，所述校准处理部分将不同的已知基准电压的最小和最大值设置为等于或接近于在所述芯片温度的测量范围的最高和最低温度下的温度检测二极管两端的正向电压值。

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