CN104458034A - 温度检测方法和温度检测装置 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种温度检测方法和温度检测装置，其中，该温度检测方法包括：采集由第一电流流过温度感测元件所产生的第一电压，并采集由第二电流流过所述温度感测元件所产生的第二电压；根据所述第二电压与所述第一电压之间的差值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度。本申请解决了现有技术中温度测量存在较大误差的问题，达到了准确测量温度的技术效果。

Description

温度检测方法和温度检测装置

技术领域

本申请涉及温度检测领域，具体而言，涉及一种温度检测方法和温度检测装置。

背景技术

诸如大ASIC和该电流DC/DC转换器的大功率损耗元件通常含有一个能够检测器件温度的二极管。通过执行元件温度检测操作，系统可以在元件的温度超过建议的工作门限时采取保护措施。目前采用的标准温度测量电路（Standard Temperature Measurement Circuit）如图1所示，标准温度检测电路中的温度感测二极管根据恒定电流I_D产生二极管正向偏压V_D。通过处理二极管正向偏压V_D来测量温度。在图1中，缓存器用于提供隔离、增益和偏移量（offset）。

如图1所示，温度感测二极管的电流和电压之间的理想关系如下所示：

$I_D=I_S\left(T\right)(e^{\frac{q}{\mathrm{kT}}{V}_D}-1)$

其中，k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：W*s/K（瓦特*秒/开尔文）；

q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：C（库仑）；

T表示温度，单位为：K（开尔文，Kelvin）；

I_S(T)表示温度相关二极管反向饱和电流（Temperature Dependent Diode ReverseSaturation Current）， $I_S\left(T\right)={\mathrm{CT}}^{\mathrm{\η}}{e}^{\frac{q}{\mathrm{kT}}{V}_g};$

其中，C为常数，包括：态密度（density of states），电子和空穴的有效质量（effective massesof electrons and holes），载流子迁移率（carrier mobility），掺杂浓度（doping density），复合寿命（recombination life time），结面积（junction area）等。C的值对于工艺变化而言很敏感的，由于二极管结的掺杂轮廓和二极管形状的不同，对于不同的晶片而言，C的值可能发生非常大的变化。这些过程依赖因素（process dependent factors）将在一个晶片上导致I_S(T)产生小的变化，并将在不同的晶片之间导致I_S(T)产生大的变换。上述的不同晶片之间的工艺变化同样会影响晶片上的CMOS FET的执行速度，该速度变化将被测量和用来将每个晶片表征为很慢，正常或很快。

η表示工艺相关参数，例如，对于硅而言，η≈3.5；

Vg表示带隙能量，例如，对于硅而言，Vg=1.14V。

当温度感测二极管两端由恒定电流I_D引起的正向偏压如以下公式所示时

$V_D=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_D}{I_S\left(T\right)}\right)$

$V_D=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(I_D\right)-\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(I_S\left(T\right)\right)---\left(1\right)$

公式（1）包括两项：测量项（measurement term）和偏移量项（offset term）其中，偏移量项（measurement term）与I_S(T)成比例，其增加了工艺相关的类别（process dependent spread），从而防止了仅基于V_D来进行准确的温度测量。如图2所示，V_D-T的仿真示出了受工艺变化影响的20℃温度测量范围。

为了去除上述I_S(T)相关的偏移量，一种方法是增加一个可变的偏移电压Vo，如图1所示，调整该可变的偏移电压Vo来抵消上述偏移量项，以对读到的温度进行校正。

然而，为了使得上述方法有效，每个温度传感器必须在一个已知的温度上进行校正，这需要花费更多的时间，并增加了设计测试流程的复杂度。

通过上述描述可知，标准温度测量电路存在很大的温度检测误差，这主要是由于过程相关参数发生了变换。因此，根据温度误差的方向，系统要么提前采取保护操作或者允许元件工作在建议的最大温度之上，从而导致电路可靠性下降。为了消除上述过程相关误差，可以采用在一个已知的温度上进行单点校正，然而，这需要花费更多的时间，并增加了设计测试流程的复杂度，特别是在多个温度传感器需要校正的情况下。

发明内容

本申请的主要目的在于提供一种温度检测方法和装置，以至少解决现有技术中温度测量存在较大误差的问题。

根据本申请的一个方面，提供了一种温度检测方法，其包括：采集由第一电流流过温度感测元件所产生的第一电压，并采集由第二电流流过温度感测元件所产生的第二电压；根据第二电压与第一电压之间的差值以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度。

作为一种可选的实现方案，根据第二电压与第一电压之间的差值以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度包括：采用如下公式来计算温度

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{\ln \left(N_I\right)}{\mathrm{\ΔV}}_D$

其中，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示第二电压，V_D0表示第一电压；I_D1=N_II_D0，I_D1表示第二电流，I_D0表示第一电流；k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：瓦特*秒/开尔文；q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：库仑；T表示温度，单位为：开尔文。

作为一种可选的实现方案，根据第二电压与第一电压之间的差值以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度：将第二电压与第一电压之间的差值△V_D放大预定的倍数K_A；根据△V_D×K_A所得到的值以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度。

作为一种可选的实现方案，根据△V_D×K_A所得到的值以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度包括：

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{K_A\×\ln \left(N_I\right)}{V}_{\mathrm{Err}}$

其中，V_Err=△V_D×K_A，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示第二电压，V_D0表示第一电压，K_A表示预定的倍数；I_D1=N_II_D0，I_D1表示第二电流，I_D0表示第一电流；k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：瓦特*秒/开尔文；q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：库仑；T表示温度，单位为：开尔文。

作为一种可选的实现方案，根据温度感测元件能够检测的温度的上限值设置预定的倍数K_A。

作为一种可选的实现方案，第一电压为将在第一电流流过温度感测元件时温度感测元件两端的电压通过用于缓冲的电压跟随器之后所得到的电压；第二电压为将在第二电流流过温度感测元件时温度感测元件两端的电压通过电压跟随器之后所得到的电压。

根据本申请的另一方面，提供了一种温度检测装置，其包括：电流源元件，用于以预定的频率产生具有方波波形的电流，其中，电流的最小值为第一电流，电流的最大值为第二电流；温度感测元件，与电流源元件连接，用于在第一电流流过温度感测元件时产生第一电压，在第二电流流过温度感测元件时产生第二电压；温度计算单元，与温度感测元件连接，用于根据第二电压与第一电压之间的差值以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度。

作为一种可选的实现方案，温度计算单元用于采用如下公式来计算温度：

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{\ln \left(N_I\right)}{\mathrm{\ΔV}}_D$

其中，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示第二电压，V_D0表示第一电压；I_D1=N_II_D0，I_D1表示第二电流，I_D0表示第一电流；k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：瓦特*秒/开尔文；q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：库仑；T表示温度，单位为：开尔文。

作为一种可选的实现方案，温度计算单元包括：电压跟随器，电压跟随器的输入端与温度感测元件连接，用于在温度感测元件产生第一电压时响应输入的第一电压输出第三电压，以及在温度感测元件产生第二电压时响应输入的第二电压输出第四电压；增益放大器，增益放大器的第一输入端与电压跟随器的输出端连接，用于在电压跟随器输出第三电压时输出由第三电压放大预定倍数得到的第五电压，以及在电压跟随器输出第四电压时输出由第四电压放大预定倍数得到的第六电压；温度计算电路，与增益放大器的输出端连接，用于根据第六电压与第五电压之间的差值、预定倍数以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度。

作为一种可选的实现方案，温度计算电路包括：叠加器，叠加器的第一输入端与增益放大器的输出端连接，叠加器的第二输入端的电压为预定电压，叠加器的输出端输出的电压为叠加器的第一输入端输入的电压减去预定电压；自动归零电路，自动归零电路的输入端与叠加器的输出端连接，自动归零电路的输出端与增益放大器的第二输入端连接，用于在电压跟随器输出第三电压时输出第七电压，第七电压使得叠加器的第一输入端输入的电压等于预定电压，在电压跟随器输出第四电压时输出第七电压；温度计算部件，与叠加器的输出端连接，用于在电压跟随器输出第四电压时根据叠加器的输出端输出的电压、预定倍数以及第二电流与第一电流之间的比值来计算得到由温度感测元件所检测到的温度。

在本申请的技术方案中，在已知的两个电流下测量同一个温度感测元件所产生的电压，并将所得到的两个电压的电压值进行相减，这样既可消除现有技术中的偏移量项，从而能够根据该两个电压的电压值之间的差值以及上述两个电流的电流值之间的比值准确地计算得到由温度感测元件所检测到的温度，解决了现有技术中温度测量存在较大误差的问题，达到了准确测量温度的技术效果。此外，由于在温度检测方案中，加入了增益放大器，使得能够在上述两个电压之间的差值较小的情况下放大上述差值，使得能够更加准确地进行温度测量。

当然，实施本申请的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1是现有技术中的标准温度测量电路的电路图；

图2是现有技术中的受工艺变化影响的V_D-T的仿真示意图；

图3是根据本申请实施例的温度检测装置的一种优选的示意图；

图4是根据本申请实施例的温度检测装置的另一种优选的示意图；

图5是根据本申请实施例的△V_D-T的仿真示意图；

图6是根据本申请实施例的精确温度传感器的一种优选的示意图；

图7是根据本申请实施例的温度检测装置的又一种优选的示意图；

图8是根据本申请实施例的温度检测装置的又一种优选的示意图；

图9是根据本申请实施例的温度检测装置中的FPGA的一种优选的示意图；

图10是根据本申请实施例的温度检测周期时序的一种示意图；

图11是根据本申请实施例的温度检测装置的又一种优选的示意图；

图12是根据本申请实施例的温度检测时序的另一种示意图；以及

图13是根据本申请实施例的温度检测方法的一种优选的流程图；

图14是根据本申请实施例的自动归零积分电路的一种优选的时序图；以及

图15是根据本申请实施例的取平均值的电路的一种优选的时序图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

转向附图，其中相同的参考标号指代相同的元素，本申请的原理被示为在一个合适的计算环境中实现。以下描述基于所述的本申请的实施例，并且不应认为是关于此处未明确描述的替换实施例而限制本申请。

如本申请所使用的，术语“部件”、“元件”或“单元”可以为硬件设备或者在硬件设备上执行的软件对象或例程。

实施例1

为了克服由偏移量项所导致的温度测量误差，本实施例提出了一种如下方案：在已知的两个电流（I_D0和I_D1）下测量同一个温度感测元件所产生的电压（V_D0和V_D1），并将所得到的两个电压（V_D0和V_D1）进行相减，这样即可消除现有技术中的偏移量项。为了实现上述方案，本实施例提出了一种优选的温度检测装置，如图3所示，本实施例中的温度检测装置包括：

1）电流源元件302，用于以预定的频率产生具有方波波形的电流，其中，该电流的最小值为第一电流I_D0，电流的最大值为第二电流I_D1。

2）温度感测元件304，与电流源元件302连接，用于在第一电流I_D0流过温度感测元件304时产生第一电压V_D0，在第二电流I_D1流过温度感测元件304时产生第二电压V_D1；优选的，在本实施例中，温度感测元件304可以为温度感测二极管，当然，本申请对此不做限定，温度感测元件304还可以是其他能够感测温度的元件或电路，这些元件或电路可以有在相同的电流流过该元件或电路时随温度的变化产生不同的电压。

3）温度计算单元306，与温度感测元件304连接，用于根据第二电压V_D1与第一电压V_D0之间的差值△V_D以及第二电流I_D1与第一电流I_D0之间的比值N来计算得到由温度感测元件304所检测到的温度T。

优选的，温度计算单元306通过以下公式计算得到由温度感测元件304所检测到的温度T：

$V_{D1}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(I_{D1}\right)-\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(I_S\left(T\right)\right)$

$V_{D0}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(I_{D0}\right)-\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(I_S\left(T\right)\right)$

${\mathrm{\ΔV}}_D=V_{D1}-V_{D0}=\frac{\mathrm{kT}}{q}[\ln \left(I_{D1}\right)-\ln \left(I_{D0}\right)]=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_{D1}}{I_{D0}}\right)$

可见，第二电压与第一电压之间的差值△V_D与所要测量的温度T成正比，而与偏移量项I_S(T)无关，从而消除现有技术中的偏移量项所导致的误差。假设I_D1=N_II_D0，则

${\mathrm{\ΔV}}_D=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(N_I\right)$

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{\ln \left(N_I\right)}{\mathrm{\ΔV}}_D$

其中，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示上述第二电压，V_D0表示上述第一电压；

I_D1=N_II_D0，I_D1表示上述第二电流，I_D0表示上述第一电流；

k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：W*s/K（瓦特*秒/开尔文）；

q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：C（库仑）；

T表示上述温度，单位为：K（开尔文，Kelvin）。

当N_I=10.185时，△V_D与T之间的示意图如图5所示。如图5所示，当N_I=10.185时，△V_D的斜率为该斜率的值非常小，因此，需要增加一个放大器来放大第二电压V_D1与第一电压V_D0，以便△V_D相对于T而言具有更大的斜率，从而提高了温度测量的精度。为此，本实施例还提供了一种优选的温度计算单元306，如图4所示，该温度计算单元306包括：

1）电压跟随器402，所述电压跟随器402的输入端与所述温度感测元件304连接，用于在所述温度感测元件304产生所述第一电压V_D0时响应输入的所述第一电压输出第三电压，以及在所述温度感测元件304产生所述第二电压V_D1时响应输入的所述第二电压输出第四电压；优选的，在本实施例中，第三电压=V_D0，第四电压=V_D1。

2）增益放大器404，所述增益放大器404的第一输入端与所述电压跟随器402的输出端连接，用于在所述电压跟随器402输出所述第三电压时输出由所述第三电压放大预定倍数K_A得到的第五电压，以及在所述电压跟随器402输出所述第四电压时输出由所述第四电压放大所述预定倍数K_A得到的第六电压；

3）温度计算电路406，与所述增益放大器404的输出端连接，用于根据所述第六电压与所述第五电压之间的差值、所述预定倍数以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件304所检测到的温度。

需要说明的是，由于V_D随温度和过程（process）的变化会产生较大的差别，因此，上述放大的最大倍数是受到限制的，这可以从图2和图5的比较中可以看出，当△V_D变化35mv时，V_D变化290mv，两者的差别超过8:1。

此外，本实施例还提供了一种通用的构造精确温度传感器的方法，如图6所示，使用两个匹配的二极管来构造精确温度传感器，该两个二极管分别偏置在不同的电流上。典型地，上述二极管彼此相邻地位于同一个模具（die）上。上述方法不适用于以下场景，温度感测二极管（Temperature Sense Diode）和参考二极管（Reference Diode）不位于同一个模具（die）上，且不通过相同的工艺制造，以导致二者的I_S(T)特性不匹配。

进一步，为了实现自动化控制，在上述温度计算电路406中增加了叠加器和自动归零电路，如图7所示，温度计算电路406包括：

1）叠加器602，所述叠加器602的第一输入端与所述增益放大器404的输出端连接，所述叠加器602的第二输入端的电压为预定电压V_TR，所述叠加器602的输出端输出的电压V_Err为所述叠加器的第一输入端输入的电压V_A减去所述预定电压V_TR；

2）自动归零（Auto-Zero）电路604，所述自动归零电路604的输入端与所述叠加器602的所述输出端连接，所述自动归零电路604的输出端与所述增益放大器404的所述第二输入端连接，用于在所述电压跟随器402输出所述第三电压V_D0时输出第七电压V_o，所述第七电压V_o使得所述叠加器的所述第一输入端输入的电压V_A等于所述预定电压V_TR，在所述电压跟随器402输出所述第四电压V_D1时输出上述第七电压V_o；

3）温度计算部件606，与所述叠加器602的所述输出端连接，用于在所述电压跟随器402输出所述第四电压V_D1时根据所述叠加器602的所述输出端输出的电压V_Err、所述预定倍数K_A以及所述第二电流I_D1与所述第一电流I_D0之间的比值N_I来计算得到由温度感测元件304所检测到的温度T。

为了便于描述，本实施例还给出了一种优选的温度检测装置的实现方式，如图8所示，其由FPGA器件来实现温度计算电路406。在本实施例的温度检测装置中，各个器件之间的连接关系如图8所示，在此不再赘述。

下面将结合图7和图8来描述本实施例中的温度检测方案，需要说明的是，以下描述中所涉及到的具体数值仅为本申请的一种示例，本申请对此不做限定。

电流源元件302以较低的频率输出具有方波波形的电流I_D给温度感测元件304（在本实施例中，温度感测元件304为温度感测二极管）。上述电流I_D的最小值为第一电流I_D0，上述电流的最大值为第二电流I_D1，也就是说，I_D在I_D0与I_D1两者之间来回切换。在I_D=I_D0时，通过调节自动归零（Auto-Zero）电路604输出的电压V_o，使得增益放大器404输出的电压V_A0=V_TR。当I_D切换至I_D=I_D1时，使得自动归零（Auto-Zero）电路604输出的电压仍为V_o。

如图8所示，通过以下公式来确定I_D

$-V_D(t,T)\frac{R_1}{R_1+R_2}=(-V_D(t,T)-I_D\left(t\right)R_S)\frac{R_1}{R_1+R_2}+V_R\left(t\right)\frac{R_2}{R_1+R_2}$

$I_D\left(t\right)=\frac{1}{R_S}\frac{R_2}{R_1}{V}_R\left(t\right)$

为了便于以下方案的描述，上述公式中的时间依赖性将不被考虑，这样可以使得公式得到简化。

增益放大器404输出的电压为： $V_A\left(T\right)=-\frac{R_4}{R_3}(-V_D\left(T\right))-\frac{R_4}{R_5}{V}_o=K_A{V}_D\left(T\right)-K_B{V}_o$

其中， $K_A=\frac{R_4}{R_3},K_B=\frac{R_4}{R_5}.$

当I_D=I_D0时，通过调节自动归零（Auto-Zero）电路604输出的电压V_o，使得V_Err(T)=0，这样，V_A0(T)=K_AV_D0(T)-K_BV_o(T)=V_TR，从而使得

可以对V_o(T)的范围进行限制，例如，0<V_o(T)<V_Ref，这样，

$0<\frac{K_A{V}_{D0}\left(T\right)-V_{\mathrm{TR}}}{K_B}<V_{\mathrm{Ref}},$ 或者

$0<\frac{K_A{V}_{D0}\left(T\right)-V_{\mathrm{TR}}}{V_{\mathrm{Ref}}}<K_B$

假设当T=T_min时，V_o(T)最大，因此，

通常可以对K_B进行选择以便使得V₀DAC输出范围最大。

接着，可以确定K_A和V_TR的值，以便当T=T_max和I_D=I_D1时，高增益的放大器的输出等于最大的ADC输入电压V_Ref，这样，

V_A1(T_max)=K_AV_D1(T_max)-K_BV_o(T_max)=V_Ref

对V_o(T_max)进行替换可得，

V_A1(T_max)=K_AV_D1(T_max)-K_AV_Do(T_max)+V_TR=V_Ref

V_A1(T_max)=K_A△V_D(T_max)+V_TR=V_Ref

$V_{A1}\left(T_{\max }\right)=K_A\frac{k}{q}\ln \left(N_I\right)T_{\max }+V_{\mathrm{TR}}=V_{\mathrm{Ref}}$

求解V_TR可得，

$V_{\mathrm{TR}}=V_{\mathrm{Ref}}-K_A\frac{k}{q}\ln \left(N_I\right)T_{\max }=V_{\mathrm{Ref}}-K_S{T}_{\max }---\left(1\right)$

其中，称为温度放缩因子（temperature scaling factor）。

上述公式（1）存在三个变量，N_I，K_A，V_TR。其中，由于根据电阻R₃和R₄的值来计算K_A，因此，在设置K_A时可以变化的程度受到限制，进一步，选择N_I和V_TR的值时余地会大一些，这是因为N_I和V_TR的值是根据FPGA中存储的数值进行设置的。

典型的，可以选择N_I和K_A的值已得到合适的K_S，然后通过上述公式（1）来计算V_TR。

通常，

V_A1(T)=K_ST+V_TR=K_ST+V_Ref-K_ST_max

V_A1(T)=K_S(T-T_max)+V_Ref

现在，V_Err(T)=V_A1(T)-V_TR，因此，V_Err(T)=K_S·T。从而，V_Err(T)能够提供与绝对温度成比例的电压测量。

当I_D=I_D1时，使得自动归零（Auto-Zero）电路604输出的电压仍为V_o，此时，

$V_{A1}\left(T\right)=K_A{V}_{D1}\left(T\right)-K_B{V}_o\left(T\right)=K_A{V}_{D1}\left(T\right)-K_B\left(\frac{K_A{V}_{D0}\left(T\right)-V_{\mathrm{TR}}}{K_B}\right)=K_A(V_{D1}\left(T\right)-V_{D0}\left(T\right))+V_{\mathrm{TR}}$

从而可以通过以下公式来表示所检测的温度：

$V_{\mathrm{Err}}=V_{A1}\left(T\right)-V_{\mathrm{TR}}=K_A(V_{D1}\left(T\right)-V_{D0}\left(T\right))=K_A{\mathrm{\&Delta;V}}_D\left(T\right)=K_A\frac{k}{q}\ln \left(N_I\right)\&CenterDot;T=K_S\&CenterDot;T$

对N_A个V_Err的采样值进行平均以便减少温度测量的误差，其中，V_Err的平均值如下：

$V_{\mathrm{Avg}}=\frac{1}{N_A}\underset{n=0}{\overset{N_A-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{V}_{\mathrm{Err}}\left(n\right)$

假设V_Avg是一个给定值，这样相应的温度如下：

$T=\frac{1}{K_S}\&CenterDot;V_{\mathrm{Avg}}\left[K\right]$

若采用摄氏度来表示的T话，则

本实施例还提供一种优选的方式来设置增益放大器404的放大倍数K_A的上限值。假设温度感测元件304（例如，温度感测二极管）能够给检测的温度的上限值为T_max，I_D=I_D1，这时，K_A的上限值使得增益放大器404输出的电压为FPGA的模数转换器所能承受的最大输入电压V_ADC(max)，即，

$\begin{array}{c}{V}_{A1\left(T_{\max }\right)}=K_A{V}_{D1\left(T_{\max }\right)}-K_B{V}_o=V_{\mathrm{ADC}\left(\max \right)}\\ =K_A{V}_{D1\left(T_{\max }\right)}-K_A{V}_{D0\left(T_{\max }\right)}+V_{\mathrm{TR}}=V_{\mathrm{ADC}\left(\max \right)}\end{array}$

这样，

$K_A=\frac{V_{\mathrm{ADC}\left(\max \right)}-V_{\mathrm{TR}}}{V_{D1\left(T_{\max }\right)}-V_{D0\left(T_{\max }\right)}}=\frac{V_{\mathrm{ADC}\left(\max \right)}-V_{\mathrm{TR}}}{{\mathrm{\&Delta;V}}_{D\left(T_{\max }\right)}}$

下面将结合实际的数据来进一步描述本实施例中的温度检测方案。需要说明的是，以下所描述的具体数值仅是本申请的一种示例，本申请对此不做限定。

假设待测的温度的范围为-25℃≤T≤150℃，I_D1=800μA，V_R1=2500mV，R_S=1KΩ，R₂=0.32R₁，N_I=10.185，V_R0=245.455mV，

在T=T_max=150℃时， ${\mathrm{\&Delta;V}}_{D\left(T_{\max }\right)}=84.631\mathrm{mV},$

在T=T_min=-25℃时， ${\mathrm{\&Delta;V}}_{D\left(T_{\min }\right)}=49.63\mathrm{mV}$

对K_A进行选择，因此，

这样，设置R₄=25R₃。

V_AADC的工作范围为：0≤V_A≤V_Ref=2500mV

当V_A(max)=V_Ref=2500mV时，

$V_{\mathrm{TR}}=V_{A\left(\max \right)}-K_A\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;V}}_{D\left(T_{\max }\right)}=2500\mathrm{mV}-25\&CenterDot;84.631\mathrm{mV}=384.236\mathrm{mV}$

V_oDAC的工作范围为：0≤V_o≤V_Ref=2500mV，这样，

$K_B>\frac{K_A{V}_{D0}\left(T_{\min }\right)-V_{\mathrm{TR}}}{V_{\mathrm{Ref}}}=\frac{25.850\mathrm{mV}-384.236\mathrm{mV}}{2500\mathrm{mV}}=8.346$

根据前述的公式可知， $K_S=K_A\frac{k}{q}\ln \left(N_I\right)=25\&CenterDot;0.2\frac{\mathrm{mV}}{K}=5\frac{\mathrm{mV}}{K}$

当V_Avg是一个给定值时，对应的温度值为： $T\left[K\right]=\frac{1}{K_S}\&CenterDot;V_{\mathrm{Avg}}\left[K\right]=200\&CenterDot;V_{\mathrm{Avg}}\left[K\right]$

若采用摄氏度来表示的T话，则T[℃]=200·V_Avg-273.15[℃]

如图9所示，本实施例还提供一种优选的实现方式来实现图8中的FPGA中的功能模块。其中，自动归零电路604可以由但不限于图9所示的自动归零积分电路806实现。如图9所示，FPGA所实现的电路包括：叠加器602、均值计算部件802、时序发生器804、自动归零积分电路806、温度计算部件606，其中，时序发生器804分别产生自动归零使能信号、自动归零积分电路更新信号、取平均使能信号、用于采样平均的信号、用于计算温度T的信号、读V_AADC信号、更新V_ODAC、更新V_RDAC。如图9所示，采样时钟（Sample Clock）信号可以用于所有的温度检测控制时序，其中，优选的，采样时钟信号的频率

作为一种优选的实现方式，时序发生器804产生的时序图如图10所示。在如图10所示的时序中，温度变化很慢，使得温度检测周期t_Cycle=1(秒)。在温度检测周期的开始阶段，自动归零积分电路806从工作模式（Run Mode）切换到保持模式（Hold Mode）。经过一段保持延迟（通常为一个采样时钟周期）之后，V_RDAC处的V_R被更新为V_R=V_R1。模拟电路被允许趋于稳定，然后，读取N个V_AADC采样，并对N个V_Err采样取平均值。在进行取平均值的周期的最后，V_Err的平均值被输入到温度计算部件606，然后，自动归零积分电路806从保持模式（Hold Mode）切换回工作模式（Run Mode）。

上述自动归零积分电路和取平均的电路（均值计算部件802）工作在采样时钟的频率上。上述自动归零积分电路和取平均的电路（均值计算部件802）的时序图如图14和15所示。

作为对上述实施例的一种改进，本申请还提供了一种优选的温度检测装置，如图11所示。在本改进的实施例中，温度检测装置可以包括4个温度感测二极管，图11中的其他部件，如电压跟随器402、增益放大器404、自动归零电路604和温度计算部件606等可以与上述实施例中描述的相同，在此不再赘述。与上述实施例不同的是，电压跟随器通过模拟的多路复用器1002按照一定的顺序依次与温度感测二极管0、温度感测二极管1、温度感测二极管2、温度感测二极管3连接，其中，可以通过FPGA中的选择器1004输出的选择信号（S₁和S₀）和使能信号（EN_Y）控制上述模拟的多路复用器1002与温度感测二极管0、温度感测二极管1、温度感测二极管2或温度感测二极管3连接。图12示出了选择信号（S1和S0）的时序图，而温度检测的时序仍可以采用图10所示的时序。

进一步，需要说明的是，图11中的温度感测二极管的接地端与图8中的温度感测二极管的接地端不同，图11中的温度感测二极管的阴极接地，而图8中的温度感测二极管的阳极接地。图8中的电流源抵消电流I_D，而图11中的电流源提供电流I_D（这可以由I_D箭头的方向来指示）。进一步，图8中的增益放大器被设置为反向放大器，而图11中的增益放大器被设置为非反向放大器。

当然，上述实施例中，温度检测装置可以包括4个温度感测二极管，这只是本申请的一种示例，本申请对温度检测装置中所包含的温度感测二极管的个数不做限定，例如，可以通过增加模拟的多路复用器的个数来增加温度感测二极管的个数。

实施例2

在图1-图12所示的实施例的基础上，本申请还提供了一种温度检测方法，如图13所示，本实施例中的温度检测方法包括：

S1202，采集由第一电流流过温度感测元件所产生的第一电压，并采集由第二电流流过该温度感测元件所产生的第二电压；

S1204，根据该第二电压与该第一电压之间的差值以及该第二电流与该第一电流之间的比值来计算得到由该温度感测元件所检测到的温度。

在本实施例中，在已知的两个电流下测量同一个温度感测元件所产生的电压，并将所得到的两个电压的电压值进行相减，这样既可消除现有技术中的偏移量项，从而能够根据该两个电压的电压值之间的差值以及上述两个电流的电流值之间的比值准确地计算得到由温度感测元件所检测到的温度，解决了现有技术中温度测量存在较大误差的问题，达到了准确测量温度的技术效果。

优选的，根据所述第二电压与所述第一电压之间的差值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度包括：采用如下公式来计算所述温度

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{\ln \left(N_I\right)}{\mathrm{\&Delta;V}}_D$

其中，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示所述第二电压，V_D0表示所述第一电压；

I_D1=N_II_D0，I_D1表示所述第二电流，I_D0表示所述第一电流；

k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：W*s/K（瓦特*秒/开尔文）；

q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：C（库仑）；

T表示所述温度，单位为：K（开尔文，Kelvin）。

优选的，根据所述第二电压与所述第一电压之间的差值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度：将所述第二电压与所述第一电压之间的差值△V_D放大预定的倍数K_A；根据△V_D×K_A所得到的值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度。在本实施例中，通过对电压进行放大，使得能够在电压之间的差值较小的情况下仍能够准确地测量温度，提高了温度测量的精度。

优选的，根据△V_D×K_A所得到的值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度包括：

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{K_A\&times;\ln \left(N_I\right)}{V}_{\mathrm{Err}}$

其中，V_Err=△V_D×K_A，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示所述第二电压，V_D0表示所述第一电压，K_A表示预定的倍数；

I_D1=N_II_D0，I_D1表示所述第二电流，I_D0表示所述第一电流；

k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：W*s/K（瓦特*秒/开尔文）；

q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：C（库仑）；

T表示所述温度，单位为：K（开尔文，Kelvin）。

优选的，根据所述温度感测元件能够检测的温度的上限值设置预定的倍数K_A。例如，如上述实施例中所描述的 $K_A=\frac{V_{\mathrm{ADC}\left(\max \right)}-V_{\mathrm{TR}}}{V_{D1\left(T_{\max }\right)}-V_{D0\left(T_{\max }\right)}}=\frac{V_{\mathrm{ADC}\left(\max \right)}-V_{\mathrm{TR}}}{{\mathrm{\&Delta;V}}_{D\left(T_{\max }\right)}}.$

所述第一电压为将在所述第一电流流过所述温度感测元件时所述温度感测元件两端的电压通过用于缓冲的电压跟随器之后所得到的电压；所述第二电压为将在所述第二电流流过所述温度感测元件时所述温度感测元件两端的电压通过所述电压跟随器之后所得到的电压。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本申请的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本申请不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种温度检测方法，其特征在于，包括：

采集由第一电流流过温度感测元件所产生的第一电压，并采集由第二电流流过所述温度感测元件所产生的第二电压；

根据所述第二电压与所述第一电压之间的差值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述第二电压与所述第一电压之间的差值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度包括：采用如下公式来计算所述温度

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{\ln \left(N_I\right)}{\mathrm{\&Delta;V}}_D$

其中，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示所述第二电压，V_D0表示所述第一电压；

I_D1=N_II_D0，I_D1表示所述第二电流，I_D0表示所述第一电流；

k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：瓦特*秒/开尔文；

q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：库仑；

T表示所述温度，单位为：开尔文。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述第二电压与所述第一电压之间的差值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度：

将所述第二电压与所述第一电压之间的差值△V_D放大预定的倍数K_A；

根据△V_D×K_A所得到的值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，根据△V_D×K_A所得到的值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度包括：

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{K_A\&times;\ln \left(N_I\right)}{V}_{\mathrm{Err}}$

其中，V_Err=△V_D×K_A，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示所述第二电压，V_D0表示所述第一电压，K_A表示预定的倍数；

I_D1=N_II_D0，I_D1表示所述第二电流，I_D0表示所述第一电流；

k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：瓦特*秒/开尔文；

q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：库仑；

T表示所述温度，单位为：开尔文。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，根据所述温度感测元件能够检测的温度的上限值设置预定的倍数K_A。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，所述第一电压为将在所述第一电流流过所述温度感测元件时所述温度感测元件两端的电压通过用于缓冲的电压跟随器之后所得到的电压；所述第二电压为将在所述第二电流流过所述温度感测元件时所述温度感测元件两端的电压通过所述电压跟随器之后所得到的电压。

7.一种温度检测装置，其特征在于，包括：

电流源元件，用于以预定的频率产生具有方波波形的电流，其中，所述电流的最小值为第一电流，所述电流的最大值为第二电流；

温度感测元件，与所述电流源元件连接，用于在所述第一电流流过温度感测元件时产生第一电压，在所述第二电流流过所述温度感测元件时产生第二电压；

温度计算单元，与所述温度感测元件连接，用于根据所述第二电压与所述第一电压之间的差值以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述温度计算单元用于采用如下公式来计算所述温度：

$T=\frac{q}{k}\frac{1}{\ln \left(N_I\right)}{\mathrm{\&Delta;V}}_D$

其中，△V_D=V_D1-V_D0，V_D1表示所述第二电压，V_D0表示所述第一电压；

I_D1=N_II_D0，I_D1表示所述第二电流，I_D0表示所述第一电流；

k为波兹曼常数，k=1.3806505·10^-23，单位为：瓦特*秒/开尔文；

q表示电子电荷（electron charge），q=1.60217653·10^-19，单位为：库仑；

T表示所述温度，单位为：开尔文。

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述温度计算单元包括：

电压跟随器，所述电压跟随器的输入端与所述温度感测元件连接，用于在所述温度感测元件产生所述第一电压时响应输入的所述第一电压输出第三电压，以及在所述温度感测元件产生所述第二电压时响应输入的所述第二电压输出第四电压；

增益放大器，所述增益放大器的第一输入端与所述电压跟随器的输出端连接，用于在所述电压跟随器输出所述第三电压时输出由所述第三电压放大预定倍数得到的第五电压，以及在所述电压跟随器输出所述第四电压时输出由所述第四电压放大所述预定倍数得到的第六电压；

温度计算电路，与所述增益放大器的输出端连接，用于根据所述第六电压与所述第五电压之间的差值、所述预定倍数以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述温度计算电路包括：

叠加器，所述叠加器的第一输入端与所述增益放大器的输出端连接，所述叠加器的第二输入端的电压为预定电压，所述叠加器的输出端输出的电压为所述叠加器的第一输入端输入的电压减去所述预定电压；

自动归零电路，所述自动归零电路的输入端与所述叠加器的所述输出端连接，所述自动归零电路的输出端与所述增益放大器的所述第二输入端连接，用于在所述电压跟随器输出所述第三电压时输出第七电压，所述第七电压使得所述叠加器的所述第一输入端输入的电压等于所述预定电压，在所述电压跟随器输出所述第四电压时输出所述第七电压；

温度计算部件，与所述叠加器的所述输出端连接，用于在所述电压跟随器输出所述第四电压时根据所述叠加器的所述输出端输出的电压、所述预定倍数以及所述第二电流与所述第一电流之间的比值来计算得到由所述温度感测元件所检测到的温度。