CN103956884B - 基准补偿单元及开关型电压调整电路 - Google Patents

基准补偿单元及开关型电压调整电路 Download PDF

Info

Publication number
CN103956884B
CN103956884B CN201410089892.7A CN201410089892A CN103956884B CN 103956884 B CN103956884 B CN 103956884B CN 201410089892 A CN201410089892 A CN 201410089892A CN 103956884 B CN103956884 B CN 103956884B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
input
reference signal
coupled
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410089892.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103956884A (zh
Inventor
保罗·尤纳坦恩
郭王瑞
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Original Assignee
Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd filed Critical Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Publication of CN103956884A publication Critical patent/CN103956884A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103956884B publication Critical patent/CN103956884B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter

Abstract

提出了一种开关型电压调整电路及基准补偿单元。该开关型电压调整电路具有内部参考地，该内部参考地相对于接地引脚具有与该开关型电压调整电路的输出电流成第一比例系数的平均偏移电压。基准补偿单元接收相对于内部参考地具有带隙基准电压的第二参考信号及与输出电流成第二比例系数的基准补偿信号，并且基于采用该第二补偿信号对第二参考信号进行补偿以提供第一参考信号，并使该第一参考信号相对于接地引脚的平均偏移电压实质上被抵消。该基准补偿单元利用开关型电压调整电路中已有的模块提供基准补偿信号，在不增加电路复杂度和成本的情况下便可实现降低/消除平均偏移电压对第一参考信号及电路负载调整率的影响，改善电路性能。

Description

基准补偿单元及开关型电压调整电路
技术领域
本公开的实施例涉及功率变换器，尤其涉及功率变换器中的基准补偿电路。
背景技术
开关型电压调整电路被广泛用于为各种电子设备提供电源。由开关型电压调整电路供电的电子设备通常可以看作该开关型电压调整电路的负载。开关型电压调整电路一般通过控制开关单元的周期性开关切换以将输入电压转换为合适且稳定的输出电压提供给负载，同时调整传输给负载的功率。
通常，开关型电压调整电路中包括控制单元，该控制单元基于反映开关型电压调整电路的输出电压的反馈信号和表征该输出电压期望值的参考信号控制开关单元的开关切换，以根据负载变化对输出电压进行及时调整。该参考信号通常由基准单元产生。然而，大多数开关型电压调整电路中，控制单元、基准单元与开关单元集成在同一或不同的裸晶上，并被封装在一个芯片中。封装于芯片内部的各电路单元（例如控制单元、基准单元与开关单元）均以芯片的内部参考地为参考地电势，该内部参考地通常通过阻性连接元件，例如焊线（bondwire）等连接至芯片的封装接地引脚。在开关单元的周期性开关切换过程中，会产生开关切换电流，该切换电流经连接内部参考地和接地引脚的阻性连接元件流至接地引脚，将导致芯片的内部参考地和其接地引脚之间具有偏移电压。
由于参考信号是由集成于开关型电压调整电路芯片内部的基准单元提供，是以内部参考地为参考地电势的，相对于接地引脚具有所述偏移电压。当开关型电压调整电路的负载电流变化时，开关单元的切换电流随即变化，从而引起所述偏移电压变化，那么用于为调节输出电压作基准的参考信号相对于接地引脚也在变化，使开关型电压调整电路的负载调整率变差。该偏移电压会导致开关型电压调整电路的负载调整率变差，直接对该开关型电压调整电路根据其负载的变化调节其输出电压的精确性和稳定性造成不良的影响。开关型电压调整电路的负载调整率通常指当该电压转换电路的负载电流变化时其输出电压相应的变化情况，通常以输出电流从零变化到额定最大电流时，输出电压的变化量和输出电压的百分比值来表示，是衡量电压转换电路的稳压性能的一项重要指标。
因而，希望提供解决方案，以消除以上偏移电压对开关型电压调整电路的不良影响。
现有的一种解决方案是在芯片封装层面上为芯片内部的开关单元提供独立于其它电路单元（例如控制单元、基准单元等）的接地引脚。由此，相对较大的开关切换电流不再流经其它电路单元的接地引脚，则其它电路单元的内部参考地与其接地引脚之间的压差基本可以忽略，使参考信号不再受负载电流变化的影响。然而这一解决方案需要为开关单元增加独立的接地引脚，使开关型电压调整电路的芯片尺寸增大、封装成本走高。
现有的另一种解决方案是通过芯片级规模封装或者倒装芯片封装以减小芯片内部参考地与封装接地引脚之间的阻性连接元件的阻值。然而芯片级规模封装或者倒装芯片封装单位面积的实现成本昂贵，而使所述阻性连接元件的阻值减小并不明显。
发明内容
针对现有技术中的一个或多个问题，本公开的实施例提供开关型电压调整电路及基准补偿单元。
在本公开的一个方面，提出了一种开关型电压调整电路，包括：输入端，用于接收供电电压；输出端，用于提供输出电压及输出电流；内部参考地，通过阻性连接元件耦接至接地引脚，相对于所述接地引脚具有与所述输出电流成比例的平均偏移电压，该平均偏移电压与输出电流的比例系数为第一比例系数；开关单元，具有第一端，耦接至所述输入端，第二端，耦接至所述输出端，第三端，耦接至所述内部参考地，以及第四端，被电耦接以接收控制信号，该开关单元被配置以基于该控制信号进行导通和关断切换，从而将所述供电电压转换为所述输出电压；控制单元，被电耦接以接收表征所述输出电压的反馈信号，并接收表征所述输出电压之期望值的第一参考信号，该控制单元至少部分地基于该反馈信号和该第一参考信号提供所述控制信号；以及基准补偿单元，被电耦接以接收相对于内部参考地具有带隙基准电压的第二参考信号，并接收与所述输出电流成比例的基准补偿信号，该基准补偿信号与输出电流的比例系数为第二比例系数，该基准补偿单元基于采用所述基准补偿信号对所述第二参考信号进行补偿以产生所述第一参考信号，使第一参考信号以接地引脚为参考时的平均偏移电压实质上被抵消。
在本公开的再一方面，提出了一种基准补偿单元，用于开关型电压调整电路，其中所述开关型电压调整电路具有内部参考地，该内部参考地相对于所述接地引脚具有与开关型电压调整电路的输出电流成比例的平均偏移电压，该平均偏移电压与输出电流的比例系数为第一比例系数。该基准补偿单元包括：第一输入端，被电耦接以接收相对于所述内部参考地具有带隙基准电压的第二参考信号；第二输入端，被电耦接以接收与所述输出电流成比例的基准补偿信号，该基准补偿信号与输出电流的比例系数为第二比例系数；以及输出端，被电耦接以提供第一参考信号；该基准补偿单元被构建以基于采用所述基准补偿信号对所述第二参考信号进行补偿使所述第一参考信号以所述接地引脚为参考时，所述平均偏移电压实质上被抵消。
利用上述方案，根据本公开实施例的基准补偿单元提供第一参考信号，用作调整开关型电压调整电路的输出电压的基准信号，并使该第一参考信号以接地引脚为参考时不受偏移电压的影响，从而改善电路的负载调整率。并且该基准补偿电路实现简单，利用开关型电压调整电路中已有的模块提供基准补偿信号，在不增加电路复杂度和成本的情况下便可实现降低/消除平均偏移电压对第一参考信号及电路负载调整率的影响，改善电路性能。包括该负载调整电路的开关型电压调整电路具有良好的负载调整率，并且无需为开关单元设置独立于电路中的其它电路单元的接地引脚，电路尺寸和成本均得以降低。
附图说明
下面的附图有助于更好地理解接下来对本公开不同实施例的描述。这些附图并非按照实际的特征、尺寸及比例绘制，而是示意性地示出了本公开一些实施方式的主要特征。这些附图和实施方式以非限制性、非穷举性的方式提供了本公开的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。
图1示出了根据本公开一个实施例的开关型电压调整电路100的电路架构示意图；
图2示出了根据本公开一个实施例的基准补偿单元105的电路架构示意图；
图3示出了根据本公开一个实施例的开关型电压调整电路200的电路架构示意图；
图4A示出了图3实施例中基准补偿单元105的分压电路1051和叠加电路1053在仅施加第二参考信号时的等效电路架构图；
图4B示出了图3实施例中基准补偿单元105的分压电路1051和叠加电路1053在仅施加第二补偿信号时的等效电路架构图；
图5示出了可以用作图3所示开关型电压调整电路200中之基准补偿单元105的又一实施例的电路架构示意图；
图6示出了根据本公开一个实施例的开关型电压调整电路300的电路架构示意图；
图7示出了图6实施例中基准补偿单元105的分压电路1051在仅施加第二参考信号时的等效电路架构图；
图8示出了可以用作图6所示开关型电压调整电路300中之基准补偿单元105的又一实施例的电路架构示意图；
图9示出了本公开的开关型电压调整电路300的一变型实施例的电路架构示意图；
图10示出了可以用作图9所示开关型电压调整电路300中之基准补偿单元105的又一实施例的电路架构示意图。
具体实施方式
下面将详细说明本公开的一些实施例。在接下来的说明中，一些具体的细节，例如实施例中的具体电路结构和这些电路元件的具体参数，都用于对本公开的实施例提供更好的理解。本技术领域的技术人员可以理解，即使在缺少一些细节或者其他方法、元件、材料等结合的情况下，本公开的实施例也可以被实现。
在本公开的说明书中，提及“一个实施例”时均意指在该实施例中描述的具体特征、结构或者参数、步骤等至少包含在根据本公开的一个实施例中。因而，在本公开的说明书中，若采用了诸如“根据本公开的一个实施例”、“在一个实施例中”等用语并不用于特指在同一个实施例中，若采用了诸如“在另外的实施例中”、“根据本公开的不同实施例”、“根据本公开另外的实施例”等用语，也并不用于特指提及的特征只能包含在特定的不同的实施例中。本领域的技术人员应该理解，在本公开说明书的一个或者多个实施例中公开的各具体特征、结构或者参数、步骤等可以以任何合适的方式组合。另外，在本公开的说明书及权利要求中，“耦接”一词意指通过电气或者非电气的方式实现直接或者间接的连接。“一个”并不用于特指单个，而是可以包括复数形式。“在……中”可以包括“在……中”和“在……上”的含义。除非特别明确指出，“或”可以包括“或”、“和”及“或/和”的含义，并不用于特指只能选择几个并列特征中的一个，而是意指可以选择其中的一个或几个或其中某几个特征的组合。除非特别明确指出，“基于”一词不具有排它性，而是意指除了基于明确描述的特征之外，还可以基于其它未明确描述的特征。“电路”意指至少将一个或者多个有源或无源的元件耦接在一起以提供特定功能的结构。“信号”至少可以指包括电流、电压、电荷、温度、数据、压力或者其它类型的信号。若“晶体管”的实施例可以包括“场效应晶体管”或者“双极结型晶体管”，则“栅极/栅区”、“源极/源区”、“漏极/漏区”分别可以包括“基极/基区”、“发射极/发射区”、“集电极/集电区”，反之亦然。本领域的技术人员应该理解，以上罗列的对本公开中描述用语的解释仅仅是示例性的，并不用于对各用语进行绝对的限定。
图1示出了根据本公开一个实施例的开关型电压调整电路100的电路架构示意图。该开关型电压调整电路100用于从供电电源Vpwr为负载106提供合适的输出电压Vo。供电电源Vpwr可以是由其它系统端口提供的电压、由供电线路提供的电压或者由上流电路模块提供的电压等等。负载106可以包括任何由输出电压Vo供电的下流电路模块或者其它电子设备等。
该开关型电压调整电路100可以具有输入端101，用于接收供电电压Vpwr；和输出端102，用于提供恒定的输出电压Vo以为负载106供电，并向负载106提供输出电流Io。该开关型电压调整电路100可以包括：开关单元103、控制单元104以及基准补偿单元105。开关单元103、控制单元104以及基准补偿单元105可以被集成于同一或不同的裸晶上，并被封装在一个芯片108中。封装于芯片108内部的各电路单元（例如开关单元103、控制单元104、基准单元105等）通常可以称为内部集成单元。该开关型电压调整电路100具有芯片内部参考地PGND，通过阻性连接元件Rpgnd连接至芯片的接地引脚GND。该内部参考地PGND用作芯片108的各内部集成单元的接地点。阻性连接元件Rpgnd可以包括诸如焊线、倒装芯片焊接凸点等连接组件。
开关单元103被构建用于响应于控制信号（例如，图1中示意的控制信号DR）调整由供电电源Vpwr传输至负载106的电能/功率。根据本公开的一个示例性实施例，开关单元103可以具有：第一端，耦接至所述输入端101；第二端，耦接至所述输出端102；第三端，耦接至所述内部参考地PGND；以及第四端，被电耦接以接收控制信号（例如，图1中示意的控制信号DR）。该开关单元103被配置以基于该控制信号（DR）进行导通和关断切换，从而将所述供电电压Vpwr转换为所述输出电压Vo。一般可以将开关单元103每运行一次导通和关断切换中的导通期间和关断期间之和称作开关型电压调整电路100的一个运行周期，并将每次开关单元103的导通期间占整个运行周期（即开关单元103的导通和关断切换周期）的比例称为开关单元103的导通占空比或开关型电压调整电路100的占空比，本公开中用D表示。因此，可以通过控制信号（DR）调整开关单元103的导通和关断切换来调节占空比D，以达到调整输出电压Vo及传输至负载106之功率的目的。在一个实施例中，开关单元103在导通期间允许流过第一切换电流IS1，在关断期间允许流过第二切换电流IS2，输出电流Io可以看作一个运行周期中第一切换电流IS1和第二切换电流IS2的平均。在一个实施例中，开关单元103至少包括可控主开关（图1中未示出），该可控主开关响应于控制信号DR进行导通和关断切换，可控主开关导通时称作开关单元103导通，可控主开关关断时称作开关单元103关断。
在开关型电压调整电路100运行时，无论是开关单元103的第一切换电流IS1还是第二切换电流IS2流到内部参考地PGND并流经阻性连接元件Rpgnd至芯片接地引脚GND，都会在阻性连接元件Rpgnd上产生压降，导致从内部参考地PGND至接地引脚GND具有压差，该压差在一个运行周期中的平均即内部参考地PGND与接地引脚GND之间的平均偏移电压，本公开中记作Voffset。在图1的例子中，示意为开关单元103的第二切换电流IS2流经阻性连接元件Rpgnd而引起所述平均偏移电压Voffset。然而，这仅是为便于理解而作的示例性图示，并不用于对本公开进行任何限定。比如，在其它实施例中，也可能是开关单元103的第一切换电流IS1流经阻性连接元件Rpgnd而引起所述平均偏移电压Voffset。开关型电压调整电路100的拓扑结构不同或者开关单元103的结构不同则引起所述平均偏移电压Voffset的开关切换电流也不同。该平均偏移电压Voffset与流过阻性连接元件Rpgnd的来自开关单元103的开关切换电流（例如开关单元103导通期间的第一切换电流IS1或者关断期间的第二切换电流IS2）的平均值成比例。因此，可以认为该平均偏移电压Voffset与输出电流Io成比例，具有第一比例系数K1，即Voffset≈K1*Io。该第一比例系数K1实质上基本上由阻性连接元件Rpgnd的阻值（本公开中也用Rpgnd表示）以及占空比D决定。例如，对于图1示意的例子，该第一比例系数K1可以表示为K1=Rpgnd*（1-D）。在本公开中将（1-D）称为开关单元103的关断占空比。
本领域的技术人员应该理解，以所述接地引脚GND为参考时，平均偏移电压Voffset的值可能为正也可能为负，取决于流过阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流（例如IS1或IS2）的流向。若流过阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流（例如IS1或IS2）的流向为从开关单元103流向接地引脚GND的方向，则平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为正，表明所述内部参考地PGND相对于接地引脚GND具有正电位。若流过阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流（例如IS1或IS2）的流向为从接地引脚GND流向开关单元103的方向，则平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为负，表明所述内部参考地PGND相对于接地引脚GND具有负电位。在本公开的附图中，用符号“+”和“-”来表示平均偏移电压Voffset的正负方向。例如，在图1中，示意为从接地引脚GND流向开关单元103的第二切换电流IS2流经阻性连接元件Rpgnd引起所述平均偏移电压Voffset，因而在这一示例中平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为负。然而本领域的技术人员应该理解这仅是为便于理解而作的示例性图示，并不用于对本公开进行任何限定。
控制单元104被构建用于提供所述控制信号（例如图1中示意的控制信号DR）至所述开关单元103以控制开关单元103的导通与关断切换。在图1的示例性实施例中，控制单元104接收表征开关型电压调整电路100之输出电压Vo的反馈信号VFB，以及表征所述输出电压Vo之期望值的第一参考信号REF1，至少部分地基于该反馈信号VFB和该第一参考信号REF1提供所述控制信号（例如，图1中示意的DR）至开关单元103。所述反馈信号VFB可以是输出电压Vo的采样电压也可以是输出电压Vo本身。在一个示例性的实施例中，参考图1示意，开关型电压调整电路100还包括反馈单元，耦接于输出端102，用于采样输出电压Vo以提供反馈信号VFB。该反馈单元示例性地包括第一反馈电阻Rfb和第二反馈电阻Rref串联耦接于输出端102和接地引脚GND之间，该第一反馈电阻Rfb和第二反馈电阻Rref的公共连接端作为反馈输出端，提供所述反馈信号VFB。
基准补偿单元105被构建用于补偿以接地引脚GND为参考时所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响。根据本公开的一个实施例，仍参考图1示意，基准补偿单元105被配置以接收第二参考信号REF2和基准补偿信号CP1，并基于该第二参考信号REF2和该基准补偿信号CP1产生所述第一参考信号REF1。该第二参考信号REF2可以是相对于所述内部参考地PGND具有带隙基准电压VBG的参考信号，该第二参考信号REF2可以由公知的基准信号发生单元（例如带隙基准电路等）产生并提供，本公开中不加赘述。基准信号发生单元一般集成并封装于芯片108内部，因而该第二参考信号REF2以所述内部参考地PGND为参考地电势，其以接地引脚GND为参考地电势时受所述平均偏移电压Voffset的影响。由于所述平均偏移电压Voffset与输出电流Io成比例并具有第一比例系数K1，则基准补偿信号CP1可以取与输出电流Io成比例并具有第二比例系数K2的信号。这样便可以采用该基准补偿信号CP1对第二参考信号REF2进行补偿，以将平均偏移电压Voffset基本抵消，使补偿后产生的第一参考信号REF1相对于接地引脚GND不受平均偏移电压Voffset的影响。该基准补偿信号CP1可以通过检测并处理开关单元103的开关切换电流（例如第一切换电流IS1或者第二切换电流IS2）或者开关型电压调整电路100的输出电流Io或者该开关型电压调整电路100中任何其它可以表征其输出电流Io的信号产生。然而，本领域的技术人员应该理解，此处仅列举几个可以用于产生基准补偿信号CP1的信号作为例子，本公开并不限于此。
根据本公开的一个示例性实施例，期望第一参考信号REF1相对于接地引脚GND具有与所述带隙基准电压VBG成比例（包括相等）的参考电压。这种情况下，可以进一步配置基准补偿单元105，使基准补偿单元105产生与所述第二参考信号REF2成比例的第三参考信号REF3以及与基准补偿信号CP1成比例的第二补偿信号CP2，其中第三参考信号REF3与第二参考信号REF2的比例系数为第三比例系数K3，即REF3≈K3*REF2，第二补偿信号CP2与基准补偿信号CP1的比例系数为第四比例系数K4，即CP2≈K4*CP1。基准补偿单元105进一步将所述第二补偿信号CP2叠加于所述第三参考信号REF3以产生所述第一参考信号REF1。因此，在这一实施例中，以接地引脚GND为参考地时，该第一参考信号REF1可以用下式（1）表示：
REF1=REF3+Voffset±CP2≈K3*VBG+K1*Io±K4*K2*Io （1）
通常，所述第三比例系数K3可以根据开关型电压调整电路100的输出电压Vo的期望值以及反馈信号VFB与输出电压Vo的比例确定。上式（1）中的“±”符号表示将所述第二补偿信号CP2叠加于所述第三参考信号REF3可以是“加”运算也可以是“减”运算。具体进行“加”运算还是“减”运算取决于平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND是正还是负。从式（1）可以得知，通过合理选择所述第二比例系数K2和第四比例系数K4，可以采用“K4*K2*Io”项将表示所述平均偏移电压Voffset的“K1*Io”项抵消掉，这就意味着以接地引脚GND为参考地时，所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响可以通过所述基准补偿信号CP1被基本抵消掉。
根据本公开的一个示例性实施例，流经所述阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流（例如第一切换电流IS1或者第二切换电流IS2）为从接地引脚GND流向开关单元103的方向，因而所述平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为负。在这种情况下，所述基准补偿单元105将所述第二补偿信号CP2与所述第三参考信号REF3进行“加”运算以提供所述第一参考信号REF1，即在以上第一参考信号REF1的表达式（1）中，“±”符号取“+”号。这样，将式（1）中的“K4*K2*Io”项与相对于接地引脚GND为负的“K1*Io”项相加，通过合理选择所述第二比例系数K2和第四比例系数K4，便可以使“K4*K2*Io”项与表示所述平均偏移电压Voffset的“K1*Io”项抵消。因而，以接地引脚GND为参考地时，所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响可以被所述基准补偿信号CP1基本抵消。
根据本公开的一个示例性实施例，流经所述阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流（例如第一切换电流IS1或者第二切换电流IS2）为从开关单元103流向接地引脚GND的方向，因而所述平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为正。在这种情况下，所述基准补偿单元105将所述第二补偿信号CP2与所述第三参考信号REF3进行“减”运算以提供所述第一参考信号REF1，即在以上第一参考信号REF1的表达式（1）中，“±”符号取“－”号。这样，将式（1）中的相对于接地引脚GND为正的“K1*Io”项与“K4*K2*Io”项相减，通过合理选择所述第二比例系数K2和第四比例系数K4，便可以使“K4*K2*Io”项与表示所述平均偏移电压Voffset的“K1*Io”项抵消。因而，以接地引脚GND为参考地时，所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响可以被所述基准补偿信号CP1基本抵消。
根据本公开的一个示例性实施例，继续参考图1，所述基准补偿单元105可以包括分压电路1051、增益缓冲器1052以及叠加电路1053。该分压电路1051具有分压输入端和分压输出端，分压输入端用于接收所述第二参考信号REF2，该分压电路1051用于以所述第三比例系数K3对该第二参考信号REF2进行分压，从而在分压输出端提供所述第三参考信号REF3。若期望所述第一参考信号REF1具有与该第二参考信号REF2一样的带隙基准电压VBG，则所述第三比例系数K3取1，这就意味着此时该分压电路1051可以被省略。在这种情况下，第二参考信号REF2可以被当作第三参考信号REF3直接提供至叠加电路1053。增益缓冲器1052具有缓冲器输入端和缓冲器输出端，缓冲器输入端用于接收所述基准补偿信号CP1，该增益缓冲器1052用于对该基准补偿信号CP1施加与所述第四比例系数K4相等的增益，并在缓冲器输出端提供所述第二补偿信号CP2。叠加电路1053具有第一叠加输入端、第二叠加输入端和叠加输出端，第一叠加输入端用于接收所述第三参考信号REF3，第二叠加输入端用于接收所述第二补偿信号CP2，该叠加电路1053用于将所述第二补偿信号CP2与所述第三参考信号REF3叠加以在所述叠加输出端提供所述第一参考信号REF1。若所述平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为负，则所述叠加是指进行“加”运算。若所述平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为正，则所述叠加是指进行“减”运算。
图2示出了根据本公开一个实施例的可以用于图1示意的开关型电压调整电路100中之基准补偿单元105的电路架构示意图。图2示意的实施例中，那些功能上与图1示意的实施例中之基准补偿单元105相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。参考图2，基准补偿单元105可以进一步包括可控传输器件1054。该可控传输器件1054耦接于增益缓冲器1052的缓冲器输出端和叠加电路1053的第二叠加输入端之间。该可控传输器件1054用于在开关切换电流（例如第一切换电流IS1或者第二切换电流IS2）流经所述阻性连接元件Rpgnd的期间，将所述第二补偿信号CP2传输至所述第二叠加输入端。在这一实施例中，采用该传输器件1054实现了仅在开关切换电流流经所述阻性连接元件Rpgnd的期间才允许基准补偿信号CP1对所述平均偏移电压进行补偿的功能，即基准补偿信号CP1对所述平均偏移电压Voffset的补偿进一步包含占空比D或者关断占空比（1-D）信息。因此，基准补偿信号CP1能够更准确地抵消所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响。例如，同时参考图1和图2的示意，若流经所述阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流为开关单元103关断期间的第二切换电流IS2，则传输器件1054仅在开关单元103关断期间将所述第二补偿信号CP2传输至叠加电路1053的第二叠加输入端，从而使第二补偿信号CP2在开关单元103的整个切换周期中被叠加至所述第三参考信号REF3的时间比例为（1-D）。因而，图2中将传输至叠加电路1053的第二叠加输入端的补偿信号示意为（1-D）*CP2。
根据本公开的一个示例性实施例，传输器件1054具有第一传输端、第二传输端和传输控制端，该第一传输端耦接于增益缓冲器1052的缓冲器输出端用于接收所述第二补偿信号CP2，该第二传输端耦接于叠加电路1053的第二叠加输入端，该传输控制端被电耦接以接收开关单元103的所述控制信号DR，该控制信号DR控制所述传输器件1054在开关切换电流流经所述阻性连接元件Rpgnd的期间导通，并在开关切换电流未流经所述阻性连接元件Rpgnd的期间关断。
仍参考图2示意，在一个示例性实施例中，可选地，基准补偿单元105还可以进一步包括滤波器1055。在图2中，滤波器1055示意为包括电容元件。该滤波器1055耦接于叠加电路1053的第二叠加输入端与内部参考地PGND之间，以对传输至该第二叠加输入端的第二补偿信号CP2进行滤波、平整，从而降低由传输器件1054的开关引起的开关噪声对叠加电路1053的影响。
根据本公开的一个示例性实施例，返回参考图1，所述开关型电压调整电路100可以进一步包括输出滤波单元107，用于对输出电压Vo进行滤波。例如，图1中，滤波单元107示意为耦接于开关单元103的第二端与输出端102之间，已将开关单元103输出的开关切换电压VSW转化为输出电压Vo。
图3示意出了根据本公开一个实施例的开关型电压调整电路200的电路架构示意图。图3示意的实施例中，那些功能上与图1和图2中示意的实施例中相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。图3示意的实施例中，开关单元103示意为包括第一开关1031（主开关）和第二开关1032，串联耦接于开关型电压调整电路200的输入端101和内部参考第PGND之间。第一开关1031和第二开关1032具有公共连接端（开关节点）SW，该开关节点SW通过输出滤波单元107耦接至输出端102。图3实施例中示意的第一开关1031和第二开关1032的耦接方式构成降压型拓扑，因而开关型电压调整电路200可以称为降压型开关电压调整电路。图3中将第一开关1031和第二开关1032示意为分别包括金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），然而这并不用于限定本公开。在其它实施例中，第一开关1031可以包括其它类型的可控开关元件，诸如结型场效应晶体管（JFET）、双极结型晶体管（BJT）、绝缘栅双极型晶体管（IGBT）等。同样地，在其它实施例中，第二开关1032可以包括其它类型的开关元件，诸如JFET、BJT、IGBT、续流二极管等。
在图3示意的示例性实施例中，输出滤波单元107示意为包括感性储能元件Lo（例如，输出电感Lo）和容性储能元件Co（例如，输出电容Co），其中感性储能元件Lo耦接于开关节点SW和输出端102之间，容性储能元件Co耦接于输出端102和接地引脚GND之间。在一个实施例中，容性储能元件Co可以包括负载106的等效负载电容，在其它实施例中，容性储能元件Co可以包括其它类型的容性器件。
根据图3示意的示例性实施例，控制信号DR可以包括第一控制信号DR1和第二控制信号DR2，分别用于控制所述第一开关1031和第二开关1032的导通与关断切换，使第一开关1031和第二开关1032以互补的方式进行导通和关断切换（即，第一控制信号DR1控制第一开关1031导通时，第二控制信号DR2控制第二开关1032关断，第一控制信号控制第一开关1031关断时，第二控制信号DR2控制第二开关导通）。在这一实施例中，第一开关1031可以看作开关型电压调整电路200的主开关。当第一开关1031导通、第二开关1032关断时，认为开关单元103导通，使供电电压Vpwr被电耦接至开关节点SW，之后经过输出滤波单元107被传送至输出端102，形成从输入端101至输出端102的第一电流路径，从而使开关单元103的第一切换电流IS1流经第一开关1031和感性储能元件Lo以从输入端101传输电能至输出端102。当第一开关1031关断、第二开关1032导通时，认为开关单元103关断，使供电电压Vpwr至开关节点SW的电耦接被切断，从而切断所述第一电流路径。与此同时，由于第二开关1032导通，形成从输出端102至接地引脚GND的第二电流路径，从而使开关单元103的第二切换电流IS2由接地引脚GND，流经阻性连接元件Rpgnd、第二开关1032和感性储能元件Lo至输出端102。由此可见，图3的示例中，流经阻性连接元件Rpgnd的第二切换电流IS2在开关单元103导通（即主开关1031导通，第二开关1032断开）时被切断，在开关单元103关断（即主开关1031关断，第二开关1032导通）时流通。因此，在此示例中，在开关型电压调整电路200正常工作过程中，随着控制信号DR（包括DR1和DR2）控制开关单元103进行周期性地导通和关断切换，流经阻性连接元件Rpgnd的第二切换电流IS2相应地进行周期性地切断和流通切换。这就意味着，在每一个开关切换周期中，第二切换电流IS2流通（流经阻性连接元件Rpgnd）的时间比例为关断占空比（1-D），第二切换电流IS2被切断（未流经阻性连接元件Rpgnd）的时间比例为占空比D。因此，对于图3示意的开关型电压调整电路200，所述第一比例系数K1可以表示为K1=Rpgnd*(1-D)。
继续参考图3，根据本公开的一个示例性实施例，控制单元104可以包括：第一控制模块201、第二控制模块202和第三控制模块203。
第一控制模块201用于分别接收所述反馈信号VFB和所述第一参考信号REF1，并将该反馈信号VFB和该第一参考信号REF1进行运算，以提供表征该反馈信号VFB和该第一参考信号REF1之差值的差值信号VCOMP。在一个实施例中，第一控制模块201示例性第可以包括第一运算放大器A1，具有第一放大器输入端、第二放大器输入端和放大器输出端，该第一放大器输入端用于接收所述反馈信号VFB，该第二放大器输入端用于接收所述第一参考信号REF1，该第一运算放大器A1用于对所述反馈信号VFB和第一参考信号REF1进行运算处理以在其放大器输出端提供所述差值信号VCOMP。在一个实施例中，还提供环路补偿模块205，耦接于第一放大器A1的放大器输出端以进行环路稳定性补偿。所述差值信号VCOMP经由环路补偿模块205对反馈信号VFB和第一参考信号REF1的差值进行补偿后获得。图3中，环路补偿模块示例性地包括补偿电容CC和补偿电阻RC，串联耦接于放大器输出端和接地引脚GND之间。环路补偿模块205可以集成并封装于芯片108内部，也可以不集成而作为芯片108的外部元件由用户提供。
第二控制模块202用于分别接收所述差值信号VCOMP和表征所述输出电流Io的检测信号VSEN，并基于比较该差值信号VCOMP和该检测信号VSEN以提供比较信号PWM。在一个实施例中，第二控制模块202示例性第可以包括比较器，具有第一比较输入端、第二比较输入端和比较输出端，该第一比较输入端用于接收所述检测信号VSEN，该第二比较输入端用于接收所述差值信号VCOMP，该比较器用于对所述检测信号VSEN和差值信号VCOMP进行比较以在其比较输出端提供所述比较信号PWM。
第三控制模块203用于分别接收时钟信号CLOCK和所述比较信号PWM，并基于该时钟信号CLOCK和比较信号PWM提供控制信号DR（包括第一控制信号DR1和第二控制信号DR2）至开关单元103。该控制信号DR（例如通过第一控制信号DR1）响应于比较信号PWM将第一开关1031关断，并基于时钟信号CLOCK将第一开关1031导通，同时（例如通过第二控制信号DR2）响应于比较信号PWM将第二开关1032导通，并基于时钟信号CLOCK将第二开关1032关断。在一个实施例中，第三控制模块示例性第包括逻辑运算电路，例如触发器等。根据本公开的一个实施例，若所述检测信号VSEN大于所述差值信号VCOMP，则控制信号DR响应于比较信号PWM将第一开关1031关断，即，比较信号PWM用于在所述检测信号VSEN大于所述差值信号VCOMP时触发第三控制单元203将第一开关1031关断。反之，若所述检测信号VSEN小于所述差值信号VCOMP，则控制信号DR不对比较信号PWM作出响应。
根据本公开的一个实施例，所述检测信号VSEN可以通过检测流过所述感性储能元件Lo的电感电流IL或者通过检测流过第一开关1031的第一切换电流IS1获得。流过所述感性储能元件Lo的电感电流IL事实上在开关单元103导通（即，主开关1031导通）期间基本上等于所述第一切换电流IS1，在开关单元103关断（即主开关1031关断）期间基本上等于所述第二切换电流IS2。由于所述检测信号VSEN表征输出电流Io的大小，并且与所述差值信号VCOMP相比较以控制输入端101至输出端102的电能传输之切断，因此可以将所述差值信号VCOMP看作一个阈值，该阈值限定了所述检测信号VSEN的峰值。所以，所述差值信号VCOMP事实上也表征了输出电流Io的大小，并且可以推导出其与输出电流Io之间实质上具有比例关系，比例系数大致为第二比例系数K2，即，VCOMP≈K2*Io。本领域的技术人员应该理解，在此实施例中，该第二比例系数K2一般是预先确定的，取决于开关型电压调整电路200的设计和应用指标。因此，在一个示例性的实施例中，参考图3示意，所述基准补偿信号CP1可以包括所述差值信号VCOMP。将所述差值信号VCOMP作为所述基准补偿信号CP1提供至所述基准补偿单元105可以节约电路组件，简化电路设计并降低开关型电压调整电路的芯片尺寸及生产成本。
根据本公开的一个实施例，控制单元104可以进一步包括电流检测单元204。该电流电测单元204用于检测流经所述第一开关1031的第一切换电流IS1并提供所述检测信号VSEN。在一个示例中，该电流检测单元204可以包括检测电阻、电流检测放大器或者其它公知的电流检测电路。在图3中，该电流检测单元204被示意为包括检测电阻RS和电流检测放大器A2。检测电阻RS与所述第一开关1031串联耦接，该电流检测放大器A2具有第一检测输入端、第二检测输入端和检测输出端，该第一检测输入端和第二检测输入端分别耦接于所述检测电阻RS的第一端和第二端，电流检测放大器A2基于检测流经检测电阻RS的电流在检测输出端提供所述检测信号VSEN。
对于图3示意的降压型开关电压调整电路200，由于流经所述阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流为第二开关1032导通时的所述第二切换电流IS2，且该第二切换电流IS2的流向为从接地引脚GND流向输出端102的方向，因此所述平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为负。返回参见式（1），以接地引脚GND为参考，在平均偏移电压Voffset为负时，期望将所述基准补偿信号CP1（由式（1）中的K4*K2*Io项表征）与所述第二参考信号REF2（由式（1）中的K3*VBG项表征）相加以补偿该平均偏移电压Voffset（由式（1）中的K1*Io项表征）对第一参考信号REF1的影响。因此，对于降压型开关电压调整电路，例如图3示意的开关电压调整电路200，基准补偿单元105中的叠加电路1053用于将所述第二补偿信号CP2与所述第三参考信号REF3进行“加”运算。
在一个示例性实施例中，仍参考图3示意，所述差值放大信号VCOMP被耦接至所述基准补偿单元105用作所述基准补偿信号CP1。所述分压电路1051可以包括第一电阻R1和第二电阻R2；所述叠加电路1053可以包括该第一电阻R1、该第二电阻R2和第三电阻R3。该第一电阻R1耦接于分压电路1051的分压输入端和第一节点n1之间，该第二电阻R2耦接于该第一节点n1和第二节点n2之间，该第三电阻R3耦接于该第二节点n2和内部参考地PGND之间，所述第一参考信号REF1由所述第一节点n1提供。
在图3示例中，根据叠加定理，以内部参考地PGND为参考时，所述第一参考信号REF1由第二参考信号REF2和第二补偿信号CP2在节点n1处叠加而得，并可以表示为Vn1=Vn1(1)+Vn1(2)，其中Vn1(1)表示仅将第二参考信号REF2施加于分压电路1051和叠加电路1053时，节点n1处的电压，Vn1(2)表示仅将第二补偿信号CP2施加于分压电路1051和叠加电路1053时，节点n1处的电压。因此，第一节点n1既用作叠加电路1053的第一叠加输入端又用作叠加电路1053的叠加输出端，第二节点n2用作叠加电路1053的第二叠加输入端。图4A示意出了仅施加第二参考信号REF2时，分压电路1051和叠加电路1053的等效电路，可得信号Vn1(1)可以表示为：Vn1(1)=R2/(R1+R2)*VBG。该信号Vn1(1)事实上用作由分压电路1051提供的所述第三参考信号REF3，这意味着所述第三比例系数K3由第二电阻R2与第一电阻R1和第二电阻R2之和的比确定，即K3=R2/(R1+R2)。第一节点n1因而也被用作分压电路1051的分压输出端。图4B示意出了仅施加第二补偿信号CP2时，分压电路1051和叠加电路1053的等效电路，可得信号Vn1(2)可以表示为：Vn1(2)=R2/(R1+R2)*CP2=R2/(R1+R2)*K4*K2*Io。因此，在这一示例中，以接地引脚GND为参考，第一参考信号REF1可以用下式表示：
REF1=Vn1(1)+Vn1(2)-Voffset
=R2/(R1+R2)*VBG+R2/(R1+R2)*K4*K2*Io-K1*Io （2）
在上式（2）中，第一比例系数K1、第二比例系数K2和第三比例系数K3=R2/(R1+R2)通常可以是确定的，根据降压型开关电压调整电路200的应用和设计要求而定。因此，式（2）中，可以通过合适地设定第四比例系数K4以采用R2/(R1+R2)*K4*K2*Io项抵消K1*Io项，从而将所述平均偏移电压Voffset（式（2）中的K1*Io项）从上述第一参考信号REF1以接地引脚GND为参考时的表达式（2）中基本抵消。这样，经补偿后的第一参考信号REF1在以接地引脚GND为参考时不再受平均偏移电压Voffset的影响，可以基本保持为其期望的值R2/(R1+R2)*VBG。
图5示出了可以用作图3所示开关型电压调整电路200中之基准补偿单元105的又一实施例的电路架构示意图。图5示意的实施例中，那些功能上与图3示意的实施例中之基准补偿单元105相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。与图2示意的实施例相似，图5示意的实施例中，基准补偿单元105进一步包括可控传输器件1054。该可控传输器件1054耦接于增益缓冲器1052的缓冲器输出端和第二节点n2（即叠加电路1053的第二叠加输入端）之间。图5中的可控传输器件1054可以与图2中的可控传输器件1054具有相同的功能和结构，因而此处不再详细描述。不同的是，图5中可控传输器件1054的传输控制端可以被电耦接以接收所述第二控制信号DR2，该第二控制信号DR2控制该传输器件1054进行与所述第二开关1032同步的导通和关断切换。这样，该可控传输器件1054仅在第二开关1032导通期间（即第二切换电流流经阻性连接元件Rpgnd期间）导通，将所述第二补偿信号CP2传输至叠加电路1053。因而，图5示意的实施例之基准补偿单元105对因阻性连接元件Rpgnd上产生的平均偏移电压Voffset对开关型电压调整电路200造成的影响进行补偿时，进一步包括了关断占空比（1-D）信息，该关断占空比（1-D）表示了第二切换电流IS2流经阻性连接元件Rpgnd的期间占整个开关切换周期的比例，因此本实施例中基准补偿单元105能够提供更精确的补偿。根据本公开的一个实施例，图5之基准补偿单元105还可以进一步包括滤波器1055。在图5中，滤波器1055示意为包括电容元件。该滤波器1055耦接于可控传输器件1054的第二传输端与内部参考地PGND之间，以对传输至第二叠加输入端的第二补偿信号CP2进行滤波、平整，从而降低由传输器件1054的开关引起的开关噪声对叠加电路1053的影响。
以上结合图3至图5对根据本公开实施例的开关型电压调整电路200和基准补偿单元105的描述基于降压型转换器拓扑结构。本领域的技术人员应该理解，这些描述仅仅是示例性的，不用于对本公开进行任何限定。在其它的实施例中，开关型电压调整电路可以包括其它电路元件并可能具有其它电路结构，例如，可以基于其它类型的拓扑结构而构建，比如除以上描述的降压型拓扑外，还可以基于升压型拓扑、降压-升压型拓扑、反激式拓扑等。相应地，基准补偿单元也可以包括其它电路元件并可能具有其它与其所属的开关型电压调整电路相适应的电路结构。
图6示出了根据本公开一个实施例的开关型电压调整电路300的电路架构示意图。图6示意的开关型电压调整电路300中，那些功能上与结合图1至图5描述的开关型电压调整电路100和200中相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。与图3示意的开关型电压调整电路200类似，开关型电压调整电路300中，开关单元103仍示意为包括第一开关1031（主开关）和第二开关1032。不同的是，图6实施例中，第一开关1031的第一端经由感性储能元件Lo耦接至输入端101，其第二端连接至内部参考地PGND，其控制端用于接收第一控制信号DR1；第二开关1032的第一端连接至第一开关1031的第一端形成开关节点SW，其第二端经由输出滤波单元107耦接至输出端102，其控制端用于接收第二控制信号DR2。在这一示例性实施例中，开关型电压调整电路300基于升压型拓扑而构建，因而开关型电压调整电路300可以称为升压型开关电压调整电路。
在图6的示例性实施例中，输出滤波单元107示意为包括容性储能元件Co（例如输出电容Co），耦接于输出端102和接地引脚GND之间。
根据图6的示例性实施例，第一控制信号DR1和第二控制信号DR2分别用于控制第一开关1031和第二开关1032，以使第一开关1031和第二开关1032进行互补地导通和关断切换（即，第一控制信号DR1控制第一开关1031导通时，第二控制信号DR2控制第二开关1032关断，第一控制信号控制第一开关1031关断时，第二控制信号DR2控制第二开关导通）。在这一实施例中，第一开关1031可以看作开关型电压调整电路300的主开关。当第一开关1031导通、第二开关1032关断时，认为开关单元103导通，形成从输入端101至接地引脚GND的第一电流路径，从而使开关单元103的第一切换电流IS1由输入端101，流经感性储能元件Lo、第一开关1031和阻性连接元件Rpgnd至接地引脚GND。当第一开关1031关断、第二开关1032导通时，认为开关单元103关断，所述第一电流路径被切断。与此同时，由于第二开关1032导通，形成从输入端101至输出端102的第二电流路径，从而使开关单元103的第二切换电流IS2由输入端101，流经第二开关1032和输出滤波单元107至输出端102。由此可见，图6的示例中，流经阻性连接元件Rpgnd的第一切换电流IS1在开关单元103导通（即主开关1031导通，第二开关1032断开）时流通，在开关单元103关断（即主开关1031关断，第二开关1032导通）时被切断。因此，在此示例中，在开关型电压调整电路300正常工作过程中，随着控制信号DR（包括DR1和DR2）控制开关单元103进行周期性地导通和关断切换，流经阻性连接元件Rpgnd的第一切换电流IS1相应地进行周期性地流通和切断切换。这就意味着，在每一个开关切换周期中，第一切换电流IS1流通（流经阻性连接元件Rpgnd）的时间比例为占空比D，第一切换电流IS1被切断（未流经阻性连接元件Rpgnd）的时间比例为关断占空比（1-D）。因此，对于图6示意的开关型电压调整电路300，所述第一比例系数K1可以表示为K1=Rpgnd*D。
根据图6示意的示例性实施例，开关型电压调整电路300的控制单元104也可以包括第一控制模块201、第二控制模块202和第三控制模块203。该第一控制模块201、第二控制模块202和第三控制模块203可以与图3中示意的相应模块具有相同的电路结构和功能，此处不再赘述。与前述针对开关型电压调整电路200的讨论类似，开关型电压调整电路300的第一控制模块201所提供的所述差值信号VCOMP事实上表征了输出电流Io的大小，并且可以推导出其与输出电流Io之间实质上具有比例关系，比例系数大致为第二比例系数K2，即，VCOMP≈K2*Io。因此，在一个示例性的实施例中，参考图6示意，将所述差值信号VCOMP作为所述基准补偿信号CP1提供至所述基准补偿单元105以节约电路组件，简化电路设计。本领域的技术人员应该理解，第二比例系数K2一般是预先确定的，取决于开关型电压调整电路300的设计和应用指标。
根据本公开的一个实施例，开关型电压调整电路300的控制单元104也可以进一步包括电流检测单元204。该电流电测单元204用于检测流经所述第一开关1031的第一切换电流IS1并提供所述检测信号VSEN。在一个示例中，该电流检测单元204可以包括检测电阻、电流检测放大器或者其它公知的电流检测电路。在图6中，该电流检测单元204被示意为包括检测电阻RS和电流检测放大器A2。检测电阻RS与所述第一开关1031串联耦接，该电流检测放大器A2具有第一检测输入端、第二检测输入端和检测输出端，该第一检测输入端和第二检测输入端分别耦接于所述检测电阻RS的第一端和第二端，电流检测放大器A2基于检测流经检测电阻RS的电流在检测输出端提供所述检测信号VSEN。由于图6实施例中，该电流检测单元204所检测的第一切换电流IS1流经所述阻性连接元件Rpgnd，因而作为一个变型实施例，其提供的所述检测信号VSEN也可以用作所述基准补偿信号CP1被耦接至所述基准补偿单元105。
对于图6示意的升压型开关电压调整电路300，由于流经所述阻性连接元件Rpgnd的开关切换电流为第一开关1031导通时的所述第一切换电流IS1，且该第一切换电流IS1的流向为从输入端101流向接地引脚GND的方向，因此所述平均偏移电压Voffset相对于接地引脚GND为正。返回参见式（1），以接地引脚GND为参考，在平均偏移电压Voffset为正时，期望将所述基准补偿信号CP1（由式（1）中的K4*K2*Io项表征）与所述第二参考信号REF2（由式（1）中的K3*VBG项表征）相减以补偿该平均偏移电压Voffset（由式（1）中的K1*Io项表征）对第一参考信号REF1的影响。因此，对于升压型开关电压调整电路，例如图6示意的开关电压调整电路300，基准补偿单元105中的叠加电路1053用于将所述第二补偿信号CP2与所述第三参考信号REF3进行“减”运算。
作为一个示例，仍参考图6示意，所述差值放大信号VCOMP被耦接至所述基准补偿单元105用作所述基准补偿信号CP1。在这一例子中，所述分压电路1051可以包括第一电阻R1和第二电阻R2，该第一电阻R1耦接于分压电路1051的分压输入端和第一节点n1之间，该第二电阻R2耦接于该第一节点n1和内部参考地PGND之间。增益缓冲器1052可以包括增益放大器A3、晶体管M和第三电阻R3。该增益放大器A3提供的增益为所述第四比例系数K4，并且具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端用于耦接基准补偿信号CP1、第二输入端耦接至第二节点n2。该晶体管M具有第一端、第二端及控制端，其第一端耦接至第一节点n1，第二端耦接至第二节点n2，控制端耦接至增益放大器A3的输出端。该第三电阻R3具有第一端和第二端分别耦接于所述第二节点n2和内部参考地PGND。所述叠加电路1053可以看作包括所述第一节点n1。所述第二补偿信号CP2耦接至所述第二节点n2。所述第一参考信号REF1由所述第一节点n1提供。
现参考图7，假设仅第二参考信号REF2施加于所述分压电路1051并且所述增益缓冲器1052不存在，则节点n1出的信号Vn1(1)可以表示为Vn1(1)=R2/(R1+R2)*VBG。该信号Vn1(1)事实上用作由分压电路1051提供的所述第三参考信号REF3，这意味着所述第三比例系数K3由第二电阻R2与第一电阻R1和第二电阻R2之和的比确定，即K3=R2/(R1+R2)。第一节点n1因而也被用作分压电路1051的分压输出端。
返回再参考图6，当增益缓冲器1052被添加上时，其从节点n1汲取第三电流I3，且该第三电流I3可以表示为I3≈CP2/R3。在这种情况下，假设第一节点n1处的电压相对于内部参考地PGND为Vn1。流经所述第一电阻R1的第一电流I1可以表示为I1=（VBG-Vn1）/R1，根据节点电流定律，流经所述第二电阻R2的第二电流I2可以由所述第一电流I1减去所述第三电流I3获得，即I2=I1-I3。所述第一节点n1处的电压Vn1事实上又由所述第二电流I2流经所述第二电阻R2产生，因而可以表示为Vn1=I2*R2。由此可以推导出以内部参考地PGND为参考时，所述第一节点n1处的电压Vn1可以表示为：Vn1=K3*VBG-R1*R2/(R1+R2)*CP2/R3。因此，在节点n1处实现了表征第三参考信号REF3的项(K3*VBG)与表征第二补偿信号CP2的项（R1*R2/(R1+R2)*CP2/R3）之间的“减”运算，因而节点n1被用作叠加电路1053。在以接地引脚GND为参考时，第一参考信号REF1可以表示为：
REF1=Vn1+Voffset
=R2/(R1+R2)*VBG-R1*R2/(R1+R2)*CP2/R3*K4*K2*Io+K1*Io （3）
由以上式（3）可见，通过合理设置所述第四比例系数K4和第三电阻R3的值，可以在式（3）中采用R1*R2/(R1+R2)*CP2/R3*K4*K2*Io项将K1*Io项抵消，从而实现以接地引脚GND为参考时采用基准补偿信号CP1（即K2*Io）将所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响补偿掉的目的。
图8示出了可以用作图6所示开关型电压调整电路300中之基准补偿单元105的又一实施例的电路架构示意图。图8示意的实施例中，那些功能上与图6示意的实施例中之基准补偿单元105相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。图8实施例的基准补偿单元105可以进一步包括可控传输器件1054。该可控传输器件1054耦接于晶体管M的第一端（用作增益缓冲器1052的缓冲器输出端）和第一节点n1（即叠加电路1053）之间。图8中的可控传输器件1054可以与图2中的可控传输器件1054具有相同的功能和结构，因而此处不再详细描述。不同的是，图8中可控传输器件1054的传输控制端可以被电耦接以接收所述第一控制信号DR1，该第一控制信号DR1控制该传输器件1054进行与所述第一开关1031同步的导通和关断切换，以将占空比D信息载入式（3）中表征第二补偿信号CP2的项中。该占空比D表示了第一切换电流IS1流经阻性连接元件Rpgnd的期间占整个开关切换周期的比例，因此本实施例中基准补偿单元105能够为第一参考信号REF1提供更精确的补偿。根据本公开的一个实施例，图8之基准补偿单元105还可以进一步包括滤波器1055。在图8中，滤波器1055示意为包括电容元件。该滤波器1055耦接于可控传输器件1054的第二传输端与内部参考地PGND之间，以对传输至第二叠加输入端的第二补偿信号CP2进行滤波、平整，从而降低由传输器件1054的开关引起的开关噪声对叠加电路1053的影响。
图9示出了本公开的开关型电压调整电路300的一变型实施例的电路架构示意图。与图6实施例相比，不同在于将所述检测信号VSEN用作所述基准补偿信号CP1提供至基准补偿单元105。由于电流检测单元204通过检测所述第一切换电流IS1提供所述检测信号VSEN，而该第一切换电流IS1仅在第一开关1031导通期间（亦即该第一切换电流IS1流经阻性连接元件Rpgnd的期间）流通，因而该检测信号VSEN本身已承载了占空比D信息。所以将该检测信号VSEN用作基准补偿信号CP1不仅可以节省电路元件、简化电路设计，还可以改善该基准补偿信号CP1补偿所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响的精确性。在这一实施例中，若所述检测信号VSEN与所述输出电流Io的关系可以表示为VSEN=K2*Io，则该第二比例系数K2实际已携载了所述占空比D信息。
在图9示意的实施例中，基准补偿单元105的电路组件、结构和工作原理与图6实施例中的基准补偿单元105基本一致，因而不再赘述。然而，本领域的技术人员应该理解，各电路组件的具体参数可能不同，例如所述第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3及第四比例系数K4的取值可能不同，以优化基准补偿单元105实现的补偿平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1之影响的补偿效果。
图10示出了可以用作图9所示开关型电压调整电路300中之基准补偿单元105的又一实施例的电路架构示意图。图10示意的实施例中，那些功能上与图9示意的实施例中之基准补偿单元105相同或类似的组件或结构沿用了相同的附图标记。图10实施例的基准补偿单元105可以进一步包括低通滤波器1056。该低通滤波器1056耦接于增益缓冲器1052的缓冲器输入端（例如增益放大器A3的第一输入端）和电流检测单元204的输出端之间，用于从所述电流检测单元204接收所述检测信号VSEN并向增益缓冲器1052的缓冲器输入端提供该检测信号VSEN的平均信号，该平均信号用作基准补偿信号CP1。
以上基于图1至图10描述的本公开各实施例的开关型电压调整电路100、200、300包括基准补偿单元105。根据本公开各实施例的基准补偿单元105用于提供第一参考信号REF1，并可以补偿所述平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1造成的影响。而该第一参考信号REF1用作开关型电压调整电路调节输出电压Vo的基准信号，因而采用基准补偿单元105也实现了改善开关型电压调整电路之负载调整率的功能。根据本公开各实施例的基准补偿单元105被构建以接收与所述输出电流Io成比例的基准补偿信号CP1，并且基于该基准补偿信号CP1对所述平均偏移电压Voffset进行抵消，以将该平均偏移电压Voffset对第一参考信号REF1的影响在以接地引脚为参考时补偿掉。该基准补偿信号CP1可以由开关型电压调整电路100、200、300中已包括的内部电路/模块（例如以上描述的各实施例中的第一控制单元201或电流检测单元204等等）提供。因此，根据本公开各实施例的开关型电压调整电路无需专门为芯片内部的开关单元提供独立于其它电路单元（例如控制单元、基准单元、基准补偿单元、电流检测单元等）的接地引脚，也无需采用昂贵的倒装芯片封装技术，更无需额外添加更多的内部电路/模块以提供所述基准补偿信号，便可以实现消除/减小上述平均偏移电压Voffset对参第一考信号REF1及开关型电压调整电路的负载调整率的影响。
根据本公开各实施例及其变形实施方式的基准补偿单元105及包括基准补偿单元105的开关型电压调整电路的有益效果不应该被认为仅仅局限于以上所述的。根据本公开各实施例的这些及其它有益效果可以通过阅读本公开的详细说明及研究各实施例的附图被更好地理解。
因此，上述本公开的说明书和实施方式仅仅以示例性的方式对本公开实施例的基准补偿单元以及包含该基准补偿单元的开关型电压调整电路进行了说明，并不用于限定本公开的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本公开所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本公开的精神和保护范围。

Claims (19)

1.一种开关型电压调整电路，包括：
输入端，用于接收供电电压；
输出端，用于提供输出电压及输出电流；
内部参考地，通过阻性连接元件耦接至接地引脚，相对于所述接地引脚具有与所述输出电流成比例的平均偏移电压，该平均偏移电压与输出电流的比例系数为第一比例系数；
开关单元，具有第一端，耦接至所述输入端，第二端，耦接至所述输出端，第三端，耦接至所述内部参考地，以及第四端，被电耦接以接收控制信号，该开关单元被配置以基于该控制信号进行导通和关断切换，从而将所述供电电压转换为所述输出电压；
控制单元，被电耦接以接收表征所述输出电压的反馈信号，并接收表征所述输出电压之期望值的第一参考信号，该控制单元至少部分地基于该反馈信号和该第一参考信号提供所述控制信号；以及
基准补偿单元，被电耦接以接收相对于所述内部参考地具有带隙基准电压的第二参考信号，并接收与所述输出电流成比例的基准补偿信号，该基准补偿信号与输出电流的比例系数为第二比例系数，该基准补偿单元基于采用所述基准补偿信号对所述第二参考信号进行补偿以产生所述第一参考信号，使所述第一参考信号以所述接地引脚为参考时，所述平均偏移电压实质上被抵消。
2.根据权利要求1所述的开关型电压调整电路，其中，所述基准补偿单元包括：
分压电路，具有分压输入端和分压输出端，分压输入端用于接收所述第二参考信号，该分压电路用于以第三比例系数对该第二参考信号进行分压，从而在分压输出端提供第三参考信号，该第三参考信号与所述第二参考信号的比例系数为第三比例系数；
增益缓冲器，具有增益缓冲器输入端和增益缓冲器输出端，增益缓冲器输入端用于接收所述基准补偿信号，该增益缓冲器用于对该基准补偿信号施加与第四比例系数相等的增益，并在增益缓冲器输出端提供第二补偿信号，使该第二补偿信号与所述基准补偿信号的比例系数为第四比例系数；
叠加电路，具有第一叠加输入端、第二叠加输入端和叠加输出端，第一叠加输入端用于接收所述第三参考信号，第二叠加输入端用于接收所述第二补偿信号，该叠加电路用于将所述第二补偿信号与所述第三参考信号叠加以在所述叠加输出端提供所述第一参考信号。
3.根据权利要求2所述的开关型电压调整电路，其中，所述开关单元的导通和关断切换使流经所述阻性连接元件的切换电流进行流通和切断切换，该切换电流的流通导致所述平均偏移电压，所述基准补偿单元进一步包括：
传输器件，耦接于所述增益缓冲器输出端与所述第二叠加输入端之间，用于在所述切换电流流通的期间将所述第二补偿信号传输至所述第二叠加输入端。
4.根据权利要求3所述的开关型电压调整电路，其中所述基准补偿单元进一步包括：
滤波器，耦接于所述第二叠加输入端与内部参考地之间，以对传输至该第二叠加输入端的第二补偿信号进行滤波平整。
5.根据权利要求2所述的开关型电压调整电路，其中，该开关型电压调整电路为降压型开关电压调整电路，其中，
所述平均偏移电压相对于接地引脚为负；
所述控制单元包括运算放大器，该运算放大器用于分别接收所述反馈信号和所述第一参考信号，并对该反馈信号和该第一参考信号进行运算处理以提供表征该反馈信号和该第一参考信号之差值的差值信号；
所述基准补偿信号包括所述差值信号；并且
所述叠加电路用于将所述第二补偿信号和所述第三参考信号进行“加”运算以提供所述第一参考信号。
6.根据权利要求5所述的开关型电压调整电路，其中，所述分压电路包括第一电阻和第二电阻；所述叠加电路包括该第一电阻、该第二电阻和第三电阻；其中，
该第一电阻耦接于所述分压输入端和第一节点之间；
该第二电阻耦接于该第一节点和第二节点之间；
该第三电阻耦接于该第二节点和内部参考地之间；
所述第二补偿信号送至该第二节点；并且
所述第一参考信号由所述第一节点提供。
7.根据权利要求2所述的开关型电压调整电路，其中该开关型电压调整电路是开关型升压电压调整电路，其中
所述平均偏移电压相对于接地引脚为正；
所述控制单元包括运算放大器，该运算放大器用于分别接收所述反馈信号和所述第一参考信号，并对该反馈信号和该第一参考信号进行运算处理以提供表征该反馈信号和该第一参考信号之差值的差值信号；
所述基准补偿信号包括所述差值信号；并且
所述叠加电路用于将所述第二补偿信号和所述第三参考信号进行“减”运算以提供所述第一参考信号。
8.根据权利要求7所述的开关型电压调整电路，其中：
所述分压电路包括第一电阻和第二电阻，该第一电阻耦接于所述分压输入端和第一节点之间，该第二电阻耦接于该第一节点和内部参考地之间；
所述增益缓冲器包括增益放大器、晶体管和第三电阻，该增益放大器提供的增益为所述第四比例系数，并且具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端用于耦接基准补偿信号、第二输入端耦接至第二节点；该晶体管具有第一端、第二端及控制端，其第一端耦接至所述第一节点，第二端耦接至所述第二节点，控制端耦接至增益放大器的输出端；该第三电阻具有第一端和第二端分别耦接于所述第二节点和内部参考地；
所述叠加电路包括所述第一节点；以及
所述第二补偿信号耦接至所述第二节点，并且所述第一参考信号由所述第一节点提供。
9.根据权利要求2所述的开关型电压调整电路，其中该开关型电压调整电路是开关型升压电压调整电路，其中
所述平均偏移电压相对于接地引脚为正；
所述控制单元包括电流检测单元，该电流检测单元用于检测流经所述阻性连接元件的切换电流，并提供与该切换电流成比例的检测信号；
所述基准补偿信号包括所述检测信号；并且
所述叠加电路用于将所述第二补偿信号和所述第三参考信号进行“减”运算以提供所述第一参考信号。
10.根据权利要求9所述的开关型电压调整电路，其中：
所述分压电路包括第一电阻和第二电阻，该第一电阻耦接于所述分压输入端和第一节点之间，该第二电阻耦接于该第一节点和内部参考地之间；
所述增益缓冲器包括增益放大器、晶体管和第三电阻，该增益放大器提供的增益为所述第四比例系数，并且具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端用于耦接基准补偿信号、第二输入端耦接至第二节点；该晶体管具有第一端、第二端及控制端，其第一端耦接至所述第一节点，第二端耦接至所述第二节点，控制端耦接至增益放大器的输出端；该第三电阻具有第一端和第二端分别耦接于所述第二节点和内部参考地；
所述叠加电路包括所述第一节点；以及
所述第二补偿信号耦接至所述第二节点，并且所述第一参考信号由所述第一节点提供。
11.根据权利要求9所述的开关型电压调整电路，其中，所述基准补偿单元进一步包括：
低通滤波器，耦接于所述增益缓冲器输入端和电流检测单元的输出端之间，用于从所述电流检测单元接收所述检测信号并向所述增益缓冲器输入端提供该检测信号的平均信号。
12.一种基准补偿单元，用于开关型电压调整电路，其中所述开关型电压调整电路具有内部参考地，该内部参考地相对于接地引脚具有与开关型电压调整电路的输出电流成比例的平均偏移电压，该平均偏移电压与输出电流的比例系数为第一比例系数；所述基准补偿单元包括：
第一输入端，被电耦接以接收相对于所述内部参考地具有带隙基准电压的第二参考信号；
第二输入端，被电耦接以接收与所述输出电流成比例的基准补偿信号，该基准补偿信号与输出电流的比例系数为第二比例系数；以及
输出端，被电耦接以提供第一参考信号；该基准补偿单元被构建以基于采用所述基准补偿信号对所述第二参考信号进行补偿使所述第一参考信号以所述接地引脚为参考时，所述平均偏移电压实质上被抵消。
13.根据权利要求12的基准补偿单元，进一步包括：
分压电路，具有分压输入端和分压输出端，分压输入端用于接收所述第二参考信号，该分压电路用于以第三比例系数对该第二参考信号进行分压，从而在分压输出端提供第三参考信号，该第三参考信号与所述第二参考信号的比例系数为第三比例系数；
增益缓冲器，具有增益缓冲器输入端和增益缓冲器输出端，增益缓冲器输入端用于接收所述基准补偿信号，该增益缓冲器用于对该基准补偿信号施加与第四比例系数相等的增益，并在增益缓冲器输出端提供第二补偿信号，使该第二补偿信号与所述基准补偿信号的比例系数为第四比例系数；
叠加电路，具有第一叠加输入端、第二叠加输入端和叠加输出端，第一叠加输入端用于接收所述第三参考信号，第二叠加输入端用于接收所述第二补偿信号，该叠加电路用于将所述第二补偿信号与所述第三参考信号叠加以在所述叠加输出端提供所述第一参考信号。
14.根据权利要求13的基准补偿单元，其中，所述内部参考地通过阻性连接元件耦接至接地引脚，开关型电压调整电路的开关切换电流流经该阻性连接元件产生所述平均偏移电压；所述基准补偿单元进一步包括：
传输器件，耦接于所述增益缓冲器输出端与所述第二叠加输入端之间，用于在所述切换电流流经所述阻性连接元件的期间将所述第二补偿信号传输至所述第二叠加输入端。
15.根据权利要求13的基准补偿单元，其中，所述基准补偿单元进一步包括：
滤波器，耦接于所述第二叠加输入端与内部参考地之间，以对传输至该第二叠加输入端的第二补偿信号进行滤波平整。
16.根据权利要求13的基准补偿单元，其中，所述第一比例系数为负，所述叠加电路用于将所述第二补偿信号和所述第三参考信号进行“加”运算以提供所述第一参考信号。
17.根据权利要求13所述的基准补偿单元，其中，所述第一比例系数为正，所述叠加电路用于将所述第二补偿信号和所述第三参考信号进行“减”运算以提供所述第一参考信号。
18.根据权利要求13所述的基准补偿单元，其中，所述第一比例系数为负，所述分压电路包括第一电阻和第二电阻；所述叠加电路包括该第一电阻、该第二电阻和第三电阻；其中，
该第一电阻耦接于所述分压输入端和第一节点之间；
该第二电阻耦接于该第一节点和第二节点之间；
该第三电阻耦接于该第二节点和内部参考地之间；
所述第二补偿信号送至该第二节点；并且
所述第一参考信号由所述第一节点提供。
19.根据权利要求13所述的基准补偿单元，其中所述第一比例系数为正，
所述分压电路包括第一电阻和第二电阻，该第一电阻耦接于所述分压输入端和第一节点之间，该第二电阻耦接于该第一节点和内部参考地之间；
所述增益缓冲器包括增益放大器、晶体管和第三电阻，该增益放大器提供的增益为所述第四比例系数，并且具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端用于耦接基准补偿信号、第二输入端耦接至第二节点；该晶体管具有第一端、第二端及控制端，其第一端耦接至所述第一节点，第二端耦接至所述第二节点，控制端耦接至增益放大器的输出端；该第三电阻具有第一端和第二端分别耦接于所述第二节点和内部参考地；
所述叠加电路包括所述第一节点；以及
所述第二补偿信号耦接至所述第二节点，并且所述第一参考信号由所述第一节点提供。
CN201410089892.7A 2013-03-15 2014-03-12 基准补偿单元及开关型电压调整电路 Active CN103956884B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/837,163 2013-03-15
US13/837,163 US8928305B2 (en) 2013-03-15 2013-03-15 Reference compensation module and switching regulator circuit comprising the same

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103956884A CN103956884A (zh) 2014-07-30
CN103956884B true CN103956884B (zh) 2017-01-04

Family

ID=51334128

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410089892.7A Active CN103956884B (zh) 2013-03-15 2014-03-12 基准补偿单元及开关型电压调整电路
CN201420111379.9U Expired - Lifetime CN203967952U (zh) 2013-03-15 2014-03-12 基准补偿单元及开关型电压调整电路

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201420111379.9U Expired - Lifetime CN203967952U (zh) 2013-03-15 2014-03-12 基准补偿单元及开关型电压调整电路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8928305B2 (zh)
CN (2) CN103956884B (zh)
TW (1) TWI554860B (zh)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8928305B2 (en) * 2013-03-15 2015-01-06 Monolithic Power Systems, Inc. Reference compensation module and switching regulator circuit comprising the same
CN103151926B (zh) 2013-04-08 2015-12-09 成都芯源系统有限公司 负载调整补偿电路及开关型电压转换电路
CN104362853A (zh) * 2014-10-27 2015-02-18 西安电子科技大学 抑制开关电容dc-dc变换器混沌的基准电压调整电路
CN104378887B (zh) 2014-11-21 2016-11-30 成都芯源系统有限公司 Led驱动电路及其控制方法
CN104377945B (zh) 2014-11-21 2016-12-28 成都芯源系统有限公司 一种基准信号产生电路及其方法
US9496852B2 (en) * 2014-12-04 2016-11-15 Intel Corporation Digital current sensing in power controller
US9729057B1 (en) 2015-02-11 2017-08-08 Marvell International Ltd. Fast transient response for switching regulators
US10514715B2 (en) * 2015-02-24 2019-12-24 Infineon Technologies Ag Partitioning of a chip supporting a SW-control architecture for inductive loads
CN106843348B (zh) * 2015-09-22 2020-03-10 三星电子株式会社 电压调节器和包括该电压调节器的移动设备
CN107168831A (zh) * 2016-03-07 2017-09-15 中国长城科技集团股份有限公司 内存的参考电压自适应装置、方法、系统以及计算机
JP6711730B2 (ja) * 2016-09-27 2020-06-17 ホシデン株式会社 電源装置
US10496116B2 (en) * 2017-05-03 2019-12-03 Shenzhen Winsemi Microelectronics Co., Ltd. Small capacitance compensation network circuit
JP6812935B2 (ja) * 2017-09-20 2021-01-13 株式会社オートネットワーク技術研究所 車載用判定回路及び車載用電源装置
CN109673098B (zh) * 2018-12-31 2021-04-09 聚光科技(杭州)股份有限公司 一种射频电源调整电路模块及其控制方法
CN110531296B (zh) * 2019-08-09 2022-05-10 格威半导体(厦门)有限公司 电池管理系统的增益校准方法
US10763881B1 (en) * 2019-08-27 2020-09-01 Analog Devices International Unlimited Company Methods of filtering reference voltage noise
JP2022141252A (ja) * 2021-03-15 2022-09-29 横河電機株式会社 昇圧回路
KR20220163685A (ko) * 2021-06-03 2022-12-12 에스케이하이닉스 주식회사 반도체 장치 내 전원을 안정시키기 위한 장치 및 방법

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6459246B1 (en) * 2001-06-13 2002-10-01 Marvell International, Ltd. Voltage regulator
TW200944988A (en) * 2007-12-21 2009-11-01 Analog Devices Inc A bandgap voltage reference circuit
CN203967952U (zh) * 2013-03-15 2014-11-26 成都芯源系统有限公司 基准补偿单元及开关型电压调整电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10259055B4 (de) * 2002-12-17 2006-11-16 Infineon Technologies Ag Spannungsgeneratoranordnung
JP4603378B2 (ja) * 2005-02-08 2010-12-22 株式会社豊田中央研究所 基準電圧回路
CN102158080A (zh) * 2010-03-02 2011-08-17 成都芯源系统有限公司 一种电压变换器及其控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6459246B1 (en) * 2001-06-13 2002-10-01 Marvell International, Ltd. Voltage regulator
TW200944988A (en) * 2007-12-21 2009-11-01 Analog Devices Inc A bandgap voltage reference circuit
CN203967952U (zh) * 2013-03-15 2014-11-26 成都芯源系统有限公司 基准补偿单元及开关型电压调整电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN203967952U (zh) 2014-11-26
US8928305B2 (en) 2015-01-06
TWI554860B (zh) 2016-10-21
US20140266092A1 (en) 2014-09-18
CN103956884A (zh) 2014-07-30
TW201437783A (zh) 2014-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103956884B (zh) 基准补偿单元及开关型电压调整电路
CN103151926B (zh) 负载调整补偿电路及开关型电压转换电路
CN103023326B (zh) 恒定时间控制方法、控制电路及应用其的开关型调节器
CN103348575B (zh) 具有用于模拟经过存储扼流圈的电流的电路的直流电压转换器
CN103197122B (zh) 一种电流检测电路以及应用其的开关型调节器
CN102360234B (zh) 一种电流控制电路和电流控制方法
CN104297553B (zh) 输出电压检测电路、控制电路和开关型变换器
CN102299627B (zh) 具有改进电流感应的dc-dc变换器及相关方法
CN107659151A (zh) 无需外部采样电阻的Buck负载电流检测电路及方法
CN206962700U (zh) 无需外部采样电阻的Buck转换器负载电流检测电路
CN108983007A (zh) 短路保护的检测电路和检测方法
CN209105014U (zh) 电感型开关电源转换器及其负载电流检测电路
CN107852155A (zh) 半导体元件的过电流保护装置
CN106535391B (zh) 尖峰电流吸收电路及其控制方法和发光二极管驱动装置
CN108141133A (zh) 双向电流感测电路
CN106160472A (zh) 用于电压转换器的线损补偿方法及装置
CN103546021A (zh) 电流反馈方法及电流反馈电路及驱动电路及开关电源
CN103759773A (zh) 励磁电压调整方法、控制电路及电磁流量计励磁电路
CN103777047B (zh) 阻抗源量程调节设备和方法
CN108226654B (zh) 一种全自动介质损耗测量系统
CN104716836A (zh) 开关电源变换器的控制电路及控制方法
CN103472283B (zh) 电压检测方法及电路以及带该电压检测电路的开关电源
US8736244B1 (en) Capacitive current-mode control of a DC/DC converter
CN106714367B (zh) 恒流电路及其恒流控制器
CN108011521A (zh) 谐振模式电力转换器电路及其开关控制方法和控制器设备

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant