JP4052442B2 - モータの制御装置、モータ、電気機器及びモータの制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの制御装置に関し、特に、キャリア高調波が低減され、モータの効率が向上するブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、小型空気調和装置（エアコン）の圧縮機駆動用モータには、ほとんどの場合、インバータ制御によるブラシレスＤＣモータが使用されるようになってきた。このブラシレスＤＣモータの本体部分は、同期電動機の構造となっており、磁極位置の検出により印加する電圧および周波数をインバータによって制御して閉ループ運転を行い、所定のトルクを発生し、所定の回転速度で回転する。
【０００３】
電圧形インバータを用いてブラシレスＤＣモータを駆動するシステムは、主に、空気調和機、電気掃除機、電気洗濯機等のように、省電力化（高効率化）が要求され、かつ大量に生産される機器に搭載される。このため、インバータ部の波形制御として、制御の容易さの観点から、１２０°通電波形を採用し、かつ構成が簡単で安価なシステムが採用されている。
【０００４】
図１３は、従来の圧縮機駆動用ブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。図１３では、インバータ部４による各相の電圧は１２０°の通電角に固定されていた。
【０００５】
図１４は、図１３の圧縮機駆動用ブラシレスＤＣモータの制御装置の構成を示すブロック図である。インバータ部４には、Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部が含まれている。位置検出部１０ａは、ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧に基づいてモータ５の回転角度を検出する。
【０００６】
図１５及び図１６は、図１３及び図１４の位置検出器１０ａの構成を示している。位置検出器１０ａは、モータ５のＹ（スター）接続電機子巻線５１Ｕ、５１Ｖ及び５１Ｗへの入力信号を取り込むことによって非通電期間に発生する各相の誘起電圧を互いに比較して得られる電気回転速度の１倍の周波数の信号から磁極位置を検出する。即ち、入力された各相Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧は、それぞれＵ、Ｖ、Ｗ相電圧分圧部７０Ａによって分圧された後、ローパスフィルタ部７０に入力される。ローパスフィルタ部７０から出力された各相に対応する電圧は、オペアンプ７１、７２、７３によって比較され、それぞれの出力がインバータ制御回路９のマイコン９０に供給される。この位置検出器１０ａは、インバータ部４が１２０°通電で非通電期間が６０°の場合に用いられる。
【０００７】
図１４に示すように、位置検出器１０ａによって検出された回転角度Ｓ１は、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部と、回転数検出部１０ｂに送られる。回転数検出部１０ｂは、回転角度Ｓ１に基づいてモータ５の回転数を検出する。
【０００８】
減算部１３は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部１０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差１３ｉを算出する。ＰＩ補償部（ＰＩ制御部）１４は、この回転数偏差１３ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差１３ｉの平均値に対応する電圧を、パルス幅電圧指令１４ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。
【０００９】
インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、ＰＷＭ信号生成手段を内蔵し、位置検出部１０ａによって検出される回転角度Ｓ１と上記パルス幅電圧指令１４ｉとに基づいて、該パルス幅電圧指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られる。
【００１０】
上記のように、従来、モータ５の回転数制御は、図１７に示すように、通電幅が１２０°に固定され、上記パルス幅電圧指令に基づくパルス幅の制御で実施されていた。
【００１１】
図１８（ａ）は、暖房定格付近でのインバータ部４から出力される電圧の波形を示しており、通電角が１２０°であり、その暖房定格付近の回転数に対応して制御されたパルス幅を有している。図１８（ｂ）は、従来の通電幅１２０°一定でパルス幅を制御する方法での、暖房定格付近での電圧スペクトルを示している。上記従来の方法では、暖房定格（図１８（ｂ）参照）及び冷房定格付近でインバータ部４から出力される電圧に対応する信号には、キャリア高調波が多く含まれている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
モータの損失は、銅損失と鉄損失からなるがいずれも、キャリア高調波が多く含まれていると、その分キャリア高調波で発生する損失が大きくなり、モータの効率が悪化する。
【００１３】
また、図１５及び図１６に示す位置検出器１０ａは、通電幅が１２０°以上の場合には、磁極位置の検出を精度良く行うことができないという問題がある。
【００１４】
なお、再公表特許ＷＯ９５／２７３２８号公報には、ブラシレスＤＣモータを電圧形インバータで駆動するに当たって、電圧形インバータの通電幅を１２０°よりも大きく１８０°以下の所定幅に設定することにより、簡単かつ安価な制御でブラシレスＤＣモータの高効率化および運転範囲の拡大を達成する技術が示されている。
【００１５】
また、特開平８−１９６０９６号公報には、インバータ通電角を１２０°以上１８０°未満に設定する通電角制御手段を備えたブラシレスＤＣモータ駆動用インバータ装置が記載されている。
【００１６】
また、特公平５−７２１９７号公報には、次のブラシレスモータの制御装置が開示されている。即ち、３相Ｙ結線に接続された電機子コイルと、この電機子コイルに対して並列状態でＹ結線に接続される抵抗回路と、前記電機子コイルの中性点と前記抵抗回路の中性点との間の電位差変動に対応して前記電機子コイルに対する励磁電流を切換え制御する励磁切換え信号を発生する信号発生手段と、この信号発生手段の励磁切換え信号に対応して、前記電機子コイルに対する励磁電流を切換え制御するインバータ回路と、このインバータ回路により前記電機子コイルに対する励磁電流を切換えて回転するとともに、複数極の永久磁石からなる回転子と、起動時に２相の前記電機子コイルに励磁電流を流し、残りの１相の前記電機子コイルに前記回転子の振動により発生する誘起電圧の極性を検出する第１の検出手段と、この第１の検出手段による誘起電圧の特定の極性と、前記信号発生手段の励磁切換え信号とから、前記回転子の起動位置を検出し、前記インバータ回路にモータ起動信号を入力する第２の検出手段と、を有するブラシレスモータの制御装置が記載されている。
【００１７】
本発明の目的は、モータの損失が低減し、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
本発明の他の目的は、キャリア高調波が低減され、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、通電幅を任意の角度に制御可能であり、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、磁極位置の検出を精度良く行いつつ、通電幅を任意の角度に制御可能であり、キャリア高調波が低減され、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
以下に、［発明の実施の形態］で使用する番号・符号を用いて、［課題を解決するための手段］を説明する。これらの番号・符号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明の実施の形態］の記載との対応関係を明らかにするために付加されたものであるが、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【００１９】
モータの制御装置は、モータ（５）の回転数制御を行うモータの制御装置であって、前記モータ（５）の回転数偏差（２３ｉ）に基づいて、前記モータ（５）を駆動する駆動信号のパルス幅（Ｂ）を制御する第１制御部（２５）と、前記モータ（５）の回転数偏差（２４ｉ）に基づいて、前記駆動信号の通電幅（Ａ）を制御する第２制御部（２６）と、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御、及び前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御のいずれか一方に切換える切換え部（３１）とを備えている。
【００２０】
本発明のモータの制御装置において、前記切換え部（３１）は、前記第１制御部（２５）により制御された前記パルス幅（Ｂ）が第１設定値になったときに、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御から前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御に切換え、前記第２制御部（２６）により制御された前記通電幅（Ａ）が第２設定値になり前記第１制御部（２５）により制御された前記パルス幅（Ｂ）が前記第１設定値でなくなったときに、前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御から、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御に切換える。
【００２１】
本発明のモータの制御装置において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の３次高調波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する位置検出手段（２０ａ）を備えている。
【００２２】
本発明のモータの制御装置において、前記モータ（５）は、Ｙ（スター）接続の電機子巻線を有するブラシレスＤＣモータであり、前記位置検出手段（２０ａ）は、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）のうちの所定の相の前記電機子巻線（５１Ｕ）間に接続された抵抗（５３）によって分圧された分圧点と、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）の入力端子に並列に結線されたＹ（スター）接続の抵抗のうちの前記所定の相の前記抵抗の中間タップによる分圧点との間の電位差変動を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する。
【００２３】
本発明のモータの制御装置において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の基本波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する基本波位置検出手段（１１０）を備え、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御及び前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御のうちの切換えられた一方に応じて、前記位置検出手段（２０ａ）及び前記基本波位置検出手段（１１０）のいずれか一方が使用される。
【００２４】
本発明のモータは、上記本発明のモータの制御装置によって回転数制御が行われるモータ（５）である。
【００２５】
本発明の電気機器は、上記本発明のモータ（５）を駆動源として採用することを特徴とする電気機器である。
【００２６】
本発明のモータの制御方法は、モータ（５）の回転数制御を行うモータの制御方法であって、前記モータ（５）の回転数偏差（２３ｉ）に基づいて、前記モータ（５）を駆動する駆動信号のパルス幅（Ｂ）を制御する第１制御ステップと、前記モータの回転数偏差（２３ｉ）に基づいて、前記駆動信号の通電幅（Ａ）を制御する第２制御ステップと、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御、及び前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御のいずれか一方に切換える切換えステップとを備えている。
【００２７】
本発明のモータの制御方法において、前記切換えステップは、前記第１制御ステップにより制御された前記パルス幅（Ｂ）が第１設定値になったときに、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御から前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御に切換え、前記第２制御ステップにより制御された前記通電幅（Ａ）が第２設定値になり前記第１制御ステップにより制御された前記パルス幅（Ｂ）が前記第１設定値でなくなったときに、前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御から、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御に切換える。
【００２８】
本発明のモータの制御方法において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の３次高調波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する位置検出ステップを備えている。
【００２９】
本発明のモータの制御方法において、前記モータ（５）は、Ｙ（スター）接続の電機子巻線を有するブラシレスＤＣモータであり、前記位置検出ステップは、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）のうちの所定の相の前記電機子巻線（５１Ｕ）間に接続された抵抗（５３）によって分圧された分圧点と、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）の入力端子に並列に結線されたＹ（スター）接続の抵抗のうちの前記所定の相の前記抵抗の中間タップによる分圧点との間の電位差変動を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する。
【００３０】
本発明のモータの制御方法において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の基本波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する基本波位置検出ステップを備え、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御及び前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御のうちの切換えられた一方に応じて、前記位置検出ステップ及び前記基本波位置検出ステップのいずれか一方の結果が使用される。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明のモータの制御装置の一の実施形態について説明する。本実施形態のモータの制御装置が適用されるモータは、特に制限されないが、特にその適用が好適な例として、小型空気調和装置（エアコン）の圧縮機駆動用モータとして用いられる、インバータ制御によるブラシレスＤＣモータが挙げられる。
【００３２】
図１０は、本実施形態によるブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。この図において、符号１は、交流電源であり、コンバータ部２で直流電力に変換した後、平滑コンデンサ３によって平滑化される。平滑化された直流電力は、インバータ制御回路９の制御によりインバータ部４において交流電力に逆変換されモータ５を駆動する。
【００３３】
コンバータ部２によって直流電力が供給される端子間に３対のスイッチングトランジスタ４１Ｕ、４２Ｕ、４１Ｖ、４２Ｖ、４１Ｗ、４２Ｗをそれぞれ直列接続してインバータ部４を構成し、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧をブラシレスＤＣモータ５の、Ｙ接続された各相の固定子巻線５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗにそれぞれ印加している。そして、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧をＹ接続された抵抗６１Ｕ、６１Ｖ、６１Ｗにもそれぞれ印加している。なお、スイッチングトランジスタ４１Ｕ、４２Ｕ、４１Ｖ、４２Ｖ、４１Ｗ、４２Ｗのコレクタ−エミッタ端子間にそれぞれ保護用のダイオード４１Ｕｄ、４２Ｕｄ、４１Ｖｄ、４２Ｖｄ、４１Ｗｄ、４２Ｗｄが接続されている。
【００３４】
本実施形態では、図３に示すように、ＤＣブラシレスモータ５の回転数制御がある回転数までは通電幅を１２０°にしたパルス幅の制御で実施し、それ以上の回転数になると、通電幅を広角にした通電幅制御で実施する。
【００３５】
図４（ａ）は、本実施形態において、モータ５の回転数が暖房定格付近でのインバータ部４からモータ５に出力される信号の電圧波形を示し、図４（ｂ）は、その信号の電圧スペクトルを示している。
【００３６】
図３に示すように、暖房定格付近のモータ５の回転数では、１２０°通電幅のパルス幅制御から、通電幅制御に切り換えられることから、図４（ａ）では、通電幅が１２０°でパルス幅が最大値であることが示されている（詳細は後述する）。
図４（ｂ）に示すように、暖房定格付近でのインバータ部４から出力される電圧に対応する信号には、図１８（ｂ）と比べて、キャリア高調波が少なくなっている。
【００３７】
図２は、インバータ部４から出力される電圧波形を示したものであり、通電幅、パルス幅、回転角度はそれぞれ、その電圧波形において符号Ａ、Ｂ、Ｃで示される。
【００３８】
本実施形態のように、電圧形インバータを用いてブラシレスＤＣモータ５を駆動するシステムにおいては、通電幅Ａが１２０°であるとは、１周期に正負それぞれの電気角が１８０°あるうちの電気角１２０°分だけインバータの各相スイッチを導通させるという意味である。
【００３９】
図３において、１２０度通電のパルス幅制御とは、通電幅Ａが１２０°のまま、パルス幅Ｂを制御することである。また、図３において、通電幅制御とは、パルス幅Ｂを最大値にしたまま（等幅ＰＷＭ）、通電幅Ａを制御することである。
【００４０】
図１は、図１０に示した本実施形態の圧縮機駆動用ブラシレスＤＣモータの制御装置の構成を示すブロック図である。図１４と同様の構成要素については、同じ符号を付し、その詳細な説明を省略する。なお、図１のインバータ部４には、図１４と同様に、Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部が含まれており、そのＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、ＰＷＭ信号生成手段を内蔵している。
【００４１】
図１に示すように、位置検出器２０ａによって検出された回転角度Ｓ１は、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部と、回転数検出部２０ｂに送られる。回転数検出部２０ｂは、回転角度Ｓ１に基づいてモータ５の回転数を検出する。なお、位置検出器２０ａについては、後述する。
【００４２】
通電幅切換え部３１は、図３を参照して上述したように、通電幅を１２０°か、広角通電のいずれかに切り換える。
【００４３】
減算部２３は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部２０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差２３ｉを算出する。第１のＰＩ補償部（第１のＰＩ制御部）２５は、この回転数偏差２３ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２３ｉの平均値に対応する電圧を、パルス幅電圧指令２５ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部及び通電幅切換え部３１に出力する。
【００４４】
通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているとき、第１のＰＩ補償部２５から出力されるパルス幅電圧指令２５ｉは、通電幅切換え部３１に予め設定された最大値のパルス幅を示す信号となっている。
【００４５】
減算部２４は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部２０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差２４ｉを算出する。なお、減算部２３と減算部２４の機能は同じであり、回転数偏差２３ｉと回転数偏差２４ｉは、同じである。
【００４６】
第２のＰＩ補償部（第２のＰＩ制御部）２６は、この回転数偏差２４ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２４ｉの平均値に対応する電圧２６ｉを、通電幅切換え部３１に出力する。通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているとき、通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６から出力された電圧２６ｉを通電幅指令３１ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。
【００４７】
通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているとき、第２のＰＩ補償部２６から出力される通電幅電圧指令２６ｉは、通電幅が１２０°以上を示す信号となっている。
【００４８】
ここで、通電幅切換え部３１が通電幅１２０°のモードに切り換えられているときには、従来と同様にパルス幅の制御によって、モータ５の回転数制御が行われる。即ち、通電幅切換え部３１から出力される通電幅指令３１ｉは、１２０°を示す信号となる。
【００４９】
このように、通電幅切換え部３１が通電幅１２０°のモードに設定されているときには、インバータ部４は、１２０°を示す通電幅指令３１ｉを入力すると共に、位置検出部２０ａによって検出される回転角度Ｓ１と上記パルス幅電圧指令２５ｉとに基づいて、該パルス幅電圧指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られることにより、インバータ部４から出力される信号のパルス幅制御が実行され、それによりモータ５の回転数制御が行われる。
【００５０】
一方、通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているときには、モータ５の回転数制御は、パルス幅の制御によってではなく、通電幅を１２０°以上に制御することによって実施される。即ち、減算部２４は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部２０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差２４ｉを算出する。
【００５１】
第２のＰＩ補償部２６は、この回転数偏差２４ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２４ｉの平均値に対応する電圧２６ｉを、通電幅切換え部３１に出力する。
【００５２】
広角通電のモードに切り換えられている通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６から出力された電圧２６ｉを通電幅指令３１ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、その入力した通電幅指令３１ｉと、位置検出部２０ａによって検出される回転角度Ｓ１に基づいて、該通電幅指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られることにより、インバータ部４から出力される信号の通電幅の制御が実行され、それによりモータ５の回転数制御が行われる。
【００５３】
この通電幅制御が行われているときに、インバータ部４から出力される電圧波形は、図５に示すように、通電幅１２０°に対してモータ回転角度方向の前後に均等に広げられることもできるし、図６に示すように、モータ回転角度方向の前方向にのみ広げられることもできる。
【００５４】
次に、図９及び図１を参照して、１２０度（パルス幅制御）と広角通電（通電幅制御）の切換え動作について説明する。
【００５５】
（ａ）１２０度から広角通電の切換え
通電幅切換え部３１は、通電幅が１２０°のモードのとき、図１のＯＦＦにセットされており、通電幅指令３１ｉとして、１２０度を示す信号が出力される。
通電幅切換え部３１は、第１のＰＩ補償部２５から出力されるパルス幅指令２５ｉを入力し、そのパルス幅指令２５ｉで指示されるパルス幅が、通電幅切換え部３１に予め設定された最大値になったとき、ＯＦＦからＯＮに切換える。
第２のＰＩ補償部２６は、回転数偏差２４ｉを入力し、その回転数偏差２４ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２４ｉの平均値に対応する電圧２６ｉを、通電幅切換え部３１に出力する。ＯＮ（広角通電モード）に切り換えられている通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６から出力された電圧２６ｉを、通電幅指令３１ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、ＰＷＭ信号生成手段を内蔵し、位置検出部２０ａによって検出される回転角度Ｓ１と上記通電幅指令３１ｉとに基づいて、該通電幅電圧指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られる。なお、この広角通電のモードでは、パルス幅指令２５ｉで指示されるパルス幅が、通電幅切換え部３１に予め設定された最大値である等幅ＰＷＭ波形となる。
【００５６】
（ｂ）広角通電から１２０度通電の切換え
通電幅切換え部３１は、通電幅が広角通電のモードのとき、図１のＯＮの状態であり、通電幅指令３１ｉとして、第２のＰＩ補償部２６からの出力値２６ｉをインバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。
通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６からの出力値２６ｉが通電幅１２０度に対応しているとき、第１のＰＩ補償部２５から出力されるパルス幅指令２５ｉを参照し、そのパルス幅指令２５ｉが上記の予め設定された最大値でないときに、ＯＮ（広角通電モード）をＯＦＦ（１２０°モード）に切り換える。
【００５７】
上記のように、本実施形態では、通電幅が１２０°のときには、パルス幅制御を採用し従来と同様の制御となっているが、通電幅１２０°でモータ５の回転数制御が限界となる回転数から、パルス幅制御ではなく、通電幅を広げる通電幅制御で回転数制御を実施する部分が新規である。
【００５８】
次に、図１及び図１０の磁極位置検出部２０ａについて説明する。
【００５９】
磁極位置検出部２０ａの構成を図７及び図１１に示す。図１１は、図１０との対応がとられた具体的な回路例であり、図７は、その回路の原理を示している。
【００６０】
図１３、図１５及び図１６に示した磁極位置検出部１０ａがモータ誘起電圧の基本波の検出を行うのに対し、図７及び図１１の磁極位置検出部２０ａは、モータ誘起電圧の３次高調波（電気回転速度の３倍の周波数成分をもつ）の検出を行う。
【００６１】
図１０及び図１１に示すように、Ｕ相が基準電位にされ、そのＵ相基準電位とモータ中性点５０との間の電圧Ｖａが、Ｕ相の電機子巻線５１Ｕと並列に接続された抵抗５３ａ（又は抵抗５３ａの所定の分圧比の中間タップ）によって分圧された電圧５３と、そのＵ相基準電位と抵抗中性点６０間を、抵抗中性点回路の抵抗６１Ｕ（又は抵抗５３ａの所定の分圧比の中間タップ）によって分圧された電圧６１とがオペアンプ（増幅器）８０に入力される。
【００６２】
上記電圧５３がオペアンプ８０の非反転入力端子に供給され、上記電圧６１がその反転入力端子に供給される。増幅器の出力端子と反転入力端子との間に抵抗８０ｂを接続することにより、差動増幅器として動作する。
【００６３】
増幅器８０から出力される出力信号は、ローパスフィルタ８１に供給される。ローパスフィルタ８１からの出力信号は、反転入力端子にモータ中性点５０の電圧が供給されたオペアンプ８２の非反転入力端子に供給される。オペアンプ８２は、ゼロクロスコンパレータとして機能し、その出力端子から磁極位置検出信号が出力される。その磁極位置検出信号は、ブラシレスＤＣモータ５のロータ５２の磁極位置を示している。
【００６４】
図７に示すように、磁極位置検出部２０ａでは、まず、Ｕ相擬似電圧検出部９１Ａにおいて、モータ中性点５０とＵ相基準電位との間の電圧Ｖａが検出される。その電圧Ｖａは、分圧部９２によって分圧されて上記電圧５３が生成される。一方、Ｕ相電圧分圧部９３では、Ｕ相基準電位と抵抗中性点６０間の電圧が分圧されてなる上記電位６１が生成される。上記電位５３と上記電位６１は、差動増幅部（オペアンプ）８０に入力され、その差動増幅部８０からの出力信号がフィルタ部（ローパスフィルタ）８１に入力される。そのフィルタ部８１からの出力信号がゼロクロス検出部（オペアンプ）８２に入力され、そのゼロクロス検出部８２からの出力信号に基づいて、モータ５の回転角度を示す回転角度信号Ｓ１が生成される。
【００６５】
図７及び図１１に示した磁極位置検出部２０ａによれば、通電幅切換え部３１により、通電幅を１２０°から１８０°まで変化させても磁極位置の検出を精度良く行うことができ、モータ５から有効に出力を取り出すことができる。
【００６６】
また、図７及び図１１に示すように、３次高調波検出の磁極位置検出部２０ａは、モータ中性点と抵抗中性点間の差の電圧を直接検出しておらず、また、基準電位にモータ中性点でなく、Ｕ相の電圧が使用される。
【００６７】
図８は、図７の磁極位置検出部２０ａの構成に代わる変形例としての磁極位置検出部３０ａを示している。図１２は、図８の磁極位置検出部３０ａを採用した場合のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。磁極位置検出部３０ａは、モータ誘起電圧の基本波の検出を行う回路１１０と、モータ誘起電圧の３次高調波の検出を行う回路１００の２つを有している。
【００６８】
図８の構成は、モータ誘起電圧の３次高調波が小さい場合に用いられる。図７の構成は、モータ誘起電圧の３次高調波を検出して磁極位置を検出するものであったが、通電幅が１２０度のときには、３次高調波が小さいことが考えられるため、図８に示すように、図７の構成（符号１００で示す）に代えて、図１６の構成（符号１１０で示す、従来の磁極位置検出部１０ａと同様の構成）により位置検出を行う。
【００６９】
回転角度切換え部４１は、パルス幅指令２５ｉ（図１参照）に基づいて、通電幅が１２０度のモードであるか、広角通電のモードであるかを判断して、符号１００に示す図７、又は符号１１０に示す図１６の構成のいずれを使用するかを決める。上記のように、パルス幅指令２５ｉに示されるパルス幅が通電幅切換え部３１に予め設定されている最大値であれば広角通電モードであり、最大値以外であれば、１２０°通電モードであると、回転角度切換え部４１は、判断する。
【００７０】
図８に示す磁極位置検出部３０ａのうち、符号１１０で示す部分について図１５及び図１６を参照して説明する。符号１１０で示す部分では、モータ５のＹ（スター）接続電機子巻線５１Ｕ、５１Ｖ及び５１Ｗへの入力信号を取り込むことによって非通電期間に発生する各相の誘起電圧を互いに比較して得られる電気回転速度の１倍の周波数の信号から磁極位置を検出する。即ち、入力された各相Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧は、それぞれＵ、Ｖ、Ｗ相電圧分圧部７０Ａによって分圧された後、ローパスフィルタ部７０に入力される。ローパスフィルタ部７０から出力された各相に対応する電圧は、オペアンプ７１、７２、７３によって比較され、それぞれの出力がインバータ制御回路９のマイコン９０に供給される。この位置検出器１０ａは、インバータ部４が１２０°通電で非通電期間が６０°の場合に用いられる。図８に示す磁極位置検出部３０ａのうち、符号１００で示す部分は、図７を参照して説明した通りの構成である。
【００７１】
図８に示した磁極位置検出部３０ａによれば、通電幅が１２０度のときには、３次高調波が小さく磁極位置の検出を行い難い場合に備えて、通電幅が１２０度のときには、符号１１０で示す図１６の構成（従来の磁極位置検出部１０ａと同様の構成）により位置検出を精度良く行う。これにより、通電幅切換え部３１により、通電幅を１２０°から１８０°まで変化させても磁極位置の検出を精度良く行うことができ、モータ５から有効に出力を取り出すことができる。
【００７２】
暖房定格及び冷房定格付近の従来のインバータ出力電圧波形は、図１８（ｂ）に示すようにキャリア高調波を多く含んでいるが、本実施形態によれば、図４（ｂ）に示すように、インバータ出力電圧波形に含まれるキャリア高調波が低減される。従って、モータの損失は、銅損失と鉄損失からなるが、いずれもキャリア高調波で発生する損失については、本実施形態でキャリア高調波が低減される分、損失が低減し、モータの効率が向上する。
【００７３】
【発明の効果】
本発明によれば、モータの効率を向上させることができる。本発明のモータの制御装置の適用先に特に制限はないが、空気調和機のコンプレッサ駆動用モータの制御装置として特に好ましく適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、インバータから出力される波形を示す図である。
【図３】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、モータの回転数とインバータから出力される信号の通電幅の関係を示す図である。
【図４】 図４（ａ）は、本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、モータの回転数が暖房定格付近においてインバータから出力される信号の波形を示し、図４（ｂ）は、その信号の電圧スペクトルを示す図である。
【図５】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、通電幅が制御されたインバータから出力される波形の一例を示す図である。
【図６】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、通電幅が制御されたインバータから出力される波形の他の例を示す図である。
【図７】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、用いられる位置検出部の一例の構成を示すブロック図である。
【図８】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、用いられる位置検出部の他の例の構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、１２０°通電と広角通電の切換えを説明するための図である。
【図１０】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態が適用されたＤＣブラシレスモータ装置の構成示すブロック図である。
【図１１】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、用いられる位置検出部の一例の構成を示す回路図である。
【図１２】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態が適用されたＤＣブラシレスモータ装置の他の例の構成示すブロック図である。
【図１３】 従来のモータの制御装置が適用されたＤＣブラシレスモータ装置の構成示すブロック図である。
【図１４】 従来のモータの制御装置の一の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図１５】 従来のモータの制御装置において、用いられる位置検出部の構成を示す回路図である。
【図１６】 従来のモータの制御装置において、用いられる位置検出部の構成を示すブロック図である。
【図１７】 従来のモータの制御装置において、モータの回転数とインバータから出力される信号の通電幅の関係を示す図である。
【図１８】 図１８（ａ）は、従来のモータの制御装置において、モータの回転数が暖房定格付近においてインバータから出力される信号の波形を示し、図１８（ｂ）は、その信号の電圧スペクトルを示す図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ コンバータ部
３ 平滑コンデンサ
４ インバータ部
５ モータ
６ 抵抗中性点回路
９ インバータ制御回路
１０ａ 磁極位置検出部
１０ｂ 回転数検出部
１３ 減算部
１３ｉ 偏差
１４ ＰＩ補償部
１４ｉ パルス幅電圧指令
２０ａ 磁極位置検出部
２０ｂ 回転数検出部
２３ 減算部
２３ｉ 偏差
２４ 減算部
２４ｉ 偏差
２５ 第１のＰＩ補償部
２５ｉ パルス幅電圧指令
２６ 第２のＰＩ補償部
２６ｉ 電圧（出力値）
３０ａ 磁極位置検出部
３１ 通電幅切換え部
３１ｉ 通電幅指令
４１Ｕ スイッチングトランジスタ
４２Ｕ スイッチングトランジスタ
４１Ｖ スイッチングトランジスタ
４２Ｖ スイッチングトランジスタ
４１Ｗ スイッチングトランジスタ
４２Ｗ スイッチングトランジスタ
４１Ｕｄ ダイオード
４２Ｕｄ ダイオード
４１Ｖｄ ダイオード
４２Ｖｄ ダイオード
４１Ｗｄ ダイオード
４２Ｗｄ ダイオード
５０ 電機子巻線の中性点（モータ中性点）
５１Ｕ 電機子巻線
５１Ｖ 電機子巻線
５１Ｗ 電機子巻線
５２ ロータ
５３ 電圧
５３ａ 抵抗
６０ 抵抗中性点回路の中性点
６１ 電圧
６１Ｕ 抵抗
６１Ｖ 抵抗
６１Ｗ 抵抗
７０ ローパスフィルタ部
７０Ａ Ｕ、Ｖ、Ｗ相電圧分圧部
７１ オペアンプ
７２ オペアンプ
７３ オペアンプ
８０ オペアンプ（増幅器）
８０ｂ 抵抗
８１ ローパスフィルタ
８２ ゼロクロス検出部（オペアンプ）
９０ マイコン
９１Ａ Ｕ相擬似電圧検出部
９２ 分圧部
９３ Ｕ相電圧分圧部
Ａ 通電幅
Ｂ パルス幅
Ｃ 回転角度
Ｓ１ 回転角度（信号）
Ｖａ Ｕ相基準電位とモータ中性点との間の電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの制御装置に関し、特に、キャリア高調波が低減され、モータの効率が向上するブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、小型空気調和装置（エアコン）の圧縮機駆動用モータには、ほとんどの場合、インバータ制御によるブラシレスＤＣモータが使用されるようになってきた。このブラシレスＤＣモータの本体部分は、同期電動機の構造となっており、磁極位置の検出により印加する電圧および周波数をインバータによって制御して閉ループ運転を行い、所定のトルクを発生し、所定の回転速度で回転する。
【０００３】
電圧形インバータを用いてブラシレスＤＣモータを駆動するシステムは、主に、空気調和機、電気掃除機、電気洗濯機等のように、省電力化（高効率化）が要求され、かつ大量に生産される機器に搭載される。このため、インバータ部の波形制御として、制御の容易さの観点から、１２０°通電波形を採用し、かつ構成が簡単で安価なシステムが採用されている。
【０００４】
図１３は、従来の圧縮機駆動用ブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。図１３では、インバータ部４による各相の電圧は１２０°の通電角に固定されていた。
【０００５】
図１４は、図１３の圧縮機駆動用ブラシレスＤＣモータの制御装置の構成を示すブロック図である。インバータ部４には、Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部が含まれている。位置検出部１０ａは、ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧に基づいてモータ５の回転角度を検出する。
【０００６】
図１５及び図１６は、図１３及び図１４の位置検出器１０ａの構成を示している。位置検出器１０ａは、モータ５のＹ（スター）接続電機子巻線５１Ｕ、５１Ｖ及び５１Ｗへの入力信号を取り込むことによって非通電期間に発生する各相の誘起電圧を互いに比較して得られる電気回転速度の１倍の周波数の信号から磁極位置を検出する。即ち、入力された各相Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧は、それぞれＵ、Ｖ、Ｗ相電圧分圧部７０Ａによって分圧された後、ローパスフィルタ部７０に入力される。ローパスフィルタ部７０から出力された各相に対応する電圧は、オペアンプ７１、７２、７３によって比較され、それぞれの出力がインバータ制御回路９のマイコン９０に供給される。この位置検出器１０ａは、インバータ部４が１２０°通電で非通電期間が６０°の場合に用いられる。
【０００７】
図１４に示すように、位置検出器１０ａによって検出された回転角度Ｓ１は、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部と、回転数検出部１０ｂに送られる。回転数検出部１０ｂは、回転角度Ｓ１に基づいてモータ５の回転数を検出する。
【０００８】
減算部１３は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部１０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差１３ｉを算出する。ＰＩ補償部（ＰＩ制御部）１４は、この回転数偏差１３ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差１３ｉの平均値に対応する電圧を、パルス幅電圧指令１４ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。
【０００９】
インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、ＰＷＭ信号生成手段を内蔵し、位置検出部１０ａによって検出される回転角度Ｓ１と上記パルス幅電圧指令１４ｉとに基づいて、該パルス幅電圧指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られる。
【００１０】
上記のように、従来、モータ５の回転数制御は、図１７に示すように、通電幅が１２０°に固定され、上記パルス幅電圧指令に基づくパルス幅の制御で実施されていた。
【００１１】
図１８（ａ）は、暖房定格付近でのインバータ部４から出力される電圧の波形を示しており、通電角が１２０°であり、その暖房定格付近の回転数に対応して制御されたパルス幅を有している。図１８（ｂ）は、従来の通電幅１２０°一定でパルス幅を制御する方法での、暖房定格付近での電圧スペクトルを示している。上記従来の方法では、暖房定格（図１８（ｂ）参照）及び冷房定格付近でインバータ部４から出力される電圧に対応する信号には、キャリア高調波が多く含まれている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
モータの損失は、銅損失と鉄損失からなるがいずれも、キャリア高調波が多く含まれていると、その分キャリア高調波で発生する損失が大きくなり、モータの効率が悪化する。
【００１３】
また、図１５及び図１６に示す位置検出器１０ａは、通電幅が１２０°以上の場合には、磁極位置の検出を精度良く行うことができないという問題がある。
【００１４】
なお、再公表特許ＷＯ９５／２７３２８号公報には、ブラシレスＤＣモータを電圧形インバータで駆動するに当たって、電圧形インバータの通電幅を１２０°よりも大きく１８０°以下の所定幅に設定することにより、簡単かつ安価な制御でブラシレスＤＣモータの高効率化および運転範囲の拡大を達成する技術が示されている。
【００１５】
また、特開平８−１９６０９６号公報には、インバータ通電角を１２０°以上１８０°未満に設定する通電角制御手段を備えたブラシレスＤＣモータ駆動用インバータ装置が記載されている。
【００１６】
また、特公平５−７２１９７号公報には、次のブラシレスモータの制御装置が開示されている。即ち、３相Ｙ結線に接続された電機子コイルと、この電機子コイルに対して並列状態でＹ結線に接続される抵抗回路と、前記電機子コイルの中性点と前記抵抗回路の中性点との間の電位差変動に対応して前記電機子コイルに対する励磁電流を切換え制御する励磁切換え信号を発生する信号発生手段と、この信号発生手段の励磁切換え信号に対応して、前記電機子コイルに対する励磁電流を切換え制御するインバータ回路と、このインバータ回路により前記電機子コイルに対する励磁電流を切換えて回転するとともに、複数極の永久磁石からなる回転子と、起動時に２相の前記電機子コイルに励磁電流を流し、残りの１相の前記電機子コイルに前記回転子の振動により発生する誘起電圧の極性を検出する第１の検出手段と、この第１の検出手段による誘起電圧の特定の極性と、前記信号発生手段の励磁切換え信号とから、前記回転子の起動位置を検出し、前記インバータ回路にモータ起動信号を入力する第２の検出手段と、を有するブラシレスモータの制御装置が記載されている。
【００１７】
本発明の目的は、モータの損失が低減し、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
本発明の他の目的は、キャリア高調波が低減され、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、通電幅を任意の角度に制御可能であり、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、磁極位置の検出を精度良く行いつつ、通電幅を任意の角度に制御可能であり、キャリア高調波が低減され、モータの効率が向上するモータの制御装置を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
以下に、［発明の実施の形態］で使用する番号・符号を用いて、［課題を解決するための手段］を説明する。これらの番号・符号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明の実施の形態］の記載との対応関係を明らかにするために付加されたものであるが、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【００１９】
モータの制御装置は、モータ（５）の回転数制御を行うモータの制御装置であって、前記モータ（５）の回転数偏差（２３ｉ）に基づいて、前記モータ（５）を駆動する駆動信号のパルス幅（Ｂ）を制御する第１制御部（２５）と、前記モータ（５）の回転数偏差（２４ｉ）に基づいて、前記駆動信号の通電幅（Ａ）を制御する第２制御部（２６）と、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御、及び前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御のいずれか一方に切換える切換え部（３１）とを備えている。
【００２０】
本発明のモータの制御装置において、前記切換え部（３１）は、前記第１制御部（２５）により制御された前記パルス幅（Ｂ）が第１設定値になったときに、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御から前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御に切換え、前記第２制御部（２６）により制御された前記通電幅（Ａ）が第２設定値になり前記第１制御部（２５）により制御された前記パルス幅（Ｂ）が前記第１設定値でなくなったときに、前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御から、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御に切換える。
【００２１】
本発明のモータの制御装置において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の３次高調波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する位置検出手段（２０ａ）を備えている。
【００２２】
本発明のモータの制御装置において、前記モータ（５）は、Ｙ（スター）接続の電機子巻線を有するブラシレスＤＣモータであり、前記位置検出手段（２０ａ）は、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）のうちの所定の相の前記電機子巻線（５１Ｕ）間に接続された抵抗（５３）によって分圧された分圧点と、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）の入力端子に並列に結線されたＹ（スター）接続の抵抗のうちの前記所定の相の前記抵抗の中間タップによる分圧点との間の電位差変動を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する。
【００２３】
本発明のモータの制御装置において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の基本波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する基本波位置検出手段（１１０）を備え、前記第１制御部（２５）による前記パルス幅（Ｂ）の制御及び前記第２制御部（２６）による前記通電幅（Ａ）の制御のうちの切換えられた一方に応じて、前記位置検出手段（２０ａ）及び前記基本波位置検出手段（１１０）のいずれか一方が使用される。
【００２４】
本発明のモータは、上記本発明のモータの制御装置によって回転数制御が行われるモータ（５）である。
【００２５】
本発明の電気機器は、上記本発明のモータ（５）を駆動源として採用することを特徴とする電気機器である。
【００２６】
本発明のモータの制御方法は、モータ（５）の回転数制御を行うモータの制御方法であって、前記モータ（５）の回転数偏差（２３ｉ）に基づいて、前記モータ（５）を駆動する駆動信号のパルス幅（Ｂ）を制御する第１制御ステップと、前記モータの回転数偏差（２３ｉ）に基づいて、前記駆動信号の通電幅（Ａ）を制御する第２制御ステップと、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御、及び前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御のいずれか一方に切換える切換えステップとを備えている。
【００２７】
本発明のモータの制御方法において、前記切換えステップは、前記第１制御ステップにより制御された前記パルス幅（Ｂ）が第１設定値になったときに、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御から前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御に切換え、前記第２制御ステップにより制御された前記通電幅（Ａ）が第２設定値になり前記第１制御ステップにより制御された前記パルス幅（Ｂ）が前記第１設定値でなくなったときに、前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御から、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御に切換える。
【００２８】
本発明のモータの制御方法において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の３次高調波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する位置検出ステップを備えている。
【００２９】
本発明のモータの制御方法において、前記モータ（５）は、Ｙ（スター）接続の電機子巻線を有するブラシレスＤＣモータであり、前記位置検出ステップは、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）のうちの所定の相の前記電機子巻線（５１Ｕ）間に接続された抵抗（５３）によって分圧された分圧点と、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線（５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ）の入力端子に並列に結線されたＹ（スター）接続の抵抗のうちの前記所定の相の前記抵抗の中間タップによる分圧点との間の電位差変動を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する。
【００３０】
本発明のモータの制御方法において、更に、前記モータ（５）の誘起電圧の基本波を検出して前記モータ（５）の磁極位置を検出する基本波位置検出ステップを備え、前記第１制御ステップによる前記パルス幅（Ｂ）の制御及び前記第２制御ステップによる前記通電幅（Ａ）の制御のうちの切換えられた一方に応じて、前記位置検出ステップ及び前記基本波位置検出ステップのいずれか一方の結果が使用される。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明のモータの制御装置の一の実施形態について説明する。本実施形態のモータの制御装置が適用されるモータは、特に制限されないが、特にその適用が好適な例として、小型空気調和装置（エアコン）の圧縮機駆動用モータとして用いられる、インバータ制御によるブラシレスＤＣモータが挙げられる。
【００３２】
図１０は、本実施形態によるブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。この図において、符号１は、交流電源であり、コンバータ部２で直流電力に変換した後、平滑コンデンサ３によって平滑化される。平滑化された直流電力は、インバータ制御回路９の制御によりインバータ部４において交流電力に逆変換されモータ５を駆動する。
【００３３】
コンバータ部２によって直流電力が供給される端子間に３対のスイッチングトランジスタ４１Ｕ、４２Ｕ、４１Ｖ、４２Ｖ、４１Ｗ、４２Ｗをそれぞれ直列接続してインバータ部４を構成し、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧をブラシレスＤＣモータ５の、Ｙ接続された各相の固定子巻線５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗにそれぞれ印加している。そして、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧をＹ接続された抵抗６１Ｕ、６１Ｖ、６１Ｗにもそれぞれ印加している。なお、スイッチングトランジスタ４１Ｕ、４２Ｕ、４１Ｖ、４２Ｖ、４１Ｗ、４２Ｗのコレクタ−エミッタ端子間にそれぞれ保護用のダイオード４１Ｕｄ、４２Ｕｄ、４１Ｖｄ、４２Ｖｄ、４１Ｗｄ、４２Ｗｄが接続されている。
【００３４】
本実施形態では、図３に示すように、ＤＣブラシレスモータ５の回転数制御がある回転数までは通電幅を１２０°にしたパルス幅の制御で実施し、それ以上の回転数になると、通電幅を広角にした通電幅制御で実施する。
【００３５】
図４（ａ）は、本実施形態において、モータ５の回転数が暖房定格付近でのインバータ部４からモータ５に出力される信号の電圧波形を示し、図４（ｂ）は、その信号の電圧スペクトルを示している。
【００３６】
図３に示すように、暖房定格付近のモータ５の回転数では、１２０°通電幅のパルス幅制御から、通電幅制御に切り換えられることから、図４（ａ）では、通電幅が１２０°でパルス幅が最大値であることが示されている（詳細は後述する）。
図４（ｂ）に示すように、暖房定格付近でのインバータ部４から出力される電圧に対応する信号には、図１８（ｂ）と比べて、キャリア高調波が少なくなっている。
【００３７】
図２は、インバータ部４から出力される電圧波形を示したものであり、通電幅、パルス幅、回転角度はそれぞれ、その電圧波形において符号Ａ、Ｂ、Ｃで示される。
【００３８】
本実施形態のように、電圧形インバータを用いてブラシレスＤＣモータ５を駆動するシステムにおいては、通電幅Ａが１２０°であるとは、１周期に正負それぞれの電気角が１８０°あるうちの電気角１２０°分だけインバータの各相スイッチを導通させるという意味である。
【００３９】
図３において、１２０度通電のパルス幅制御とは、通電幅Ａが１２０°のまま、パルス幅Ｂを制御することである。また、図３において、通電幅制御とは、パルス幅Ｂを最大値にしたまま（等幅ＰＷＭ）、通電幅Ａを制御することである。
【００４０】
図１は、図１０に示した本実施形態の圧縮機駆動用ブラシレスＤＣモータの制御装置の構成を示すブロック図である。図１４と同様の構成要素については、同じ符号を付し、その詳細な説明を省略する。なお、図１のインバータ部４には、図１４と同様に、Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部が含まれており、そのＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、ＰＷＭ信号生成手段を内蔵している。
【００４１】
図１に示すように、位置検出器２０ａによって検出された回転角度Ｓ１は、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部と、回転数検出部２０ｂに送られる。回転数検出部２０ｂは、回転角度Ｓ１に基づいてモータ５の回転数を検出する。なお、位置検出器２０ａについては、後述する。
【００４２】
通電幅切換え部３１は、図３を参照して上述したように、通電幅を１２０°か、広角通電のいずれかに切り換える。
【００４３】
減算部２３は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部２０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差２３ｉを算出する。第１のＰＩ補償部（第１のＰＩ制御部）２５は、この回転数偏差２３ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２３ｉの平均値に対応する電圧を、パルス幅電圧指令２５ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部及び通電幅切換え部３１に出力する。
【００４４】
通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているとき、第１のＰＩ補償部２５から出力されるパルス幅電圧指令２５ｉは、通電幅切換え部３１に予め設定された最大値のパルス幅を示す信号となっている。
【００４５】
減算部２４は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部２０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差２４ｉを算出する。なお、減算部２３と減算部２４の機能は同じであり、回転数偏差２３ｉと回転数偏差２４ｉは、同じである。
【００４６】
第２のＰＩ補償部（第２のＰＩ制御部）２６は、この回転数偏差２４ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２４ｉの平均値に対応する電圧２６ｉを、通電幅切換え部３１に出力する。通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているとき、通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６から出力された電圧２６ｉを通電幅指令３１ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。
【００４７】
通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているとき、第２のＰＩ補償部２６から出力される通電幅電圧指令２６ｉは、通電幅が１２０°以上を示す信号となっている。
【００４８】
ここで、通電幅切換え部３１が通電幅１２０°のモードに切り換えられているときには、従来と同様にパルス幅の制御によって、モータ５の回転数制御が行われる。即ち、通電幅切換え部３１から出力される通電幅指令３１ｉは、１２０°を示す信号となる。
【００４９】
このように、通電幅切換え部３１が通電幅１２０°のモードに設定されているときには、インバータ部４は、１２０°を示す通電幅指令３１ｉを入力すると共に、位置検出部２０ａによって検出される回転角度Ｓ１と上記パルス幅電圧指令２５ｉとに基づいて、該パルス幅電圧指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られることにより、インバータ部４から出力される信号のパルス幅制御が実行され、それによりモータ５の回転数制御が行われる。
【００５０】
一方、通電幅切換え部３１が広角通電のモードに切り換えられているときには、モータ５の回転数制御は、パルス幅の制御によってではなく、通電幅を１２０°以上に制御することによって実施される。即ち、減算部２４は、モータ５の指令（目標）回転数と、回転数検出部２０ｂによって検出されるモータ５の実回転数との偏差２４ｉを算出する。
【００５１】
第２のＰＩ補償部２６は、この回転数偏差２４ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２４ｉの平均値に対応する電圧２６ｉを、通電幅切換え部３１に出力する。
【００５２】
広角通電のモードに切り換えられている通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６から出力された電圧２６ｉを通電幅指令３１ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、その入力した通電幅指令３１ｉと、位置検出部２０ａによって検出される回転角度Ｓ１に基づいて、該通電幅指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られることにより、インバータ部４から出力される信号の通電幅の制御が実行され、それによりモータ５の回転数制御が行われる。
【００５３】
この通電幅制御が行われているときに、インバータ部４から出力される電圧波形は、図５に示すように、通電幅１２０°に対してモータ回転角度方向の前後に均等に広げられることもできるし、図６に示すように、モータ回転角度方向の前方向にのみ広げられることもできる。
【００５４】
次に、図９及び図１を参照して、１２０度（パルス幅制御）と広角通電（通電幅制御）の切換え動作について説明する。
【００５５】
（ａ）１２０度から広角通電の切換え
通電幅切換え部３１は、通電幅が１２０°のモードのとき、図１のＯＦＦにセットされており、通電幅指令３１ｉとして、１２０度を示す信号が出力される。
通電幅切換え部３１は、第１のＰＩ補償部２５から出力されるパルス幅指令２５ｉを入力し、そのパルス幅指令２５ｉで指示されるパルス幅が、通電幅切換え部３１に予め設定された最大値になったとき、ＯＦＦからＯＮに切換える。
第２のＰＩ補償部２６は、回転数偏差２４ｉを入力し、その回転数偏差２４ｉに比例・積分補償を施すものであり、モータ５の回転数偏差２４ｉの平均値に対応する電圧２６ｉを、通電幅切換え部３１に出力する。ＯＮ（広角通電モード）に切り換えられている通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６から出力された電圧２６ｉを、通電幅指令３１ｉとして、インバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。Ｕ、Ｖ、Ｗ位相切換え部は、ＰＷＭ信号生成手段を内蔵し、位置検出部２０ａによって検出される回転角度Ｓ１と上記通電幅指令３１ｉとに基づいて、該通電幅電圧指令信号をＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号に変換する。このＵ、Ｖ、Ｗ電圧制御信号がインバータに送られる。なお、この広角通電のモードでは、パルス幅指令２５ｉで指示されるパルス幅が、通電幅切換え部３１に予め設定された最大値である等幅ＰＷＭ波形となる。
【００５６】
（ｂ）広角通電から１２０度通電の切換え
通電幅切換え部３１は、通電幅が広角通電のモードのとき、図１のＯＮの状態であり、通電幅指令３１ｉとして、第２のＰＩ補償部２６からの出力値２６ｉをインバータ部４のＵ、Ｖ、Ｗ位相切換え部に出力する。
通電幅切換え部３１は、第２のＰＩ補償部２６からの出力値２６ｉが通電幅１２０度に対応しているとき、第１のＰＩ補償部２５から出力されるパルス幅指令２５ｉを参照し、そのパルス幅指令２５ｉが上記の予め設定された最大値でないときに、ＯＮ（広角通電モード）をＯＦＦ（１２０°モード）に切り換える。
【００５７】
上記のように、本実施形態では、通電幅が１２０°のときには、パルス幅制御を採用し従来と同様の制御となっているが、通電幅１２０°でモータ５の回転数制御が限界となる回転数から、パルス幅制御ではなく、通電幅を広げる通電幅制御で回転数制御を実施する部分が新規である。
【００５８】
次に、図１及び図１０の磁極位置検出部２０ａについて説明する。
【００５９】
磁極位置検出部２０ａの構成を図７及び図１１に示す。図１１は、図１０との対応がとられた具体的な回路例であり、図７は、その回路の原理を示している。
【００６０】
図１３、図１５及び図１６に示した磁極位置検出部１０ａがモータ誘起電圧の基本波の検出を行うのに対し、図７及び図１１の磁極位置検出部２０ａは、モータ誘起電圧の３次高調波（電気回転速度の３倍の周波数成分をもつ）の検出を行う。
【００６１】
図１０及び図１１に示すように、Ｕ相が基準電位にされ、そのＵ相基準電位とモータ中性点５０との間の電圧Ｖａが、Ｕ相の電機子巻線５１Ｕと並列に接続された抵抗５３ａ（又は抵抗５３ａの所定の分圧比の中間タップ）によって分圧された電圧５３と、そのＵ相基準電位と抵抗中性点６０間を、抵抗中性点回路の抵抗６１Ｕ（又は抵抗５３ａの所定の分圧比の中間タップ）によって分圧された電圧６１とがオペアンプ（増幅器）８０に入力される。
【００６２】
上記電圧５３がオペアンプ８０の非反転入力端子に供給され、上記電圧６１がその反転入力端子に供給される。増幅器の出力端子と反転入力端子との間に抵抗８０ｂを接続することにより、差動増幅器として動作する。
【００６３】
増幅器８０から出力される出力信号は、ローパスフィルタ８１に供給される。ローパスフィルタ８１からの出力信号は、反転入力端子にモータ中性点５０の電圧が供給されたオペアンプ８２の非反転入力端子に供給される。オペアンプ８２は、ゼロクロスコンパレータとして機能し、その出力端子から磁極位置検出信号が出力される。その磁極位置検出信号は、ブラシレスＤＣモータ５のロータ５２の磁極位置を示している。
【００６４】
図７に示すように、磁極位置検出部２０ａでは、まず、Ｕ相擬似電圧検出部９１Ａにおいて、モータ中性点５０とＵ相基準電位との間の電圧Ｖａが検出される。その電圧Ｖａは、分圧部９２によって分圧されて上記電圧５３が生成される。一方、Ｕ相電圧分圧部９３では、Ｕ相基準電位と抵抗中性点６０間の電圧が分圧されてなる上記電位６１が生成される。上記電位５３と上記電位６１は、差動増幅部（オペアンプ）８０に入力され、その差動増幅部８０からの出力信号がフィルタ部（ローパスフィルタ）８１に入力される。そのフィルタ部８１からの出力信号がゼロクロス検出部（オペアンプ）８２に入力され、そのゼロクロス検出部８２からの出力信号に基づいて、モータ５の回転角度を示す回転角度信号Ｓ１が生成される。
【００６５】
図７及び図１１に示した磁極位置検出部２０ａによれば、通電幅切換え部３１により、通電幅を１２０°から１８０°まで変化させても磁極位置の検出を精度良く行うことができ、モータ５から有効に出力を取り出すことができる。
【００６６】
また、図７及び図１１に示すように、３次高調波検出の磁極位置検出部２０ａは、モータ中性点と抵抗中性点間の差の電圧を直接検出しておらず、また、基準電位にモータ中性点でなく、Ｕ相の電圧が使用される。
【００６７】
図８は、図７の磁極位置検出部２０ａの構成に代わる変形例としての磁極位置検出部３０ａを示している。図１２は、図８の磁極位置検出部３０ａを採用した場合のブラシレスＤＣモータの構成を示すブロック図である。磁極位置検出部３０ａは、モータ誘起電圧の基本波の検出を行う回路１１０と、モータ誘起電圧の３次高調波の検出を行う回路１００の２つを有している。
【００６８】
図８の構成は、モータ誘起電圧の３次高調波が小さい場合に用いられる。図７の構成は、モータ誘起電圧の３次高調波を検出して磁極位置を検出するものであったが、通電幅が１２０度のときには、３次高調波が小さいことが考えられるため、図８に示すように、図７の構成（符号１００で示す）に代えて、図１６の構成（符号１１０で示す、従来の磁極位置検出部１０ａと同様の構成）により位置検出を行う。
【００６９】
回転角度切換え部４１は、パルス幅指令２５ｉ（図１参照）に基づいて、通電幅が１２０度のモードであるか、広角通電のモードであるかを判断して、符号１００に示す図７、又は符号１１０に示す図１６の構成のいずれを使用するかを決める。上記のように、パルス幅指令２５ｉに示されるパルス幅が通電幅切換え部３１に予め設定されている最大値であれば広角通電モードであり、最大値以外であれば、１２０°通電モードであると、回転角度切換え部４１は、判断する。
【００７０】
図８に示す磁極位置検出部３０ａのうち、符号１１０で示す部分について図１５及び図１６を参照して説明する。符号１１０で示す部分では、モータ５のＹ（スター）接続電機子巻線５１Ｕ、５１Ｖ及び５１Ｗへの入力信号を取り込むことによって非通電期間に発生する各相の誘起電圧を互いに比較して得られる電気回転速度の１倍の周波数の信号から磁極位置を検出する。即ち、入力された各相Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧は、それぞれＵ、Ｖ、Ｗ相電圧分圧部７０Ａによって分圧された後、ローパスフィルタ部７０に入力される。ローパスフィルタ部７０から出力された各相に対応する電圧は、オペアンプ７１、７２、７３によって比較され、それぞれの出力がインバータ制御回路９のマイコン９０に供給される。この位置検出器１０ａは、インバータ部４が１２０°通電で非通電期間が６０°の場合に用いられる。図８に示す磁極位置検出部３０ａのうち、符号１００で示す部分は、図７を参照して説明した通りの構成である。
【００７１】
図８に示した磁極位置検出部３０ａによれば、通電幅が１２０度のときには、３次高調波が小さく磁極位置の検出を行い難い場合に備えて、通電幅が１２０度のときには、符号１１０で示す図１６の構成（従来の磁極位置検出部１０ａと同様の構成）により位置検出を精度良く行う。これにより、通電幅切換え部３１により、通電幅を１２０°から１８０°まで変化させても磁極位置の検出を精度良く行うことができ、モータ５から有効に出力を取り出すことができる。
【００７２】
暖房定格及び冷房定格付近の従来のインバータ出力電圧波形は、図１８（ｂ）に示すようにキャリア高調波を多く含んでいるが、本実施形態によれば、図４（ｂ）に示すように、インバータ出力電圧波形に含まれるキャリア高調波が低減される。従って、モータの損失は、銅損失と鉄損失からなるが、いずれもキャリア高調波で発生する損失については、本実施形態でキャリア高調波が低減される分、損失が低減し、モータの効率が向上する。
【００７３】
【発明の効果】
本発明によれば、モータの効率を向上させることができる。本発明のモータの制御装置の適用先に特に制限はないが、空気調和機のコンプレッサ駆動用モータの制御装置として特に好ましく適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、インバータから出力される波形を示す図である。
【図３】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、モータの回転数とインバータから出力される信号の通電幅の関係を示す図である。
【図４】 図４（ａ）は、本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、モータの回転数が暖房定格付近においてインバータから出力される信号の波形を示し、図４（ｂ）は、その信号の電圧スペクトルを示す図である。
【図５】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、通電幅が制御されたインバータから出力される波形の一例を示す図である。
【図６】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、通電幅が制御されたインバータから出力される波形の他の例を示す図である。
【図７】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、用いられる位置検出部の一例の構成を示すブロック図である。
【図８】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、用いられる位置検出部の他の例の構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、１２０°通電と広角通電の切換えを説明するための図である。
【図１０】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態が適用されたＤＣブラシレスモータ装置の構成示すブロック図である。
【図１１】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態において、用いられる位置検出部の一例の構成を示す回路図である。
【図１２】 本発明であるモータの制御装置の一の実施の形態が適用されたＤＣブラシレスモータ装置の他の例の構成示すブロック図である。
【図１３】 従来のモータの制御装置が適用されたＤＣブラシレスモータ装置の構成示すブロック図である。
【図１４】 従来のモータの制御装置の一の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図１５】 従来のモータの制御装置において、用いられる位置検出部の構成を示す回路図である。
【図１６】 従来のモータの制御装置において、用いられる位置検出部の構成を示すブロック図である。
【図１７】 従来のモータの制御装置において、モータの回転数とインバータから出力される信号の通電幅の関係を示す図である。
【図１８】 図１８（ａ）は、従来のモータの制御装置において、モータの回転数が暖房定格付近においてインバータから出力される信号の波形を示し、図１８（ｂ）は、その信号の電圧スペクトルを示す図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ コンバータ部
３ 平滑コンデンサ
４ インバータ部
５ モータ
６ 抵抗中性点回路
９ インバータ制御回路
１０ａ 磁極位置検出部
１０ｂ 回転数検出部
１３ 減算部
１３ｉ 偏差
１４ ＰＩ補償部
１４ｉ パルス幅電圧指令
２０ａ 磁極位置検出部
２０ｂ 回転数検出部
２３ 減算部
２３ｉ 偏差
２４ 減算部
２４ｉ 偏差
２５ 第１のＰＩ補償部
２５ｉ パルス幅電圧指令
２６ 第２のＰＩ補償部
２６ｉ 電圧（出力値）
３０ａ 磁極位置検出部
３１ 通電幅切換え部
３１ｉ 通電幅指令
４１Ｕ スイッチングトランジスタ
４２Ｕ スイッチングトランジスタ
４１Ｖ スイッチングトランジスタ
４２Ｖ スイッチングトランジスタ
４１Ｗ スイッチングトランジスタ
４２Ｗ スイッチングトランジスタ
４１Ｕｄ ダイオード
４２Ｕｄ ダイオード
４１Ｖｄ ダイオード
４２Ｖｄ ダイオード
４１Ｗｄ ダイオード
４２Ｗｄ ダイオード
５０ 電機子巻線の中性点（モータ中性点）
５１Ｕ 電機子巻線
５１Ｖ 電機子巻線
５１Ｗ 電機子巻線
５２ ロータ
５３ 電圧
５３ａ 抵抗
６０ 抵抗中性点回路の中性点
６１ 電圧
６１Ｕ 抵抗
６１Ｖ 抵抗
６１Ｗ 抵抗
７０ ローパスフィルタ部
７０Ａ Ｕ、Ｖ、Ｗ相電圧分圧部
７１ オペアンプ
７２ オペアンプ
７３ オペアンプ
８０ オペアンプ（増幅器）
８０ｂ 抵抗
８１ ローパスフィルタ
８２ ゼロクロス検出部（オペアンプ）
９０ マイコン
９１Ａ Ｕ相擬似電圧検出部
９２ 分圧部
９３ Ｕ相電圧分圧部
Ａ 通電幅
Ｂ パルス幅
Ｃ 回転角度
Ｓ１ 回転角度（信号）
Ｖａ Ｕ相基準電位とモータ中性点との間の電圧
Claims (12)
- モータの回転数制御を行うモータの制御装置であって、
前記モータを駆動する駆動信号が等幅パルスを有し、且つ、前記駆動信号の通電幅が１２０°で固定されるように前記駆動信号を制御すると共に、前記駆動信号のパルス幅を前記モータの回転数偏差に基づいて制御する第１制御部と、
前記モータの回転数偏差に基づいて、前記駆動信号の通電幅を１２０°以上の範囲で制御する第２制御部と、
前記第１制御部による前記パルス幅の制御、及び前記第２制御部による前記通電幅の制御のいずれか一方に切換える切換え部とを備えたモータの制御装置。 - 請求項１記載のモータの制御装置において、
前記切換え部は、前記第１制御部により制御された前記パルス幅が第１設定値になったときに、前記第１制御部による前記パルス幅の制御から前記第２制御部による前記通電幅の制御に切換え、前記第２制御部により制御された前記通電幅が第２設定値になり前記第１制御部により制御された前記パルス幅が前記第１設定値でなくなったときに、前記第２制御部による前記通電幅の制御から、前記第１制御部による前記パルス幅の制御に切換える
モータの制御装置。 - 請求項１または２に記載のモータの制御装置において、
更に、
前記モータの誘起電圧の３次高調波を検出して前記モータの磁極位置を検出する位置検出手段
を備えた
モータの制御装置。 - 請求項３記載のモータの制御装置において、
前記モータは、Ｙ（スター）接続の電機子巻線を有するブラシレスＤＣモータであり、
前記位置検出手段は、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線のうちの所定の相の前記電機子巻線間に接続された抵抗によって分圧された分圧点と、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線の入力端子に並列に結線されたＹ（スター）接続の抵抗のうちの前記所定の相の前記抵抗の中間タップによる分圧点との間の電位差変動を検出して前記モータの磁極位置を検出する
モータの制御装置。 - 請求項３または４に記載のモータの制御装置において、
更に、
前記モータの誘起電圧の基本波を検出して前記モータの磁極位置を検出する基本波位置検出手段を備え、
前記第１制御部による前記パルス幅の制御に切り換えられたとき、前記基本波位置検出手段によって前記モータの誘起電圧の基本波が検出されて前記モータの磁極位置が検出され、
前記第２制御部による前記通電幅の制御に切り換えられたとき、前記位置検出手段によって前記モータの誘起電圧の３次高調波が検出されて前記モータの磁極位置が検出される
モータの制御装置。 - 請求項１から５のいずれか１項に記載のモータの制御装置によって回転数制御が行われるモータ。
- 請求項６記載のモータを駆動源として採用することを特徴とする電気機器。
- モータの回転数制御を行うモータの制御方法であって、
前記モータを駆動する駆動信号が等幅パルスを有し、且つ、前記駆動信号の通電幅が１２０°で固定されるように前記駆動信号を制御すると共に、前記駆動信号のパルス幅を前記モータの回転数偏差に基づいて制御する第１制御ステップと、
前記モータの回転数偏差に基づいて、前記駆動信号の通電幅を１２０°以上の範囲で制御する第２制御ステップと、
前記第１制御ステップによる前記パルス幅の制御、及び前記第２制御ステップによる前記通電幅の制御のいずれか一方に切換える切換えステップと
を備えたモータの制御方法。 - 請求項８記載のモータの制御方法において、
前記切換えステップは、前記第１制御ステップにより制御された前記パルス幅が第１設定値になったときに、前記第１制御ステップによる前記パルス幅の制御から前記第２制御ステップによる前記通電幅の制御に切換え、前記第２制御ステップにより制御された前記通電幅が第２設定値になり前記第１制御ステップにより制御された前記パルス幅が前記第１設定値でなくなったときに、前記第２制御ステップによる前記通電幅の制御から、前記第１制御ステップによる前記パルス幅の制御に切換える
モータの制御方法。 - 請求項８または９に記載のモータの制御方法において、
更に、
前記モータの誘起電圧の３次高調波を検出して前記モータの磁極位置を検出する位置検出ステップ
を備えた
モータの制御方法。 - 請求項１０記載のモータの制御方法において、
前記モータは、Ｙ（スター）接続の電機子巻線を有するブラシレスＤＣモータであり、
前記位置検出ステップは、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線のうちの所定の相の前記電機子巻線間に接続された抵抗によって分圧された分圧点と、前記Ｙ（スター）接続された前記電機子巻線の入力端子に並列に結線されたＹ（スター）接続の抵抗のうちの前記所定の相の前記抵抗の中間タップによる分圧点との間の電位差変動を検出して前記モータの磁極位置を検出する
モータの制御方法。 - 請求項１０または１１に記載のモータの制御方法において、
更に、
前記モータの誘起電圧の基本波を検出して前記モータの磁極位置を検出する基本波位置検出ステップを備え、
前記第１制御ステップによる前記パルス幅の制御に切り換えられたとき、前記基本波位置検出ステップの結果が使用され、
前記第２制御ステップによる前記通電幅の制御に切り換えられたとき、前記位置検出ステップの結果が使用される
モータの制御方法。
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