JPH10215575A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】高速応答が要求される電力変換装置において、
高効率かつ広い有効電圧出力が得られる２相制御を実現
する電力変換装置を提供すること。 【解決手段】第１の制御回路に直流の固定値を付加する
補正回路１３と、ｎ次座標順変換器１４とローパスフィ
ルタ１５と加算器１６とｎ次電圧制御器１７とｎ次座標
逆変換器１８とを有し、電源周波数のｎ次の特定高調波
を補償する第２の制御回路とを付加する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無停電電源装置等
に用いられる電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６は、電力変換装置として、例えばイ
ンバータを用いて直流を交流に変換して負荷に電力を供
給する無停電電源装置である場合の構成を示すものであ
る。直流電源１から供給される電力を、インバータ２で
交流に変換し、出力変圧器３で電源と負荷を絶縁し、フ
ィルタコンデンサ４でインバータ２が発生する高次高調
波成分を吸収し、負荷に電力を供給する。

【０００３】制御系は次のように構成される。まず、電
圧検出器５でインバータ２の出力電圧を検出した後、加
算器６で電圧基準値Ｖref との誤差をとる。この誤差信
号は、電圧制御器７に入力され、出力電圧指令値Ｖpiを
生成する。さらに、ゲート信号発生器８が、この出力電
圧指令値Ｖpiを入力として、インバータ２を構成する各
スイッチング素子へのオンオフ信号を生成する。

【０００４】なお、電圧制御器７は、正弦波の電圧基準
と電圧検出器５によって検出されるフィードバック電圧
を比例積分制御等の制御演算処理し、三角波のＰＷＭ比
較により各相のスイッチングのタイミングを決定する。

【０００５】無停電電源装置の負荷には、大型コンピュ
ータが接続されることが多い。無停電電源装置には、電
源供給の信頼性が要求され、歪の少ない正弦波電圧を出
力することが必要となる。

【０００６】負荷となるコンピュータ９の電源回路は、
サイリスタまたはダイオードにより構成される整流器１
０と直流コンデンサ１１とコンピュータで消費する電力
に等価である抵抗１２を有する。このような負荷は、コ
ンデンサインプット型の負荷と呼ばれ、５、７次の高調
波を含むため、インバータの制御応答が遅く、スイッチ
ング周波数が低いと出力電圧波形が歪むことになる。

【０００７】よって、応答遅れのないアナログ回路によ
り制御系が組まれ、三角波比較の高周波ＰＷＭが用いら
れる。図７（ａ）は、三相の三角波比較のＰＷＭ方式の
波形出力である。インバータ各相の主回路素子は、対称
に三角波周波数に同期したスイッチング回数をとる。

【０００８】しかし、３相ＰＷＭ制御では、直流電圧に
対する交流出力電圧の比率が低く抑えられ、十分な出力
電圧を得ることができない。無停電電源装置は、停電時
に直流電圧が低くとも、出力電圧を保持することができ
る点が要求され、また、常時インバータを通じて電力を
供給するため、損失が少ないことも必要である。従っ
て、スイッチングを下げて、効率を稼ぐことが必要とな
る。

【０００９】そのため、図７（ｂ）の２相ＰＷＭ制御方
式が用いられてる。２相制御のＰＷＭ方式は、３相の内
の１相を固定出力とし、残りの２相をスイッチングする
ことで出力の制御を行う。３相間の電流値が一番大きい
相のスイッチングを固定することによって、スイッチン
グ損失の低減を図ることができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電力変換装置では、２相制御において、３相間のバラン
スを取りながら制御を切り換えるため、最終段階の制御
出力において、演算や振分けが必要となる。高速応答が
要求される電源では、演算に時間がかかると、高速応答
の要求に答えることができなくなり、また、オープンル
ープで補正量を加えると、各相を過不足なく飽和させる
ことは困難となり、振り分ける補償量に誤差がある場合
には出力に歪が生じるという問題点があった。

【００１１】さらに、出力にＬＣフィルタを持つ無停電
電源装置では、ＬＣ共振を防止して、出力電圧を高速応
答させるためにコンデンサ電流や、インバータの並列運
転時の瞬時値でのバランスを取るための出力電流を検出
して、制御演算出力に瞬時値ベースで加算する必要があ
る。この場合には、制御量の加算も瞬時値ベースで行わ
なければならず、複雑なロジックと回路を要するという
問題があった。

【００１２】そこで、本発明は、上記問題点を鑑み、高
速応答が要求される電力変換装置において、高効率かつ
広い有効電圧出力が得られる２相制御を実現する電力変
換装置を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の発明は、複数のスイッチング素子で
構成された電力変換器と、該電力変換器の出力電圧を検
出する電圧検出手段と、該出力電圧の基準値として設定
される電圧基準と、該電圧検出手段の出力と該電圧基準
との誤差を演算処理し、該電力変換器の出力電圧指令値
を生成する第１の電圧制御回路と、該出力電圧指令値に
固定値を加算する補正回路と、該電力変換器の出力電圧
が有するｎ次の高調波成分を出力する第２の電圧制御回
路と、該第１の電圧制御回路の出力と該補正回路の出力
と該第２の電圧制御回路の出力とを加算し、該出力電圧
の波形歪を抑制するように、該スイッチング素子にオン
オフ信号を与えるゲートドライブ回路とを有することを
特徴とする。

【００１４】請求項２記載の発明は、第２の電圧制御回
路が、該電圧検出手段の出力から、該出力電圧の特定の
高調波成分を検出する検出手段と、該検出した高調波成
分を制御演算により除去する演算手段とを有することを
特徴とする。

【００１５】請求項３記載の発明は、該補正回路の出力
に、該電力変換器の入力電圧に応じて振幅を変化させる
変調回路を設けたことを特徴とする。請求項４記載の発
明は、該補正回路の出力が、一定の直流電圧または矩形
波であることを特徴とする。

【００１６】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図１
を用いて説明する。図６と同一の符号を付したものは、
それぞれ同一の要素を示している。本実施の形態は、図
６に示す従来技術に対して、第１の制御回路に直流の固
定値を付加する補正回路１３と、ｎ次座標順変換器１４
とローパスフィルタ１５と加算器１６とｎ次電圧制御器
１７とｎ次座標逆変換器１８とを有し、電源周波数のｎ
次の特定高調波を補償する第２の制御回路とを付加した
ものである。

【００１７】以下に、第２の制御回路をｎ次の特定高調
波を補償する回路として一般化して説明する。ここで
は、ｎ次に２次と４次を代入した場合と等価とする。ｎ
次の順方向の座標変換器１４は、３相の電力変換装置の
出力と同一方向にｎ倍で回転する座標で観測した成分を
出力する。即ち、ｎ次の高調波の正弦（sin）及び余弦
（cos ）の成分がそれぞれ直流分に変換され、その他の
ｍ次の周波数成分は（ｍ−ｎ）次の高調波に変換され
る。この変換は、下記の演算で実現する。

【００１８】

【数１】vnsinwt=vusinwt+vvsin(nwt+120 ゜)+vwsin(nw
t+240 ゜)

【００１９】

【数２】vncoswt=vucoswt+vvcos(nwt+120 ゜)+vwcos(nw
t+240 ゜) vu ｕ相電圧 vv ｖ相電圧 vw ｗ相電圧 w 電力変換装置の出力周波数 n 抽出したい高調波（ｎ次） 続いて、ｎ次座標順変換器１４の出力から直流分以外を
カットするため、ローパスフィルタ１５を通す。この結
果、ローパスフィルタ１５の出力は、ｎ次の高調波成分
の振幅のみを取り出すことができる。この検出された振
幅に対し、加算器１６によりフィルタ１５の出力と基準
電圧との誤差を求めた後、ｎ次電圧制御器１７により、
比例積分等の制御演算を実施し、電圧振幅指令値を生成
する。

【００２０】ｎ次の座標逆変換器１８は、該ｎ次の座標
順変換器１４の逆変換を行う。つまり、上述の式のｎを
ーｎに置き換えて行う。その後、第２の制御回路は、ｎ
次の特定高調波成分のみを消す制御演算結果を出力する
こととなる。

【００２１】この第２の制御回路の指令値は、加算器１
９により第１の制御回路における電圧制御器７の出力と
加算され、ゲート信号発生器８へ入力される。図２は、
本実施の形態の第１の制御回路の出力電圧指令値、第２
の制御回路の出力電圧指令値、補正回路の出力、インバ
ータ出力電圧指令値を示したものであり、図３は、本実
施の形態を実施する以前のものである。

【００２２】本発明を実施すると、直流補正と、この補
正によって発生するｎ次の高調波を第２の制御回路が、
インバータの出力電圧のｎ次成分がなくなるような制御
を行う。第２の制御回路の出力Ｖnpi がｎ次の高調波成
分を出力することにより、出力電圧の波形歪を改善す
る。

【００２３】従って、スイッチングの休止期間を発生さ
せ、スイッチング損失の低減と出力の波形歪を自動的に
抑えることができる。本実施の形態は、補正回路を直流
の固定値とし、補償を行う高調波成分のｎ次項は、２次
と４次調波であるが、補正回路を６０度毎の正負の短形
波とし、ｎ次の高調波を補償する第２の制御回路を５
次、７次の補償回路に置き換えることにより、スイッチ
ングの休止期間を設け、スイッチング損失低減と出力波
形歪を同様に抑えることができる。

【００２４】また、図４のように、第２の制御回路を２
つ並列に設けることも可能である。本発明の第２の実施
の形態について図５を用いて説明する。本実施の形態
は、インバータ２の直流電圧に応じて振幅を変化させる
変調回路２０を設けたものである。直流電圧が変動した
場合の調整が働き、直流電圧のより広い範囲で高速応答
特性を保持したまま、出力電圧歪を低減し、特定期間ス
イッチングしない二相制御を実現することができる。

【００２５】また、第１の実施の形態、第２の実施の形
態いずれににおいて、インバータをコンバータとして運
転し、制御対象を入力電流や直流出力電圧に置き換えた
場合にも、コンバータの第１の制御回路に、補正回路１
３で特定の値を付加し、また電源周波数のｎ次の特定高
調波を補償する第２の制御回路を接続すると、同様の手
法によりコンバータの指令値に高調波成分を重畳させ、
スイッチング休止期間を設け、かつコンバータ入力電流
もしくは直流電圧の波形歪を防止することが可能とな
る。

【００２６】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、高速応
答が要求される電力変換装置において、高効率かつ広い
有効電圧出力が得られる２相制御を実現する電力変換装
置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態における電力変換装
置の構成図。

【図２】本発明の第１の実施の形態における電力変換装
置の波形図。

【図３】従来における電力変換装置の波形図。

【図４】本発明の第１の実施の形態における電力変換装
置の構成図。

【図５】本発明の第２の実施の形態における電力変換装
置の構成図。

【図６】従来における電力変換装置の構成図。

【図７】従来における電力変換装置の波形図。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ インバータ ３ 出力変換器 ４ フィルタコンデンサ ５ 出力電圧検出器 ６ 加算器 ７ 電圧制御器 ８ ゲート信号発生器 ９ 負荷 １０ 整流器 １１ コンデンサ １２ 抵抗 １３ 補正回路 １４ ｎ次座標順変換器 １５ ローパスフィルタ １６ 加算器 １７ ｎ次電圧制御器 １８ ｎ次座標逆変換器 １９ 加算器 ２０ 変調回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数のスイッチング素子で構成された電力
   変換器と、 前記電力変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記出力電圧の基準値として設定される電圧基準と、前
   記電圧検出手段の出力と前記電圧基準との誤差を演算処
   理し、前記電力変換器の出力電圧指令値を生成する第１
   の電圧制御回路と、 前記出力電圧指令値に固定値を加算する補正回路と、 前記電力変換器の出力電圧が有するｎ次の高調波成分を
   出力する第２の電圧制御回路と、 前記第１の電圧制御回路の出力と前記補正回路の出力と
   前記第２の電圧制御回路の出力とを加算し、前記出力電
   圧の波形歪を抑制するように、前記スイッチング素子に
   オンオフ信号を与えるゲートドライブ回路とを具備する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】前記第２の電圧制御回路が、 前記電圧検出手段の出力から、前記出力電圧の特定の高
   調波成分を検出する検出手段と、 前記検出した高調波成分を制御演算により除去する演算
   手段とを有することを特徴とする請求項１記載の電力変
   換装置。
3. 【請求項３】前記補正回路の出力に、前記電力変換器の
   入力電圧に応じて振幅を変化させる変調回路を設けたこ
   とを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 【請求項４】前記補正回路の出力が、 一定の直流電圧または矩形波であることを特徴とする請
   求項１記載の電力変換装置。