JP6364573B1 - 空気調和機 - Google Patents

Abstract

空気調和機は、電動機（１）と、ベクトル制御方式を用いて電力変換を行う電力変換装置（１）を備える。電力変換装置（１）は、パルス信号を出力するパルス制御部（７）と、パルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路（４１）と、電力変換回路（４１）の電流を検出する電流検出部（６）と、パルス制御部（７）への指令電圧を生成するベクトル制御部（８）と、電流位相を基準として定められた区間においてパルス信号を停止させるパルス停止制御信号を生成してパルス制御部（７）へ出力するパルス停止制御部（９）とを具備する。ベクトル制御部（８）は、電動機（１）のモータ電流が、現在の回転速度の無負荷時におけるモータ電流に対して所定範囲内ならば、パルス停止制御部（９）の動作を開始させる。

Description

本発明は、空気調和機に関する。

空気調和機のモータ駆動装置において、高効率と高出力化を実現する技術が様々開発されている。例えばモータ駆動装置からモータへ流れる電流を正弦波状にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御をスイッチングする「１８０度通電」の技術が開示されている。また、モータが駆動することで発生する誘起電圧の位相を基準としてモータへ流れる電流が間欠するようにＰＷＭ制御をスイッチングする「１２０度通電」の技術が開示されている。

例えば特許文献１には、ベクトル制御１８０度通電方式で、モータ駆動中のモータ電流位相を基準としてある一定期間のＰＷＭ出力を停止することで、ゲート・ドライバの仕様を満足しつつ、ＰＷＭ制御時のスイッチング損失を低減させ、高効率な電力変換装置を提供することができると記載されている。

特開２０１３−１１５９５５号公報

特許文献１に記載されている発明は、モータ駆動中のモータ電流位相を基準としてある一定期間のＰＷＭ出力を停止することでＰＷＭ制御時のスイッチング損失を低減させている。しかし、特許文献１に記載の発明は、ある特定条件（回転速度以下／モータ平均電流以下）に限定されており、広範囲において高効率化が図れる技術となっていない。また、ＤＣファン制御でＰＷＭ出力を停止する場合は、圧縮機などと違い風などの外乱の影響を考慮する必要がある。運転状態に関わらずＰＷＭ出力を停止すると、振動の悪化や停止に至るおそれがある。

そこで、本発明は、モータ振動の悪化やモータ停止を回避しつつ、モータ駆動に伴うスイッチング損失の低減とモータ銅損の低減を可能とする空気調和機を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明の空気調和機は、電動機と、ベクトル制御方式を用いて、ＰＷＭ制御によって前記電動機を駆動するための電力変換を行う電力変換装置を備える。前記電力変換装置は、前記ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、三相構成のスイッチ素子を備えて構成され、前記パルス制御部から出力された前記パルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、前記電力変換回路の所定相の正側および負側のスイッチ素子を停止するために、前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間において前記パルス信号を停止させるパルス停止制御信号を生成し、当該パルス停止制御信号を前記パルス制御部へ出力するパルス停止制御部とを具備する。前記ベクトル制御部は、前記電動機のモータ電流が、現在の回転速度の無負荷時におけるモータ電流に対して所定範囲内ならば、前記パルス停止制御部の動作を開始させる。

その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、モータ振動の悪化やモータ停止を回避しつつ、モータ駆動に伴うスイッチング損失の低減とモータ銅損の低減が可能となる。

本実施形態におけるＰＷＭ制御方式の電力変換装置の回路構成を示すブロック図である。 本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。 通常動作時において電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号の関係を示す波形図である。 間欠通電動作時において電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図である。 電力変換装置を備える実機を駆動した場合の、Ｕ相電圧、Ｕ相電流およびパルス信号の関係を示す波形図である。 本実施形態の電力変換装置による、相パルス停止区間（開放相区間）に対する電力変換回路損失、電動機損失およびそれらを足し合わせた総合損失の関係を示す特性図である。 ＤＣファンに適用した場合の間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示すグラフである。 圧縮機に適用した場合の間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示すグラフである。 変調率で定義された間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示す図である。 回転速度で定義された間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示す図である。 外気温で定義された間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示す図である。 間欠通電を停止した場合と許可した場合の位相調整方法を示すグラフである。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。

《概要》
本実施形態に係る電力変換装置は、ＰＷＭ制御のパルス信号を用いて直流電力を交流電力に変換する電力変換回路（インバータ）と、電力変換回路に流れる電流を検出してその電力変換回路をベクトル制御するベクトル制御部とを備えている。

電力変換装置は更に、電力変換回路に流れる電流位相のゼロクロス点を基準として定められた区間のパルス信号を停止させて、同相の上下アームのスイッチ素子を停止させる開放相区間を設けている。これにより電力変換装置は、ＰＷＭ制御時のスイッチング回数を低減させてスイッチング損失を低下させることができる。更に電力変換装置は、開放相区間を設けることで電流位相のゼロクロス点によって、電動機の磁石位置の正確な位置情報を取得することができる。その結果、安定したベクトル制御を行って、電力変換回路（インバータ）および電動機の効率を向上させることが可能となる。

以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各実施形態を説明するための全図において、同一の構成要素は原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

図１は、本実施形態に係るＰＷＭ制御方式の電力変換装置１の回路構成を示している。
本実施形態の電力変換装置１では、図１に示すように、ＰＷＭ制御で駆動する三相インバータからなる電力変換回路４によって、永久磁石同期電動機である交流電動機３をベクトル制御で駆動する場合において、電力変換回路４のパルス信号に相パルス停止区間（すなわち、開放相区間）を設けたときの制御方法について説明する。

《電力変換装置の回路構成》
図１に示すように、電力変換装置１は、電力変換回路４と、相電流検出部６と、制御装置５とを備えて構成される。電力変換回路４は、直流電力を交流電力に変換する３相インバータを含んで構成される。相電流検出部６は、電力変換回路４に接続された交流電動機（電動機）３に流れる電動機電流を検出する。制御装置５は、相電流検出部６で検出された相電流情報（電流）αに基づいてＰＷＭ制御を行うパルス信号を用いてベクトル制御を行う。この電力変換回路４には、電源２によって直流電圧Ｖｄが印加される。

また、電力変換回路４は、電力変換主回路４１とゲートドライバ４２とを備えて構成される。ゲートドライバ４２は、パルス制御部７からのパルス信号γに基づいて電力変換主回路４１のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）へ供給されるゲート信号を発生する。電力変換主回路４１は、ＩＧＢＴとダイオードとが逆方向に並列接続された三相構成のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６から構成されている。この電力変換主回路４１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチングレグを有し、パルス制御部７から出力されたパルス信号γを用いて、直流電力を交流電力に変換する。

Ｕ相のスイッチングレグは、正極と負極との間にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタはスイッチング素子Ｑ２のコレクタに接続される。スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極に接続される。スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続ノードは、交流電動機３のＵ相コイルに接続される。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続ノードの電圧を電圧Ｖｕとする。交流電動機３のＵ相コイルに流れる電流を、Ｕ相交流電流Ｉｕとする。

スイッチング素子Ｑ１のゲートには、ゲートドライバ４２が出力するパルス信号ＧＰＵ＋が印加される。スイッチング素子Ｑ２のゲートには、ゲートドライバ４２が出力するパルス信号ＧＰＵ−が印加される。

Ｖ相のスイッチングレグは、正極と負極との間にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ３のコレクタは正極に接続され、スイッチング素子Ｑ３のエミッタはスイッチング素子Ｑ４のコレクタに接続される。スイッチング素子Ｑ４のエミッタは負極に接続される。スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタとの接続ノードは、交流電動機３のＶ相コイルに接続される。

スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲートには、ゲートドライバ４２が出力するパルス信号がそれぞれ印加される。

Ｗ相のスイッチングレグは、正極と負極との間にスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が直列接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ５のコレクタは正極に接続され、スイッチング素子Ｑ５のエミッタはスイッチング素子Ｑ６のコレクタに接続される。スイッチング素子Ｑ６のエミッタは負極に接続される。スイッチング素子Ｑ５のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のコレクタとの接続ノードは、交流電動機３のＷ相コイルに接続される。

スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のゲートには、ゲートドライバ４２が出力するパルス信号がそれぞれ印加される。

また、制御装置５は、パルス制御部７と、ベクトル制御部８と、パルス停止制御部９とを含んで構成される。パルス制御部７は、印加電圧指令（指令電圧）Ｖ^＊に基づいて制御されたパルス信号γをゲートドライバ４２へ供給してＰＷＭ制御を行わせる。ベクトル制御部８は、相電流検出部６で検出された相電流情報αを用いてベクトル制御を行い、印加電圧指令Ｖ^＊を算出する。パルス停止制御部９は、ベクトル制御により算出された電流の位相情報（電流位相）に基づいて電流ゼロクロス付近で相パルス停止区間（開放相区間）δのパルス信号γを停止させる相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）βをパルス制御部７へ出力する。この相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）βは、この電力変換回路４の所定相の正側および負側のスイッチング素子を停止させる。

ここで、ベクトル制御部８は、例えば、非特許文献１（坂本他、「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１２４巻１１号（２００４年）ｐｐ．１１３３−１１４０）や非特許文献２（戸張他、「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１２９巻１号（２００９年）ｐｐ．３６−４５）に記載されているように、インバータ出力電流を検出して３相−２相変換（ｄｑ変換；direct-quadrature変換）して制御系にフィードバックし、再び２相−３相変換してインバータを駆動する一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式については特定するものではない。したがって、ベクトル制御部８の動作は周知の技術であるので詳細な説明は省略する。

図２は、本実施形態における空気調和機Ａの室内機１００、室外機２００、およびリモコンＲｅの正面図である。

図２に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンと呼ばれている。空気調和機Ａは、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、図１に示した電力変換装置１（図２において不図示）を備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示せず）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。電力変換装置１（図１参照）は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。

リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。

空気調和機Ａに搭載された電力変換装置１の動作について説明する。電力変換装置１は、電源２から供給される直流電圧Ｖｄを再び交流に変換して交流電動機３（図２において不図示）を駆動するものである。不図示の交流電動機３は、ＤＣファンモータであるが、圧縮機モータに適用してもよい。

《通常動作時の波形》
ここで、電力変換装置１による間欠通電動作時のＰＷＭ制御を明確化するため、通常動作時のＰＷＭ制御について、図３を用いて説明する。図３は、比較例における、交流電動機３に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号の関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流およびパルス信号の各レベルを示している。

制御装置５は、パルス制御部７において、図３の第１グラフに示すように、ＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令Ｖ^＊とを比較してＰＷＭパルス信号（パルス信号γ）を生成する。また、この印加電圧指令Ｖ^＊の指令値は、相電流検出部６で検出された相電流情報αを基にベクトル制御部８で演算を行って得られたものである。ここで、相電流検出部６による相電流情報αの取得は、例えば、特開２００４−４８８８６号公報の図１に開示されているように、ＣＴ（Current Transformer）によって交流出力電流を直接検出してもよいし、同公報の図１２に開示されているように、シャント抵抗によって直流母線の電流情報を取得し、この電流情報に基づいて相電流を再現させる方式でもよい。

次に、図３を用いて、通常動作時に電力変換装置１から交流電動機３へ供給される交流電圧および交流電流とパルス信号との関係について詳細に説明する。図３の第１グラフはＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令Ｖ^＊とを示しており、代表としてＵ相印加電圧指令Ｖｕ^＊を示している。ここで、θｖはＵ相を基準とする電圧位相を示している。

ＰＷＭ制御方式では、パルス制御部７は、図３の第１グラフに示す通り、Ｕ相印加電圧指令Ｖｕ^＊と三角波キャリア信号（ＰＷＭキャリア信号）とを基にして、図３の第３グラフに示すパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−を生成し、このパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−を電力変換主回路４１の駆動のためにゲートドライバ４２へ出力する。パルス信号ＧＰＵ＋は、ゲートドライバ４２で電圧変換されて、Ｕ相上側のスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。パルス信号ＧＰＵ−は、ゲートドライバ４２で電圧変換されて、Ｕ相下側のスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。すなわち、パルス信号ＧＰＵ＋とパルス信号ＧＰＵ−は正負（１，０）が逆の信号となっている。

このパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−によって電力変換主回路４１がＰＷＭ制御を行うことにより、交流電動機３には図３の第２グラフに示すようなＵ相交流電流Ｉｕが流れる。ここで、φは電圧と電流の位相差を示している。

また、ベクトル制御部８では、Ｕ相交流電流Ｉｕを含む相電流情報αを基に、ベクトル制御を行うことで、電圧の振幅および電圧と電流の位相差φの制御を行っている。

図３に示す通り、通常動作時におけるＰＷＭ制御では、電圧・電流の一周期の間は常にスイッチング動作を行って１８０度通電しており、スイッチング動作が停止する期間が存在する１２０度通電方式や１５０度通電方式よりスイッチング回数が多い。したがって、１８０度通電では、これに起因するスイッチング損失が多くなる。

《間欠通電動作時の波形》
以下の説明においては、ＰＷＭ制御を行うパルス信号のスイッチング動作を一時停止させるパルス停止制御部９（図１参照）の動作について、図１と図４を用いて説明する。

図４は、本実施形態における、交流電動機３に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流、パルス信号および開放相制御信号（相パルス停止制御信号）の各レベルを示している。すなわち、図４は、図３の通常動作時の波形図と対比して示した間欠通電動作時の波形図である。

パルス停止制御部９は、図４の第４グラフに示すように、ベクトル制御により制御された電流位相のゼロクロス点φを基準として、位相φと位相φ＋πにおいて、下記の式（１）に示すように、相パルス停止区間（開放相区間）δの間、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−共にスイッチングを停止する相パルス停止制御信号（開放相制御信号）βをパルス制御部７へ出力する。この相パルス停止制御信号βは、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−共にスイッチングを停止する場合は“０”、スイッチングを停止せずにＰＷＭ制御方式のスイッチングを行う場合は“１”を出力する。

すなわち、式（１）からわかるように、φを電圧と電流の位相差、δを相パルス停止区間（開放相区間）としたとき、Ｕ相を基準とする電圧位相θｖが、φ−δ/２＜θｖ＜φ＋δ/２のときおよびφ＋π−δ/２＜θｖ＜φ＋π＋δ/２のときは、パルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ−によるスイッチングを停止する。そして、それ以外のときはパルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ−によるスイッチングを行う。

このため、パルス制御部７からの出力状態は、相パルス停止制御信号βの相パルス停止区間δでは、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−が共にオフとなる。したがって、パルス制御部７からは、図４の第３グラフに示すように、相パルス停止区間δで休止したパルス信号の信号列が出力される。言い換えると、電圧および電流の一周期の間に２回に亘って相パルス停止区間（開放相区間）δを設定することとなる。なお、本実施形態の構成の場合、対象となるＰＷＭ制御の変調方式は正弦波ＰＷＭ制御方式のみではなく、二相変調型ＰＷＭ制御方式や三次調波加算型ＰＷＭ制御方式でも、同様の相パルス停止区間δを設けることが可能となる。

このように、パルス停止制御部９によりスイッチング動作を停止する期間が設けられたパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−は、スイッチング停止区間とスイッチング動作区間では、印加電圧位相および交流電動機３の誘起電圧位相を基準として設けられていない形状となる。すなわち、パルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−のスイッチング停止区間とスイッチング動作区間は、電流位相のゼロクロス点を基準として設定される。

言い換えると、通常動作時は、誘起電圧の電圧位相を基準にしたパルス信号であるため、図３の第３グラフに示すように、パルス信号列は、電圧のゼロクロス点の前後においてＯＮ／ＯＦＦデューティが対称となる形状になっている。ところが、間欠通電動作時では、電流位相を基準として相パルス停止区間δが設けられているため（つまり、電圧位相を基準にしたパルス信号ではないため）、図４の第３グラフに示すように、電圧のゼロクロス点の前後において、パルス信号列のＯＮ／ＯＦＦデューティは対称にはならない。すなわち、本実施形態では、電流のゼロクロス点の前後において、パルス信号列のＯＮ／ＯＦＦデューティは非対称となっている。

このように、間欠通電動作時では、電流のゼロクロス点を含んだ区間に相パルス停止区間δを設けているので、図４の第３グラフに示すように、相パルス停止区間δを中心とした前後のパルス信号列ＡおよびＢが非対称な形状となる。このことから、電流のゼロクロス点を含んだ区間に相パルス停止区間δを設けた場合は、相パルス停止区間δの前後のパルス信号が非対称であるか否かを観測することにより、本実施形態の間欠通電動作が適用されたか否かを容易に判別することができる。

《実機による駆動時の波形》
図５は、本実施形態の電力変換装置１を備える実機を駆動した場合の、Ｕ相電圧、Ｕ相電流、およびパルス信号の関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流、およびパルス信号の各レベルを示している。すなわち、図５は、本実施形態の間欠通電動作による電流のゼロクロス点を含んだ近傍に相パルス停止区間を設けた手法で、二相変調型ＰＷＭ制御方式において相パルス停止区間を設定して実機を駆動した場合の電圧、電流およびパルス信号を示している。

図５の第１グラフは電力変換主回路４１のＵ相端子電圧Ｖｕｎ、同図の第２グラフは交流電動機３に流れるＵ相交流電流Ｉｕ、同図の第３グラフにパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−を示している。

図５の第３グラフに示すように、一点鎖線で挟まれた区間（δで表示）においてパルス信号ＧＰＵ＋，ＧＰＵ−のスイッチング信号が共にオフとなっており、相パルス停止区間δが設定されていることが確認できる。また、相パルス停止区間δが設定されているため、一点鎖線で挟まれた区間ではＵ相交流電流Ｉｕがゼロとなることもあわせて確認することができる。

《間欠通電動作の効果》
図６は、本実施形態の電力変換装置１による、相パルス停止区間（開放相区間）δに対する電力変換回路損失、電動機損失およびそれらを足し合わせた総合損失の関係を示す特性図であり、横軸に相パルス停止区間（開放相区間）δ、縦軸に損失を表わしている。すなわち、図６は、パルス停止制御部９で設定する相パルス停止区間δと電力変換回路４の損失、交流電動機３の損失およびこれらの二つの損失を合わせた総合損失の特性を示している。

図６に示すように、本実施形態の電力変換回路４の損失（電力変換回路損失）は、相パルス停止区間δを大きくしてゆくにしたがってスイッチング回数が低減するため、これに起因して低減する。また、交流電動機３の損失（電動機損失）は、相パルス停止区間δを設けることで電流の高調波成分が増加するため、これに起因して大きくなる。更に、相パルス停止区間δが大きくなることにより、電流の高調波成分の増加が顕著となるため、これに起因する交流電動機３の損失（電動機損失）の増加も顕著となる。このため、図６に示すように、これら二つの損失（電力変換回路損失と電動機損失）を加算した総合損失が最少となる相パルス停止区間δ_optが存在する。相パルス停止区間δを、この相パルス停止区間δ_optに設定することで、電力変換装置１全体の損失を低減させることが可能となる。

以上、説明したように、パルス停止制御部９を用いることで、ＰＷＭ制御を行うパルス信号のスイッチング回数を低減させることが可能となる。言い換えると、マイコンの制御で行われるパルス停止制御部９をソフトウェアで構成した場合は、比較例の電力変換回路４の構成は変えずに、新規のハードウェアを追加することなく電力変換装置１の高効率化を達成することが可能となる。また、交流電動機３の電流のゼロクロス付近でスイッチング動作を停止させるため、１５０度通電方式に対してトルク脈動の増加を抑制することができる。

ただし、本実施形態のベクトル制御方式は、位置センサレス簡易ベクトル制御であり、従来のベクトル制御をベースに簡単化したものである。この位置センサレス簡易ベクトル制御は、速度や負荷トルクが変動する過渡状態を除けば、理想的なベクトル制御と同等の性能を出すことができる。言い換えると、位置センサレス簡易ベクトル制御は、速度や負荷トルクが変動する過渡状態において理想的なベクトル制御ほどの性能を見込めない。このような過渡状態において、間欠通電動作によりＰＷＭ出力を停止すると、振動の悪化や停止に至るおそれがある。

本発明は、モータが安定して駆動していると判断した場合のみ間欠通電動作を実行することでモータ振動の悪化やモータの停止を回避するものである。

図７は、ＤＣファンに適用した場合の間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示すグラフである。
グラフの横軸は、１分間あたりの回転数、すなわち回転速度を示している。グラフの縦軸は、交流電動機３に流れる電流を示している。Ｉm基準値は、無負荷時に高域回転数となる電流値である。モータ電流Ｉmは、以下の式（２）で算出することができる。

実線グラフは、無負荷時の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示している。
中程度の破線グラフは、所定の正の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、実線グラフに対して電流Ｉ_r2だけ高い値である。細かな破線グラフは、更に大きな正の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、中程度の破線グラフに対して電流Ｉ_h2だけ高い値である。例えばＤＣファンに逆風が吹くと、正の負荷が交流電動機３に掛かり、中程度の破線グラフや細かな破線グラフの方向に振れる。

一点鎖線グラフは、所定の負の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、実線グラフに対して電流Ｉ_r1だけ低い値である。粗い破線グラフは、更に大きな負の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、中程度の破線グラフに対して電流Ｉ_h1だけ低い値である。例えばＤＣファンに順風が吹くと、負の負荷が交流電動機３に掛かり、一点鎖線グラフや粗い破線グラフの方向に振れる。

実行領域Ｚ₁は濃いハッチングの領域であり、間欠通電動作を実行開始する領域を示している。この実行領域Ｚ₁は、中程度の破線グラフと一点鎖線グラフとの間の領域である。つまり、モータに対して所定範囲内の負荷が掛かっている状態である。このとき、制御装置５は、間欠通電動作を開始する。なお、図７はＤＣファンに適用した場合なので、交流電動機３に掛かる負荷は正負ともに略同じであると考えられる。よって、電流Ｉ_r1と電流Ｉ_r2とは等しく設定されている。

実行領域Ｚ₁は更に、Ｉm下限値リミッタに電流Ｉ_h1を加えた値以上の領域としている。本実施形態の相電流検出部６は、不図示のシャント抵抗によって電流を検出している。そのため検出可能なＩm下限値が存在する。そのため、実行領域Ｚ₁にも下限を設けている。

ヒステリシス領域Ｚ₂は薄いハッチングの領域であり、間欠通電動作を実行していた場合、この実行を継続する領域を示している。ヒステリシス領域Ｚ₂は、細かな破線グラフと粗い破線グラフとの間の領域である。制御装置５は、実行領域Ｚ₁に対してヒステリシス以上ずれた場合に、間欠通電動作を停止している。ヒステリシスを設けることにより、実行領域Ｚ₁の境界におけるチャタリングを防ぐことができる。

なお、図７はＤＣファンに適用した場合なので、交流電動機３に掛かる負荷は正負ともに略同じであると考えられる。よって、電流Ｉ_h1と電流Ｉ_h2とは等しく設定されている。
ヒステリシス領域Ｚ₂はＩm下限値リミッタ以上の領域としている。

実行領域Ｚ₁とヒステリシス領域Ｚ₂とは更に、高域回転数以下の領域としている。

図８は、圧縮機に適用した場合の間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示すグラフである。
実線は、無負荷時の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示している。

中程度の破線は、所定の正の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、実線に対して電流Ｉ_r4だけ高い値である。細かな破線は、更に大きな正の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、中程度の破線に対して電流Ｉ_h4だけ高い値である。無負荷状態の圧縮機を回転させると、多くの場合において正の負荷が交流電動機３に掛かるため、中程度の破線や細かな破線の方向に振れる。

一点鎖線は、所定の負の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、実線に対して電流Ｉ_r3だけ低い値である。粗い破線は、更に大きな負の負荷が交流電動機３に掛かった場合の実回転数Ｎとモータ電流Ｉmの関係を示し、中程度の破線に対して電流Ｉ_h3だけ低い値である。圧縮機を回転させたとき、負の負荷が交流電動機３に掛かる場合はほとんどないため、電流Ｉ_r3は電流Ｉ_r4よりも小さく設定され、電流Ｉ_h3は電流Ｉ_h4よりも小さく設定されている。

実行領域Ｚ₃は濃いハッチングの領域であり、間欠通電動作を実行開始する領域を示している。この実行領域Ｚ₃は、中程度の破線と一点鎖線との間の領域である。つまり、モータに対して所定範囲内の負荷が掛かっている状態である。このとき、制御装置５は、間欠通電動作を開始する。なお、図８は圧縮機に適用した場合なので、交流電動機３に掛かる負荷は正である場合がほとんどであると考えられる。よって、電流Ｉ_r2は電流Ｉ_r1よりも大きく設定されている。

実行領域Ｚ₃は更に、Ｉm下限値リミッタに電流Ｉ_h3を加えた値以上の領域としている。本実施形態の相電流検出部６は、不図示のシャント抵抗によって電流を検出している。そのため検出可能なＩm下限値が存在する。そのため、実行領域Ｚ₃にも下限を設けている。

ヒステリシス領域Ｚ₄は薄いハッチングの領域であり、間欠通電動作を実行していた場合、この実行を継続する領域を示している。ヒステリシス領域Ｚ₄は、細かな破線と粗い破線との間の領域である。制御装置５は、実行領域Ｚ₃に対してヒステリシス以上ずれた場合に、間欠通電動作を停止している。なお、図８は圧縮機に適用した場合なので、交流電動機３に掛かる正である場合がほとんどであると考えられる。よって、電流Ｉ_h4は電流Ｉ_h3よりも大きく設定されている。

ヒステリシス領域Ｚ₂はＩm下限値リミッタ以上の領域としている。
実行領域Ｚ₁とヒステリシス領域Ｚ₂とは更に、高域回転数以下の領域としている。

図９は、変調率で定義された間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示す図である。
変調率がＭ₁を超えたとき、間欠通電動作が開始する。変調率がＭ₁を超えたのちに、（Ｍ₁−Ｍ_h）よりも小さくなったならば間欠通電動作が停止する。

間欠通電動作中に、変調率がＭ₂を超えたとき、間欠通電動作が停止する。変調率がＭ₂を超えたのちに、（Ｍ₂−Ｍ_h）よりも小さくなったとき、間欠通電動作が開始する。このように、変調率が中域である場合に間欠通電動作を実行し、かつ所定のヒステリシスを超えて中域を外れたときに間欠通電動作を停止している。これにより、モータが安定駆動していることをより正確に判定可能である。

図１０は、回転速度で定義された間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示す図である。
回転速度がＲ₁を超えたとき、間欠通電動作が開始する。回転速度がＲ₁を超えたのちに、（Ｒ₁−Ｒ_h）よりも小さくなったならば間欠通電動作が停止する。

間欠通電動作中に、回転速度がＭ₂を超えたとき、間欠通電動作が停止する。回転速度がＲ₂を超えたのちに、（Ｒ₂−Ｒ_h）よりも小さくなったとき、間欠通電動作が開始する。このように、回転速度が中域である場合に間欠通電動作を実行し、かつ所定のヒステリシスを超えて中域を外れたときに間欠通電動作を停止している。これにより、モータが安定駆動していることをより正確に判定可能である。

図１１は、外気温で定義された間欠通電動作の実行領域とヒステリシス領域とを示す図である。
外気温がＴ₁を超えたとき、間欠通電動作が開始する。外気温がＴ₁を超えたのちに、（Ｔ₁−Ｔ_h）よりも小さくなったとき、間欠通電動作が停止する。

間欠通電動作中に、外気温がＴ₂を超えたとき、間欠通電動作が停止する。外気温がＴ₂を超えたのちに、（Ｔ₂−Ｔ_h）よりも小さくなったとき、間欠通電動作が開始する。このように、外気温が中域である場合に間欠通電動作を実行し、かつ所定のヒステリシスを超えて中域を外れたときに間欠通電動作を停止している。これにより、モータが安定駆動していることをより正確に判定可能である。

図１２は、間欠通電を停止した場合と許可した場合の位相調整方法を示すグラフである。
時刻ｔ０以前には間欠通電動作は許可されている。このとき、制御装置５は、間欠位相θで電力変換回路４を間欠通電動作させている。

時刻ｔ０において、制御装置５は間欠通電動作の停止を判定する。これ以降、時刻ｔ１までの間、制御装置５は徐々に間欠位相を減少させ、時刻ｔ１で間欠通電動作を停止させる。
時刻ｔ２において、制御装置５は間欠通電動作の開始を判定する。これ以降、時刻ｔ３までの間、制御装置５は徐々に間欠位相を増加させ、時刻ｔ３で間欠位相θで間欠通電動作させる。このように、間欠位相を徐々に変化させているので、間欠通電動作の開始や停止に伴う切替えショックを緩和することができる。

（変形例）
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。

上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）などの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。

各実施形態において、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、ほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
本発明の変形例として、例えば、次の（ａ）〜（ｅ）のようなものがある。

（ａ） ＤＣファンや圧縮機のモータに限定されず、任意のモータに適用してもよい。
（ｂ） 実行領域は、高域回転数以下としなくてもよい。
（ｃ） 安定駆動を判定するのは、モータ電流Ｉmと１分間あたりの回転数で示される領域に限定されず、トルクと１分間あたりの回転数で示される領域であってもよい。
なお、トルク値は、式（３）に示すように、トルク理論式算出値とオフセット値との和によって算出される。

更にトルク理論式算出値は、式（４）によって算出される。

つまり、トルクは、モータ電流Ｉmによって一意に算出されるため、モータ電流Ｉmの代わりにトルクを用いて安定駆動か否かを判定することができる。
（ｄ） 安定駆動を判定するのは、モータ電流Ｉmと１分間あたりの回転数で示される領域に限定されず、変調率と１分間あたりの回転数で示される領域であってもよい。なお、印加電圧が一定である場合、変調率はモータ電流Ｉmから一意に算出可能である。
（ｅ） 交流電動機（電動機）に流れるモータ電流を検出する以外にも、電力変換回路に流れる電流を検出して、これをモータ電流としてもよい。

１ 電力変換装置
２ 電源
３ 交流電動機（電動機）
４ 電力変換回路
４１ 電力変換主回路
４２ ゲートドライバ
５ 制御装置
６ 相電流検出部
７ パルス制御部
８ ベクトル制御部
９ パルス停止制御部
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｖｄ 直流電圧
Ａ 空気調和機
１００ 室内機
２００ 室外機
Ｒｅ リモコン
Ｑ リモコン送受信部
３００ 冷媒配管
α 相電流情報（電流）
β 相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）
γ パルス信号 （ＰＷＭパルス信号）
ζ 位相情報
δ 相パルス停止区間（開放相区間）
ＧＰＵ＋ パルス信号
ＧＰＵ− パルス信号
Ｉｕ Ｕ相交流電流
φ 位相差

Claims (8)

1. 電動機と、
   ベクトル制御方式を用いて、ＰＷＭ制御によって前記電動機を駆動するための電力変換を行う電力変換装置を備え、
   前記電力変換装置は、
   前記ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、
   三相構成のスイッチ素子を備えて構成され、前記パルス制御部から出力された前記パルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、
   前記電力変換回路に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、
   前記電力変換回路の所定相の正側および負側のスイッチ素子を停止するために、前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間において前記パルス信号を停止させるパルス停止制御信号を生成し、当該パルス停止制御信号を前記パルス制御部へ出力するパルス停止制御部と、
   を具備し、
   前記ベクトル制御部は、前記電動機のモータ電流が、現在の回転速度の無負荷時におけるモータ電流に対して所定範囲内ならば、前記パルス停止制御部の動作を開始させる、
   ことを特徴とする空気調和機。
2. 前記ベクトル制御部は、前記パルス停止制御部の動作を開始させる場合、前記パルス停止制御信号を生成する区間を零から前記定められた区間になるまで徐々に増加させる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
3. 前記ベクトル制御部は、前記パルス停止制御部を動作させている場合に前記電動機のモータ電流が、前記所定範囲に対して所定ヒステリシス量を超えて外れたならば、前記パルス停止制御部の動作を停止させる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
4. 前記ベクトル制御部は、前記パルス停止制御部の動作を停止させる場合、前記パルス停止制御信号を生成する区間が前記定められた区間から零になるまで徐々に減少させる、
   ことを特徴とする請求項３に記載の空気調和機。
5. 電動機と、
   ベクトル制御方式を用いて、ＰＷＭ制御によって前記電動機を駆動するための電力変換を行う電力変換装置を備え、
   前記電力変換装置は、
   前記ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、
   三相構成のスイッチ素子を備えて構成され、前記パルス制御部から出力された前記パルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、
   前記電力変換回路の電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、
   前記電力変換回路の所定相の正側および負側のスイッチ素子を停止するために、前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間において前記パルス信号を停止させるパルス停止制御信号を生成し、当該パルス停止制御信号を前記パルス制御部へ出力するパルス停止制御部と、
   を具備し、
   前記ベクトル制御部は、前記電動機のトルクが、現在の回転速度の無負荷時におけるトルクに対して所定範囲内ならば、前記パルス停止制御部の動作を開始させる、
   ことを特徴とする空気調和機。
6. 前記ベクトル制御部は、前記パルス停止制御部を動作させている場合に前記電動機のトルクが前記所定範囲に対して所定ヒステリシス量を超えて外れたならば、前記パルス停止制御部の動作を停止させる、
   ことを特徴とする請求項５に記載の空気調和機。
7. 電動機と、
   ベクトル制御方式を用いて、ＰＷＭ制御によって前記電動機を駆動するための電力変換を行う電力変換装置を備え、
   前記電力変換装置は、
   前記ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、
   三相構成のスイッチ素子を備えて構成され、前記パルス制御部から出力された前記パルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、
   前記電力変換回路の電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、
   前記電力変換回路の所定の相の正側および負側のスイッチ素子を停止するために、前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間において前記パルス信号を停止させるパルス停止制御信号を生成し、当該パルス停止制御信号を前記パルス制御部へ出力するパルス停止制御部と、
   を具備し、
   前記ベクトル制御部は、前記電動機の変調率が、現在の回転速度の無負荷時における変調率に対して所定範囲内ならば、前記パルス停止制御部の動作を開始させる、
   ことを特徴とする空気調和機。
8. 前記ベクトル制御部は、前記パルス停止制御部を動作させている場合に前記電動機の変調率が前記所定範囲に対して所定ヒステリシス量を超えて外れたならば、前記パルス停止制御部の動作を停止させる、
   ことを特徴とする請求項７に記載の空気調和機。

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