JP2023144346A - モータ制御装置並びにモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】
通電相切替時における電流の立ち上がり速さを向上することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】
モータ制御装置は、モータ（３００）を１２０度通電にて通電するインバータ回路を、モータの運転指令（ω_ｒ ^＊）に基づいて生成されるパルス幅変調信号（Ｓ_ＰＷＭ）に応じて制御するものであって、運転指令およびモータの運転状態に応じて生成される電流指令（Ｉ^＊）と、インバータ回路の直流母線電流（Ｉ）とを比較する比較回路（１３２）と、一定周期でクロック信号を生成するクロック信号生成回路（１３３）と、比較回路の出力信号（Ｓ_Ｏ）とクロック信号（Ｓ_１）とに基づいて、パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成回路（１３０）と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの運転を制御するモータ制御装置およびモータ制御方法に関する。

ブラシレスモータや交流モータは、一般に、インバータ回路およびモータ制御装置から構成されるモータ駆動システムによって駆動される。モータ制御装置は、インバータ回路のスイッチングを制御することにより、モータの運転（速度、トルクなど）を制御する。

インバータ回路によるモータ通電方式としては、１２０度通電（矩形波駆動）と１８０度通電（正弦波駆動）がある。１２０度通電は、１８０度通電に比べてモータ制御装置の構成が簡易であるため、機器の小型化および低コスト化が要求される家電分野などにおいて、広く用いられている。

１２０度通電によるモータ制御に関する従来技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。

本従来技術では、矩形波状のインバータ入力電流検出値をローパスフィルタに通すことで抽出される直流成分と、速度制御器が生成する電流指令との差分を、比例・積分（ＰＩ）演算し、さらに、演算値と所定周波数の基準信号（三角波）とを比較器によって比較する。これにより、電流指令に応じたデューティのＰＷＭ信号が生成される（特許文献１の図２参照）。

特開２０１２－１４７５６１号公報

上記従来技術では、インバータ回路の上下アームにおいて通電相が切り替わるとき、切り替え直後の電流の立ち上がりが遅いという問題がある。

そこで、本発明は、通電相切替時における電流の立ち上がり速さを向上することができるモータ制御装置およびモータ制御方法を提供する。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、モータを１２０度通電にて通電するインバータ回路を、モータの運転指令に基づいて生成されるパルス幅変調信号に応じて制御するものであって、運転指令およびモータの運転状態に応じて生成される電流指令と、インバータ回路の直流母線電流とを比較する比較回路と、一定周期でクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、比較回路の出力信号とクロック信号とに基づいて、パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成回路と、を備える。

また、本発明によるモータ制御方法は、モータを１２０度通電にて通電するインバータ回路を、モータの運転指令に基づいて生成されるパルス幅変調信号に応じて制御する方法であって、一定の周期でパルス幅変調信号を高レベルおよび低レベルの内の一方に設定し、１周期内で、運転指令およびモータの運転状態に応じて生成される電流指令とインバータ回路の直流母線電流とを比較した結果に基づいて、パルス幅変調信号を高レベルおよび低レベルの内の他方に設定する。

本発明によれば、通電相切替時における電流の立ち上がり速さが向上する。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１であるモータ制御装置の構成を示す回路図である。 実施例１のモータ制御装置におけるＰＷＭ信号生成回路の動作を示すタイムチャートである。 実施例１における直流母線電流Ｉの時間変化を示す波形図である。 比較例における直流母線電流Ｉの時間変化を示す波形図である。 実施例２であるモータ制御装置の構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１～２により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

図１は、本発明の実施例１であるモータ制御装置の構成を示す回路図である。

図１に示すように、複数（図１では６個）の半導体スイッチング素子の三相フルブリッジ回路からなるインバータ回路によって、モータ３００が１２０度通電方式で通電される。インバータ回路は、直流電源１０からの直流電力を、各半導体スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、矩形波状の交流電力に変換して、モータ３００へ出力する。

直流電源１０は、電池でもよいし、ＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＤＣコンバータでもよい。

なお、インバータ回路における、Ｕ相上アーム用半導体スイッチング素子ＳＷ_ＵＰとＵ相下アーム用半導体スイッチング素子ＳＷ_ＵＮとの直列接続点、Ｖ相上アーム用半導体スイッチング素子ＳＷ_ＶＰとＶ相下アーム用半導体スイッチング素子ＳＷ_ＶＮとの直列接続点、および、Ｗ相上アーム用半導体スイッチング素子ＳＷ_ＷＰとＷ相下アーム用半導体スイッチング素子ＳＷ_ＷＮとの直列接続点が、それぞれ、モータ３００のＵ相端子、Ｖ相端子、およびＷ相端子に接続される。これにより、インバータ回路からモータ３００に、矩形波状の交流電力が出力される。

本実施例１では、半導体スイッチング素子として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、「ＩＧＢＴ」と記す）が用いられる。なお、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴなどの他の電力用半導体スイッチング素子が用いられてもよい。

本実施例１では、モータ３００として、ロータが永久磁石によって構成される三相ブラシレスモータが用いられる。なお、ブラシレスモータに限らず、他の永久磁石同期モータが用いられてもよい。

以下、本実施例１によるモータ制御装置について説明する。

ゲート駆動回路１４０は、モータ３００のロータの磁極位置信号θ_ｒとパルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」と記す）信号Ｓ_ＰＷＭとに基づいて、インバータ回路における半導体スイッチング素子の制御端子（本実施例１では「ゲート端子」）に与える制御信号（本実施例１では「ゲート駆動信号」）を生成する。

ゲート駆動回路１４０によって駆動される半導体スイッチング素子ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮのオン・オフ動作パターンは、公知の１２０度通電と同様である（後述する図３を参照）。

磁極位置検出回路１５０は、磁極センサ３０が出力する磁極検出信号Ｓ_Ｈに応じて、磁極位置信号θ_ｒを生成する。なお、モータ３００には、三相分すなわち３個の磁極センサ３０が設けられる。なお、本実施例１では、磁極センサ３０として、ホール素子が用いられる。

ゲート駆動回路１４０は、磁極位置信号θ_ｒに応じて、インバータ回路の上アームおよび下アームの各々において、通電期間を電気角で１２０度として、電気角で１２０度ごとにＵ，Ｖ，Ｗ相の内の通電相を順次切り替えるための制御信号を生成する。さらに、ゲート駆動回路１４０は、この制御信号を、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭによってＰＷＭ変調して、ＰＷＭ変調された制御信号を半導体スイッチング素子の制御端子に与える。

なお、ゲート駆動回路１４０は、公知の回路によって各制御信号を生成する。例えば、通電相を順次切り替えるための制御信号は、磁極位置信号θ_ｒを入力して、半導体スイッチング素子ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮのオン・オフ動作パターンを示す２値信号を出力する論理回路によって生成できる。また、ＰＷＭ変調された制御信号は、半導体スイッチング素子ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮのオン・オフ動作パターンを示す２値信号と、２値信号であるＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを入力とする論理積ゲート回路によって生成できる。

ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭは、ＰＷＭ信号生成回路１３０によって生成される。ＰＷＭ信号生成回路１３０は、ラッチ回路１３１と比較回路１３２とクロック信号生成回路１３３とから構成される。

比較回路１３２は、電流指令Ｉ^＊とインバータ回路における直流母線電流Ｉとを比較し、ＩがＩ^＊よりも小さければ低レベルとなり、かつＩがＩ^＊に等しいと高レベルとなる信号Ｓ_Ｏを出力する。

なお、本実施例では、正論理にて信号が取り扱われているが、負論理にて信号が取り扱われてもよい。負論理では、本実施例における信号の高レベルおよび低レベルが、それぞれ、低レベルおよび高レベルとなる。

電流指令Ｉ^＊は、モータ速度ω_ｒが速度指令ω_ｒ ^＊となる場合におけるモータ電流値である。直流母線電流Ｉは、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのオン期間に流れ、オフ期間は零になる。直流母線電流Ｉが流れているとき、直流母線電流Ｉの値は、モータ３００の通電相を流れるモータ電流の大きさに等しい。したがって、直流母線電流Ｉの値を電流指令Ｉ^＊に近付けるようにＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを生成することにより、モータ速度ω_ｒを速度指令ω_ｒ ^＊に近付けることができる。すなわち、モータの速度を制御することができる。

なお、本実施例１において、直流母線電流Ｉは、シャント抵抗２０によって計測される。なお、図１においては図示されていないが、シャント抵抗２０の電圧を増幅して直流母線電流Ｉの検出値を得る増幅器が設けられてもよい。

速度指令ω_ｒ ^＊は、図示しない上位制御装置によって生成される。速度制御器１１０は、速度指令ω_ｒ ^＊と、速度計測器１６０によって計測されるモータ速度ω_ｒとに基づいて、電圧指令Ｖ^＊を生成される。本実施例１では、速度制御器１１０は、比例・積分（ＰＩ）演算回路から構成され、ＰＩ演算により、速度指令ω_ｒ ^＊は、図示しない上位制御装置によって生成される。速度制御器１１０は、速度指令ω_ｒ ^＊とモータ速度ω_ｒとの偏差を零に近付ける電圧指令Ｖ^＊を生成する。

なお、本実施例１では、速度計測器１６０、時間微分演算器から構成され、磁極位置検出回路１５０が生成する磁極位置信号θ_ｒの時間微分（ｄθ_ｒ／ｄｔ）によって、モータ速度ω_ｒを計測する。

電流／電圧変換器１２０は、速度制御器１１０が生成する電圧指令Ｖ^＊を電流指令Ｉ^＊に変換する。本実施例１では、電流／電圧変換器１２０は、乗算回路により電圧指令Ｖ^＊に所定のゲインを掛けることにより、電圧指令Ｖ^＊を電流指令Ｉ^＊に変換する。

クロック信号生成回路１３３は、一定周期で高レベルとなるクロック信号Ｓ_１を生成する。クロック信号生成回路１３３は、公知の回路構成を有する。例えば、三角波や鋸歯などの周期波形電圧を生成する波形生成回路と、この周期波形電圧と所定の電圧値とを比較する比較回路とから構成される。これら波形生成回路や比較回路は、例えば、演算増幅器を用いて構成できる。

ラッチ回路１３１は、比較回路１３２の出力信号Ｓ_Ｏとクロック信号Ｓ_１とに応じて、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。

ラッチ回路１３１は、クロック信号Ｓ_１（高レベル）を入力すると、出力を低レベルから高レベルに遷移させるとともに、比較回路１３２の出力信号Ｓ_Ｏが低レベルの間は、出力を高レベルに維持する。モータ電流の大きさが電流指令Ｉ^＊になり、直流母線電流Ｉが電流指令Ｉ^＊になると、Ｓ_Ｏが低レベルから高レベルに遷移する。このとき、ラッチ回路１３１は、高レベルに維持していた出力を低レベルに遷移させる。このようにして、ラッチ回路１３１は、モータ電流を電流指令Ｉ^＊に制御するためのＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。

モータ３００の通電相が切り替わるとき、切替前に電流が流れていなかった相の固定子巻線にインバータ回路の出力電圧が印加されるため、モータ電流および直流母線電流Ｉは、ゼロから、固定子巻線のインダクタンスに応じた傾き（ｄｉ／ｄｔ）で立ち上がる。したがって、通電相切替時においては、直流母線電流ＩがゼロからＩ^＊まで立ち上がるまでの間、比較回路１３２の出力信号Ｓ_Ｏは低レベルに維持される。このため、ラッチ回路１３１は出力を高レベルに維持するので、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティが１（１００％）になる。これにより、モータ電流の立ち上がり速さを向上することができる。

なお、ラッチ回路１３１として、フリップフロップ回路（ＦＦ）が適用できる。本実施例１においては、ＲＳフリップフロップ回路が適用される。したがって、Ｓ_１およびＳ_Ｏを、それぞれ、セット信号およびリセット信号とする。

なお、本実施例では、正論理にて信号が取り扱われているが、負論理にて信号が取り扱われてもよい。負論理では、Ｓ_１およびＳ_０を、それぞれ、リセット信号およびセット信号とする。

図２は、本実施例１のモータ制御装置におけるＰＷＭ信号生成回路１３０の動作を示すタイムチャートである。なお、図中に、直流母線電流Ｉの波形およびＰＷＭ信号のデューティＤを併記する。なお、図２における時間範囲は、ある通電相切替時点から、次の通電相切替前の時点までの間（電気角で６０度未満）である。

図２中、上から、直流母線電流Ｉの波形、ラッチ回路１３１（図１）へ入力される信号Ｓ_Ｏ（リセット信号）およびクロック信号Ｓ_１（セット信号）の各タイムチャート、ラッチ回路１３１が出力するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのタイムチャート、Ｓ_ＰＷＭのデューティＤの時間変化を示す。

通電相切替時点では、信号Ｓ_Ｏが低レベルＬであるため、一定周期Ｔ_ＣＬＫで生成されるクロック信号Ｓ_１によって高レベルＨにセットされたＳ_ＰＷＭが、直流母線電流Ｉが電流指令Ｉ^＊に到達するまで、Ｈに維持される。このため、スイッチング周期Ｔ_ＳＷに対するオン時間Ｔ_ＯＮの比率すなわちデューティＤは、Ｄ_ＭＡＸ（＝Ｔ_ＯＮ１／Ｔ_ＳＷ）となり、Ｔ_ＯＮ１およびＴ_ＳＷは共にＴ_ＣＬＫに等しいので、Ｄ_ＭＡＸ＝１となる（図２中では、Ｄを百分率（％）で表している）。これにより、通電相切替直後におけるモータ電流の立ち上がり速さを向上することができる。

ＩがＩ^＊に到達すると、Ｓ_ＯがＨとなるため、Ｓ_ＰＷＭはＬにリセットされる。このため、Ｉはオフするが、モータ電流は環流モードで流れ続ける。

次に、Ｓ_１がラッチ回路１３１に入力されると、Ｓ_ＰＷＭはＨにセットされる。このため、Ｉが流れ出す。このとき、モータ電流は環流モードで流れ続けていたため、Ｉは急峻に立ち上がる。Ｉは、立ち上がった時点では、Ｉ^＊に近いが、Ｉ^＊よりも小さくなっており、再度、Ｉ^＊まで増加していく。Ｉが再度Ｉ^＊に到達すると、Ｓ_ＯがＨとなるため、Ｓ_ＰＷＭはＬにリセットされる。

以降、Ｓ_１およびＳ_ＯによるＳ_ＰＷＭのセットおよびリセットが繰り返される。したがって、デューティＤは、Ｄ_Ｓ（＝Ｔ_ＯＮ２／Ｔ_ＳＷ）となり、Ｔ_ＯＮ２＜Ｔ_ＣＬＫかつＴ_ＳＷ＝Ｔ_ＣＬＫであるから、Ｄ_Ｓ＜Ｄ_ＭＡＸ（＝１（図２では１００％））となる。このため、大きさがＩ^＊の矩形波状のＩが流れ続ける。したがって、モータ電流の大きさがＩ^＊に制御される。

図３は、本実施例１における直流母線電流Ｉの時間変化を示す波形図である。なお、インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮの動作状態の時間変化およびＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティＤの時間変化を併記する。

また、図４は、比較例における直流母線電流Ｉの時間変化を示す波形図である。図４と同様に、ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮの動作状態の時間変化およびデューティＤの時間変化を併記する。

図３および図４における時間範囲は、電気角で４２０度分に相当する。図３および図４では、電気角で６０度分ごとに縦方向の破線を付記している。

図３および図４に示すように、ＳＷ_ＵＰ，ＳＷ_ＵＮ，ＳＷ_ＶＰ，ＳＷ_ＶＮ，ＳＷ_ＷＰ，ＳＷ_ＷＮの動作は、公知の１２０度通電方式と同じである（図３および図４では、１２０度の通電幅中におけるＰＷＭ信号は、図示を省略している）。したがって、電気角で６０度ごとに通電相が切り替えられる。したがって、図３および図４では、７回（＝４２０度／６０度）、通電相が切り替えられている。

図３に示すＤの時間変化は、図２に示すＤと同様である。すなわち、通電相切替時にはＤ＝Ｄ_ＭＡＸ（＝１００％）、ＩがＩ^＊に到達した後は、Ｄ＝Ｄ_Ｓ＜Ｄ_ＭＡＸである。

これに対し、比較例では、図４に示すように、Ｄは時間変化せず、Ｄ＝Ｄ_Ｓである。

図３および図４に示すように、本実施例１によれば、通電相切替直後におけるモータ電流の立ち上がり速さが向上する。したがって、モータの通電中、モータ電流の大きさが、電流指令に等しい一定値になる。このため、モータの効率が向上する。

また、本実施例１によれば、上述のように比較的簡単な回路により、モータ制御装置を構成できる。したがって、モータ制御装置を構成する回路規模を低減できる。

なお、本実施例１によるモータ制御装置は、半導体集積回路によって構成されてもよい。この場合、電流制御機能を備えながらも、半導体チップサイズの増大が抑制される。

さらに、本実施例１では、上述のように、クロック信号Ｓ_１の一定周期Ｔ_ＣＬＫ（図２）でパルス幅変調信号Ｓ_ＰＷＭを高レベルＨに設定し、１周期内で、電流指令Ｉ^＊と直流母線電流Ｉとを比較回路１３２によって比較した結果に基づいて、Ｓ_ＰＷＭを低レベルＬに設定している。これにより、モータ電流をＩ^＊に等しくなるようにインバータ回路を制御できるとともに、モータ電流の立ち上がり速さが向上することができる。モータ制御装置は、このような機能を、制御用マイクロコンピュータが所定の制御プログラムを実行することにより、備えてもよい。

この場合、比較的簡単な制御プログラムとなるため、マイクロコンピュータに対して高機能は要求されない。したがって、モータ制御装置は、コストの増大させることなく、電流制御機能を備えることができる。

なお、モータの磁極位置は、いわゆるセンサレス方式により検出してもよい。

また、図１における速度制御器に代えて、トルク指令などの他の運転指令およびトルクなどの他の運転状態に基づいて電圧指令を作成する制御器を適用してもよい。なお、本実施例１のように、速度制御器を用いることにより、本実施例１によるモータ制御装置は、速度制御器を備える従来のモータ制御装置との互換性が向上する。

図５は、本発明の実施例２であるモータ制御装置の構成を示す回路図である。

以下、主に、実施例１と異なる点について、説明する。

本実施例２においては、実施例１と異なり、速度制御器１１１が電流指令Ｉ^＊を生成する。したがって、速度制御器１１１が生成する電流指令Ｉ^＊が比較回路１３２に入力される。したがって、実施例１（図１）における電流／電圧変換器１２０は不要である。

本実施例２では、速度制御器１１１は、比例・積分（ＰＩ）演算回路から構成され、ＰＩ演算により、図示しない上位制御装置によって生成される速度指令ω_ｒ ^＊とモータ速度ω_ｒとの偏差を零に近付ける電流指令Ｉ^＊を生成する。

本実施例２によれば、モータ制御装置を構成する回路規模を低減できる。また、制御用マイクロコンピュータを用いる場合、制御プログラムを簡単化できる。

なお、本発明は、上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、削除、他の構成の追加、他の構成との置換が可能である。

１０ 直流電源
２０ シャント抵抗
３０ 磁極センサ
１１０ 速度制御器
１１１ 速度制御器
１２０ 電流／電圧変換器
１３０ ＰＷＭ信号生成回路
１３１ ラッチ回路
１３２ 比較回路
１３３ クロック信号生成回路
１４０ ゲート駆動回路
１５０ 磁極位置検出回路
１６０ 速度計測器
３００ モータ

Claims (7)

1. モータを１２０度通電にて通電するインバータ回路を、モータの運転指令に基づいて生成されるパルス幅変調信号に応じて制御するモータ制御装置において、
   前記運転指令および前記モータの運転状態に応じて生成される電流指令と、前記インバータ回路の直流母線電流とを比較する比較回路と、
   一定周期でクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、
   前記比較回路の出力信号と前記クロック信号とに基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成回路と、
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記運転指令は速度指令であり、前記運転状態は速度であることを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記パルス幅変調信号生成回路はラッチ回路によって構成され、
   前記ラッチ回路は、前記クロック信号に応じて、前記パルス幅変調信号を高レベルおよび低レベルの内の一方に設定し、前記比較回路の前記出力信号に応じて前記パルス幅変調信号を前記高レベルおよび前記低レベルの内の他方に設定することを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置において、
   前記ラッチ回路がフリップフロップ回路であり、
   前記クロック信号をセット信号およびリセット信号の内の一方とし、前記比較回路の前記出力信号を前記セット信号および前記リセット信号の内の他方とすることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記運転指令と前記運転状態とに基づいて電圧指令を生成する速度制御器と、
   前記電圧指令を前記電流指令に変換する電流／電圧変換器と、
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記運転指令と前記運転状態とに基づいて前記電流指令を生成する速度制御器を備えることを特徴とするモータ制御装置。
7. モータを１２０度通電にて通電するインバータ回路を、モータの運転指令に基づいて生成されるパルス幅変調信号に応じて制御するモータ制御方法において、
   一定の周期で前記パルス幅変調信号を高レベルおよび低レベルの内の一方に設定し、
   前記周期内で、前記運転指令および前記モータの運転状態に応じて生成される電流指令と、前記インバータ回路の直流母線電流とを比較した結果に基づいて、前記パルス幅変調信号を前記高レベルおよび前記低レベルの内の他方に設定することを特徴とするモータ制御方法。

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