JP2006054740A - パルス幅変調信号の生成方法、パルス幅変調信号の生成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】第１及び第２変調モードを安易な構成で実現する。
【解決手段】三角波データと被変調波データに基づいて、第１パルス幅変調信号を得る第１変調モードは、鋸波データに基づいて、鋸波の１周期おきに、三角波の下降時の傾きを二値化した三角波下降データを得る第１ステップと、三角波下降データと被変調波データとの一致を求める第２ステップと、三角波下降データを得る周期において、三角波下降データと被変調波データとが一致したときの鋸波データの値を求める第３ステップと、三角波下降データを得ない周期において鋸波データが被変調波データと一致したときの値と、第３ステップで求めた鋸波データの値とに基づいて、第１パルス幅変調信号を生成する第４ステップと、で実行される。
【選択図】 図３

Description

本発明は、例えばエアコンのコンプレッサをインバータ制御するのに好適な、パルス幅変調信号の生成方法、パルス幅変調信号の生成装置に関する。

エアコンには、商用交流（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）でコンプレッサを運転する一定速エアコンと、周波数を自由に変化させることによりコンプレッサの回転数を変化させて運転するインバータ・エアコンとがある。前者の一定速エアコンは、コンプレッサの回転数を変えることができないため、当該コンプレッサの運転と運転停止とを交互に行うことによって、室内温度をコントロールしている。これに対し、後者のインバータ・エアコンは、コンプレッサの回転数を自由に変えることができるため、冷房能力または暖房能力を変化させて、温度変化の少ない室温のコントロールができる。尚、後者のインバータ・エアコンには、ＡＣモータを使用するコンプレッサ、または、ＤＣモータを使用するコンプレッサの何れかが適用される。ここで、インバータ・エアコンにおいて、コンプレッサを構成するＡＣモータの回転数を制御することを「ＡＣインバータ制御」といい、一方、コンプレッサを構成するＤＣモータの回転数を制御することを「ＤＣインバータ制御」という。

ＡＣモータで構成されるコンプレッサを有するインバータ・エアコンの場合、コンプレッサの前段に設けたインバータ回路に対して、ＡＣモータコイルに現れる電圧がリアクトルに基づくフィルタ特性で正弦波電圧となるようなＰＷＭ信号（１周期の中で、正弦波電圧のレベルに応じてＰＷＭデューティが変化するＰＷＭ信号）を入力する。特に、ＡＣモータは三相誘導モータであるため、上記のＰＷＭ信号は各相ごとに１２０度の位相差をもってインバータ回路に供給される。上記のＰＷＭ信号の周波数を変えることにより、コンプレッサの回転数を制御することができる。

一方、ＤＣモータで構成されるコンプレッサを有するインバータ・エアコンの場合、コンプレッサの前段に設けたインバータ回路に対して、ＤＣモータの回転数に応じたデューティ比のＰＷＭ信号を入力する。このＰＷＭ信号は、ＤＣモータの回転数が高いほど、オンデューティが広くなり、ＤＣモータの回転数が低いほど、オンデューティが狭くなる信号である。つまり、上記のＰＷＭ信号のデューティを変えることにより、コンプレッサの回転数を制御することができる。
特開平１１−１２５４５４号公報

ＡＣインバータ制御で使用するＰＷＭ信号は、一般に、所定の傾きで上昇／下降する一定振幅の三角波を用いて、予め用意された被変調波（例えば正弦波信号）をパルス幅変調することにより得ることができる。一方、ＤＣインバータ制御で使用するＰＷＭ信号は、所定の傾きで上昇した後に垂直に下降する鋸波を用いて、予め用意された被変調波（例えば所定レベルの直流信号）をパルス幅変調することにより得ることができる。

ところで、ＡＣインバータ制御やＤＣインバータ制御は、マイクロコンピュータを用いた演算処理（ソフト処理）によって実行することが可能である。この場合、ＡＣインバータ制御で使用する三角波を二値化した三角波データは、アップダウンカウンタで生成することとなる。即ち、アップダウンカウンタのカウント値（バイナリ値）が三角波の振幅方向のレベルを表し、アップダウンカウンタのカウント速度が三角波の周波数を表す。また、ＤＣインバータ制御で使用する鋸波を二値化した鋸波データは、アップカウンタで生成することとなる。即ち、アップカウンタのカウント値が鋸波の振幅方向のレベルを表し、アップカウンタのカウント速度が鋸波の周波数を表す。

また、ＡＣインバータ制御とＤＣインバータ制御を、マイクロコンピュータを用いて行う場合、当該マイクロコンピュータがＡＣおよびＤＣの双方のインバータ制御の機能を備えていれば、汎用性の点からも好ましい。しかしながら、マイクロコンピュータの同一チップ上において、ＡＣインバータ制御用のアップダウンカウンタ（ハードウエア）と、ＤＣインバータ制御用のアップカウンタ（ハードウエア）とを形成した場合、アップダウンカウンタの構成素子数がアップカウンタの構成素子数に比べて多いため、マイクロコンピュータのチップ面積が大きくなってコストアップする問題があった。

そこで、本発明は、マイクロコンピュータのチップ面積が大きくなるのを防止すべく、鋸波データを用いてＡＣインバータ制御（第１変調モード）とＤＣインバータ制御（第２変調モード）をともに実行できる、パルス幅変調信号の生成方法およびパルス幅変調信号の生成装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するための主たる発明は、上昇時と下降時の傾きの割合が等しい一定振幅の三角波を二値化した三角波データと、被変調波を二値化した被変調波データとに基づいて、第１パルス幅変調信号を得る第１変調モードと、上昇時の傾きの割合が前記三角波の上昇時の傾きの割合であるとともに、下降時の傾きが垂直である一定振幅の鋸波を二値化した鋸波データと、被変調波を二値化した被変調波データとに基づいて、第２パルス幅変調信号を得る第２変調モードと、を選択的に実行可能な装置のためのパルス幅変調信号の生成方法であって、前記第１変調モードは、前記鋸波データに基づいて、前記鋸波の１周期おきに、前記三角波の下降時の傾きを二値化した三角波下降データを得る第１ステップと、前記三角波下降データと前記被変調波データとの一致を求める第２ステップと、前記三角波下降データを得る周期において、前記三角波下降データと前記被変調波データとが一致したときの前記鋸波データの値を求める第３ステップと、前記三角波下降データを得ない周期において前記鋸波データが前記被変調波データと一致したときの値と、前記第３ステップで求めた前記鋸波データの値とに基づいて、前記第１パルス幅変調信号を生成する第４ステップと、で実行されることを特徴とする。

本発明によれば、鋸波データを用いて第１変調モードと第２変調モードをともに実行することが可能となる。例えば、マイクロコンピュータに両モードを実行するための機能を設けた場合、チップ面積が大きくなったり、これに伴ってコストアップする問題を解決することが可能となる。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

図１乃至図６を参照しつつ、本発明のパルス幅変調信号の生成方法およびパルス幅変調信号の生成装置について説明する。尚、本発明で生成されたパルス幅変調信号は、例えばエアコンのコンプレッサを構成するＡＣモータまたはＤＣモータに対して回転制御用信号として供給されるものとして説明する。

＝＝＝全体構成＝＝＝
図１を参照しつつ、本発明を適用する全体構成について説明する。図１は、本発明で生成されたパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）が適用される全体構成を示す回路ブロック図である。

先ず、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６は、エアコンのコンプレッサ用モータに設けられる三相コイルである。これらのＵ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６は、各一端が共通接続されるとともに、ステータに対して電気角１２０度の位相差を持って取り付けられている。

インバータ回路１２は、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６に対して、ＰＷＭ信号に基づくパルス電圧を印加するものである。このインバータ回路１２は、Ｕ相用のソーストランジスタ８Ｕおよびシンクトランジスタ１０Ｕと、Ｖ相用のソーストランジスタ８Ｖおよびシンクトランジスタ１０Ｖと、Ｗ相用のソーストランジスタ８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｗとからなるものである。インバータ回路１２を構成するトランジスタは、本実施の形態では例えばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであることとする。しかし、インバータ回路１２を構成するトランジスタは、バイポーラトランジスタに限定されることなく、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semi- conductor Field Effect Transistor）であってもよい。インバータ回路１２の構成を詳述すると、ソーストランジスタ８Ｕおよびシンクトランジスタ１０Ｕは、電源Ｖ１と電源Ｖ２との間に直列接続されるとともに、直列接続点はＵ相コイル２の他端と接続されている。同様に、ソーストランジスタ８Ｖおよびシンクトランジスタ１０Ｖは、電源Ｖ１と電源Ｖ２との間に直列接続されるとともに、直列接続点はＶ相コイル４の他端と接続されている。同様に、ソーストランジスタ８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｗは、電源Ｖ１と電源Ｖ２との間に直列接続されるとともに、直列接続点はＷ相コイル６の他端と接続されている。そして、ソーストランジスタ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗのベースおよびシンクトランジスタ１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗのベースには、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６に１２０度の位相差を持った正弦波電圧が現れるようなＰＷＭ信号が、後述するＰＷＭ制御ブロックから供給される。尚、ソーストランジスタ８Ｕおよびシンクトランジスタ１０Ｕが同時にオンして貫通電流が流れることがないように、また、ソーストランジスタ８Ｖおよびシンクトランジスタ１０Ｖが同時にオンして貫通電流が流れることがないように、更に、ソーストランジスタ８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｗが同時にオンして貫通電流が流れることがないように、上記のＰＷＭ信号が発生する。

マイクロコンピュータ１４は、コンプレッサ用モータを駆動するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御ブロック１６と、ＰＷＭ制御ブロック１６を制御するためのプログラムデータ、テーブルデータ等が格納されたＲＯＭ１８と、を有する。

＜＜三角波を用いるＡＣインバータの制御方法＞＞
図１および図５を参照しつつ、コンプレッサ用モータがＡＣモータである場合のＡＣインバータの制御方法について説明する。図５は、三角波を用いるＡＣインバータ制御を説明するための波形図である。

図５において、Ｕは、予め用意されるＵ相コイル２用の正弦波である。Ｖは、予め用意されるＶ相コイル４用の正弦波である。Ｗは、予め用意されるＷ相コイル６用の正弦波である。これらの正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗはこの順序で電気角１２０度の位相差を有している。三角波ＴＲＧは、一定振幅（正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗの振幅）で、所定の傾きを持って上昇および下降を繰り返す信号である。ＡＣインバータ制御では、正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗを被変調波として、各々三角波ＴＲＧで変調する。ここで言う変調とは、正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗと三角波ＴＲＧとのレベルの大小を比較し、比較結果に応じた矩形波のＰＷＭ信号を生成することである。例えば、正弦波Ｕと三角波ＴＲＧを比較した場合、正弦波Ｕのレベルが三角波ＴＲＧのレベルより低いときには“Ｌ”（ローレベル）を出力し、正弦波Ｕのレベルが三角波ＴＲＧのレベルより高いときには“Ｈ”（ハイレベル）を出力し、これによりＰＷＭ信号Ｕ＋が得られる。このＰＷＭ信号Ｕ＋を反転したものがＰＷＭ信号Ｕ−である。ＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｕ−は互いに反転波形であるため、同時に“Ｈ”となることはない。よって、ソーストランジスタ８Ｕおよびシンクトランジスタ１０Ｕに貫通電流が流れることはない。また、ＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｕ−は、正弦波Ｕのレベルに応じてデューティが変化する信号となる。同様に、正弦波Ｖと三角波ＴＲＧを比較した場合、正弦波Ｖのレベルが三角波ＴＲＧのレベルより低いときには“Ｌ”（ローレベル）を出力し、正弦波Ｖのレベルが三角波ＴＲＧのレベルより高いときには“Ｈ”（ハイレベル）を出力し、これによりＰＷＭ信号Ｖ＋が得られる。このＰＷＭ信号Ｖ＋を反転したものがＰＷＭ信号Ｖ−である。ＰＷＭ信号Ｖ＋、Ｖ−は互いに反転波形であるため、同時に“Ｈ”となることはない。よって、ソーストランジスタ８Ｖおよびシンクトランジスタ１０Ｖに貫通電流が流れることはない。また、ＰＷＭ信号Ｖ＋、Ｖ−は、正弦波Ｖのレベルに応じてデューティが変化する信号となる。同様に、正弦波Ｗと三角波ＴＲＧを比較した場合、正弦波Ｗのレベルが三角波ＴＲＧのレベルより低いときには“Ｌ”（ローレベル）を出力し、正弦波Ｗのレベルが三角波ＴＲＧのレベルより高いときには“Ｈ”（ハイレベル）を出力し、これによりＰＷＭ信号Ｗ＋が得られる。このＰＷＭ信号Ｗ＋を反転したものがＰＷＭ信号Ｗ−である。ＰＷＭ信号Ｗ＋、Ｗ−は互いに反転波形であるため、同時に“Ｈ”となることはない。よって、ソーストランジスタ８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｗに貫通電流が流れることはない。また、ＰＷＭ信号Ｗ＋、Ｗ−は、正弦波Ｗのレベルに応じてデューティが変化する信号となる。

これらのＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−は、各々、ソーストランジスタ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗのベースに供給される。そして、ソーストランジスタ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｕ、１０Ｖ、１０ＷがＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−のレベルに応じてオンオフすることにより、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６には電気角１２０度の位相差を有する正弦波電圧が現れ、ＡＣモータが回転してコンプレッサが駆動されることとなる。

＜＜鋸波を用いるＤＣインバータの制御方法＞＞
図１および図６を参照しつつ、コンプレッサ用モータがＤＣモータである場合のＤＣインバータの制御方法について説明する。図６は、鋸波を用いるＤＣインバータ制御を説明するための波形図である。特に、図６（ａ）は、鋸波ＳＡＷとＰＷＭ信号ＤＵ＋、ＤＵ−、ＤＶ＋、ＤＶ−、ＤＷ＋、ＤＷ−との関係を示す波形図である。ここで、縦破線の間隔は電気角６０度である。図６（ｂ）は、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６の駆動電圧波形を示している。

図６において、鋸波ＳＡＷは、一定振幅で、第１レベルから第２レベル（＞第１レベル）へ向かって所定の傾きを持って上昇し、第２レベルから第１レベルへ垂直に下降する信号である。ＤＣインバータ制御では、電気角６０度ごとに第１乃至第２レベルの間の任意レベルに設定される、予め用意された直流信号ＤＩＲを被変調波として、電気角６０度ごとに鋸波ＳＡＷで変調する。ここで言う変調とは、電気角６０度ごとの直流信号ＤＩＲと鋸波ＳＡＷとのレベルの大小を比較し、比較結果に応じた矩形波のＰＷＭ信号を生成することである。例えば、位相Ｐ１において、ＰＷＭ信号ＤＵ＋を得るべく、直流信号ＤＩＲと鋸波ＳＡＷとを比較する場合、直流信号ＤＩＲを第２レベル（鋸波ＳＡＷの最大値）とする。この場合、直流信号ＤＩＲは鋸波ＳＡＷの最大値と等しいため、位相Ｐ１におけるＰＷＭ信号ＤＵ＋は常に“Ｈ”となる。次に、位相Ｐ２において、ＰＷＭ信号ＤＵ＋を得るべく、直流信号ＤＩＲと鋸波ＳＡＷとを比較する場合、直流信号ＤＩＲを第１レベルと第２レベルの間のレベル（例えば中間レベル）とする。この場合、直流信号ＤＩＲが鋸波ＳＡＷより低い期間では“Ｈ”となり、直流信号ＤＩＲが鋸波ＳＡＷより高い期間では“Ｌ”となる例えばデューティ５０％のＰＷＭ信号ＤＵ＋が得られる。位相Ｐ３乃至Ｐ６において、ＰＷＭ信号ＤＵ＋を得るべく、直流信号ＤＩＲと鋸波ＳＡＷとを比較する場合、直流信号ＤＩＲを第１レベル（鋸波の最小値）とする。この場合、直流信号ＤＩＲは鋸波ＳＡＷの最小値と等しいため、位相Ｐ３乃至Ｐ６におけるＰＷＭ信号ＤＵ＋は常に“Ｌ”となる。以上より、位相Ｐ１で“Ｈ”、直後の位相Ｐ２で所定デューティ（例えば５０％）で“Ｈ”“Ｌ”、その後の位相Ｐ３乃至Ｐ６で“Ｌ”となるＰＷＭ信号ＤＵ＋を得ることができる。尚、図６（ａ）に示す直流信号ＤＩＲは、ＰＷＭ信号ＤＵ＋を得る際に必要となるレベルを示したものである。同様の処理を実行することにより、他のＰＷＭ信号ＤＵ−、ＤＶ＋、ＤＶ−、ＤＷ＋、ＤＷ−を得ることもできる。ここで、ＰＷＭ信号ＤＵ＋、ＤＶ＋、ＤＷ＋は、電気角１２０度の位相差を有する。また、ＰＷＭ信号ＤＵ−、ＤＶ−、ＤＷ−も、電気角１２０度の位相差を有する。更に、Ｕ相コイル２にかかるＰＷＭ信号ＤＵ＋、ＤＵ−、Ｖ相コイル４にかかるＰＷＭ信号ＤＶ＋、ＤＶ−、Ｗ相コイル６にかかるＰＷＭ信号ＤＷ＋、ＤＷ−は、電気角１８０度の位相差をもって発生することとなる。

これらのＰＷＭ信号ＤＵ＋、ＤＵ−、ＤＶ＋、ＤＶ−、ＤＷ＋、ＤＷ−は、各々、ソーストランジスタ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗのベースに供給される。そして、ソーストランジスタ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗおよびシンクトランジスタ１０Ｕ、１０Ｖ、１０ＷがＰＷＭ信号ＤＵ＋、ＤＵ−、ＤＶ＋、ＤＶ−、ＤＷ＋、ＤＷ−のレベルに応じてオンオフすることにより、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６には電気角１２０度の位相差を有する図６（ｂ）の駆動電圧波形が現れ、ＤＣモータが回転してコンプレッサが駆動されることとなる。

本発明は、ＡＣインバータ制御に変調波として用いる三角波ＴＲＧと、ＤＣインバータ制御に変調波として用いる鋸波ＳＡＷとを、二値化することによってＰＷＭ信号を得るものである。特に、本発明は、三角波ＴＲＧを二値化した三角波データを、鋸波ＳＡＷを二値化した鋸波データを用いて擬似的に発生させるものである。詳しくは、三角波ＴＲＧが上昇するときの三角波データは、鋸波ＳＡＷが上昇するときの鋸波データとなる。また、三角波ＴＲＧが下降するときの三角波データ（三角波下降データ）は、鋸波ＳＡＷが上昇するときの鋸波データの極性を反転させたものとなる。マイクロコンピュータ１４は、鋸波データから三角波下降データを生成する機能を有している。

＝＝＝ＡＣインバータ制御のためのＰＷＭ信号を生成する原理＝＝＝
図３を参照しつつ、鋸波ＳＡＷを用いて、ＡＣインバータ制御のためのＰＷＭ信号を生成する原理について説明する。図３は、本発明のパルス幅変調信号の生成方法を説明するための波形図およびタイミング図である。特に、図３（Ａ）には、鋸波ＳＡＷ（上昇時および下降時ともに実線）、三角波ＴＲＧ（上昇時が実線、下降時が一点鎖線）、正弦波（本説明では説明の便宜上例えばＵ）が関連性を持って示されている。

鋸波ＳＡＷを二値化した鋸波データは、後述するアップカウンタを用いて生成される。この鋸波ＳＡＷは、所定の傾きを持って第１レベルから第２レベルまで上昇し（一定振幅Ｐ）、当該第２レベルまで上昇した後に第１レベルへ垂直に下降する信号である。鋸波ＳＡＷは、周期Ｔで上記の上昇および下降を繰り返すこととなる。三角波ＴＲＧは、鋸波ＳＡＷの上昇時の傾きと同一の傾きで第１レベルから第２レベルへ上昇し、当該第２レベルまで上昇した後、鋸波ＳＡＷの上昇時の傾きを負とした傾きで、第２レベルから第１レベルへ下降する信号である。つまり、三角波ＴＲＧは、周期２Ｔで上昇および下降を繰り返すこととなる。この三角波ＴＲＧは、鋸波ＳＡＷの上昇時の傾きを用いて生成されるものであり、上昇時と下降時の傾きは鋸波ＳＡＷの垂直の下降線を中心として線対称である。一部が開示されている正弦波Ｕは、三角波ＴＲＧで変調される被変調信号である。

例えば、ＡＣインバータ制御において、三角波ＴＲＧが生成される期間ＴＡ、ＴＢについて考える。先ず期間ＴＡは、三角波ＴＲＧが上昇する期間であり、鋸波ＳＡＷが上昇する傾きと一致する。この期間ＴＡでは、正弦波Ｕと三角波ＴＲＧの上昇時の傾き（＝鋸波ＳＡＷの上昇時の傾き）との交差位置は、三角波ＴＲＧが第１レベルからａだけ上昇した位置となる。次に、期間ＴＢでは、正弦波Ｕと三角波ＴＲＧの下降時の傾き（一転鎖線）との交差位置は、第１レベルからｂだけ上昇した位置となる。ここで、期間ＴＢにおいて、三角波ＴＲＧの下降時の傾きは、鋸波ＳＡＷの上昇時の正の傾きを負としたものであり、両者の絶対値は等しい。よって、期間ＴＢの時刻Ｔ０で、正弦波Ｕと三角波ＴＲＧとが交差したときの第２レベルからの距離はｐ−ｂとなるが、これは、正弦波Ｕと鋸波ＳＡＷとが第１レベルからｐ−ｂだけ上昇した位置で交差したことと等価となる。同様に、期間ＴＤでは、正弦波Ｕと三角波ＴＲＧは第１レベルからｄだけ上昇した位置で交差しているが、これは、正弦波Ｕと鋸波ＳＡＷとが第１レベルからｐ−ｄだけ上昇した位置で交差したことと等価となる。よって、三角波ＴＲＧが上昇する期間における正弦波Ｕとの交差を求める方法としては、正弦波Ｕが鋸波ＳＡＷと交差する際の第１レベルからの実際の上昇距離の情報を使用する。一方、三角波ＴＲＧが下降する期間における正弦波Ｕとの交差を求める方法としては、一定振幅Ｐから、正弦波Ｕが三角波ＴＲＧの下降時の傾きと交差する際の第１レベルからの上昇距離を差し引いた情報を使用する。これにより、ＡＣインバータ制御のためのＰＷＭ信号を求める場合、三角波ＴＲＧ自体をわざわざ用意することなく、鋸波ＳＡＷから三角波ＴＲＧを擬似的に作成することによって可能となる。

＝＝＝ＰＷＭ制御ブロックの構成＝＝＝
図２を参照しつつ、図１におけるマイクロコンピュータ１４の構成について説明する。図２は、本発明で適用するマイクロコンピュータ１４（パルス幅変調信号生成部）の構成、特に、ＰＷＭ制御ブロックの構成を示すブロック図である。

制御部１０２は、ＲＯＭ１８に記憶されているプログラムデータを読み出して解読し、その解読結果に従ってＰＷＭ制御ブロック１６内部の動作を制御するものである。特に、制御部１０２は、ＰＷＭ制御ブロック１６の処理に必要とされるデータについては、ＲＯＭ１８のテーブルデータから適宜読み出す。

アップカウンタ１０４は、制御部１０２から供給される所定周波数のクロックＣＬＫによってアップカウントし、そのカウント値を制御部１０２に出力する。制御部１０２は、アップカウンタ１０４のカウント値を監視しており、アップカウンタ１０４のカウント値が、第２レベル値（上記の第２レベルに相当するバイナリ値）に達したことを検出したとき、アップカウンタ１０４に対してリセット信号ＲＳＴを出力する。このとき、アップカウンタ１０４の値は第１レベル値（オールゼロ：上記の第１レベルに相当するバイナリ値）となる。つまり、アップカウンタ１０４は、クロックＣＬＫの周波数で定まる周期Ｔで第１レベル値から第２レベル値に向かってアップカウントし、第２レベル値となったときにリセットされて第１レベル値になり、再びアップカウントを行うという動作を繰り返すものである。アップカウンタ１０４が第１レベル値から第２レベル値までカウントした値は、鋸波ＳＡＷの第１および第２レベル間の振幅ｐを示すものである。本発明は、アナログの鋸波ＳＡＷを直接用意するのではなく、アップカウンタ１０４がカウントして得られるカウント値（二値化したデータ）を鋸波ＳＡＷと見立ててＰＷＭ信号を作成するものである。制御部１０２は、フラグ１０６を有している。制御部１０２では、ＡＣインバータ制御を行うモードにおいて、アップカウンタ１０４のカウント値が第２レベル値となるごとに論理値“１”と“０”とが交互に設定される。例えば、制御部１０２は、フラグ１０６が論理値“１”に設定された状態で、アップカウンタ１０４がアップカウントしている周期は、三角波信号ＴＲＧが下降する期間であると判別する。一方、制御部１０２は、フラグ１０６が論理値“０”に設定された状態で、アップカウンタ１０４がアップカウントしている周期は、三角波信号ＴＲＧが上昇する期間であると判別する。

尚、ＲＯＭ１８には、ＡＣインバータ制御においてＰＷＭ信号を得る際の被変調波である正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗを示す正弦波データと、ＤＣインバータ制御においてＰＷＭ信号を得る際の被変調波である電気角６０度ごとの直流信号ＤＩＲを示す直流データとが、テーブルデータとして予め記憶されている。

アップカウンタ１０４を用いてＡＣインバータ制御を行う場合、制御部１０２は、ＲＯＭ１８から正弦波データを読み出す。つまり、アップカウンタ１０４が周期性をもってカウント動作するため、アップカウンタ１０４のどのアップカウントタイミングで正弦波データがどういったバイナリ値を取り得るのかについては、制御部１０２は容易に認識することができる。そこで、比較値バッファ１０８には、制御部１０２の認識結果に応じて、実際にアップカウンタ１０４がアップカウントしている周期の直前周期において、アップカウントする直後の実際の周期で必要とされるアップカウント値ＡＰ（鋸波データとの一致データ）が設定される。尚、このアップカウント値ＡＰは、ＲＯＭ１８に予め記憶されている。そして、制御部１０２は、フラグ１０６の値の変更回数を計数等した結果を用いることによって、比較値バッファ１０８に対して適切なアップカウント値ＡＰをＲＯＭ１８から読み出して設定する（図３（Ｄ））。

比較値レジスタ１１０は、アップカウンタ１０４がアップカウントする実際の周期で必要とされるアップカウント値ＡＰが、当該アップカウント値ＡＰが直前周期で設定されている比較値バッファ１０８から読み出されて設定されるものである（図３（Ｃ））。

コンパレータ１１２は、アップカウンタ１０４のアップカウント値が比較値レジスタ１１０に設定されているアップカウント値ＡＰと一致したかどうかを比較し、一致比較出力を制御部１０２に供給するものである。制御部１０２では、コンパレータ１１２からの一致比較出力が供給されるごとに“Ｈ”または“Ｌ”に変化するＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力することとなる（図３（Ｂ））。

＝＝＝ＰＷＭ制御ブロックの動作＝＝＝
図２乃至図４を参照しつつ、ＰＷＭ制御ブロックの動作について説明する。図４は、ＰＷＭ制御ブロックの動作を示すフローチャートである。尚、エアコンのコンプレッサに使用されるモータは、本フローチャートにおいてはＡＣモータであるものとする。この場合、制御部１０２は、例えばマイクロコンピュータ１４外部からの設定入力により、ＡＣインバータ制御を実行すべく動作することとなる。尚、被変調波となる正弦波としては、説明の便宜上、Ｕ相を取り上げて説明し、Ｖ相およびＷ相の正弦波については説明を省略する。また、アップカウンタ１０４がアップカウントを行う最初の周期をＴＡ、以後の周期をＴＢ、ＴＣ、ＴＤ、ＴＥ、・・・として説明する。

先ず、制御部１０２は、ＲＯＭ１８から読み出されたＡＣインバータ制御を実行するためのプログラムデータを解読し、当該解読結果に従って、フラグ１０６の値を論理値“０”に初期化し、アップカウンタ１０４にリセット信号ＲＳＴを供給して当該アップカウンタ１０４をリセットする。また、制御部１０２は、ＲＯＭ１８から、三角波ＴＲＧの上昇（＝鋸波ＳＡＷの上昇）を示す鋸波データが正弦波Ｕの正弦波データと一致するときのアップカウンタ１０４の初期アップカウント値ＡＰ（周期ＴＡのａを示す値）を読み出して、当該初期アップカウント値ＡＰを比較値バッファ１０８に設定する。その後、制御部１０２は、比較値レジスタ１１０に対して比較値バッファ１０８に設定されている初期アップカウント値ＡＰを設定する。これにより、初期化動作が終了したこととなる（Ｓ１００）。

そして、ステップＳ１００の初期化動作終了後、制御部１０２は、アップカウンタ１０４に対してクロックＣＬＫを供給する。これにより、アップカウンタ１０４は、クロックＣＬＫの周波数に従ってアップカウントを継続して行う。このアップカウンタ１０４のカウント値は、コンパレータ１１２によって、比較値レジスタ１１０に設定されたアップカウント値ＡＰと比較される。周期ＴＡがアップカウンタ１０４の最初のアップカウント周期であるため、アップカウンタ１０４がａに相当する値までアップカウントしたとき、コンパレータ１１２は、アップカウンタ１０４のカウント値が比較値レジスタ１１０の設定値と一致したことを示す一致比較出力（例えば“Ｈ”）を制御部１０２に供給することとなる（Ｓ１０２）。

一方で、制御部１０２は、アップカウンタ１０４のカウント値が供給されており、当該カウント値が第２レベル値に達したかどうかを判別する。尚、制御部１０２は、第２レベル値を当該制御部１０２内部に予め有している。（Ｓ１０４）。

ここで、制御部１０２において、アップカウンタ１０４のカウント値が第２レベル値まで達していないものと判別した場合（Ｓ１０４：ＮＯ）、アップカウンタ１０４は第１レベル値（リセット値）から第２レベル値までアップカウントを行う途中ということになるが、このアップカウントする過程において、フラグ１０６に設定されている値が論理値“０” または論理値“１”の何れであるのかを更に判別する（Ｓ１０６）。

制御部１０２が、フラグ１０６の値が論理値“０”であるものと判別した場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、該当する周期の最初（この場合、周期ＴＡの最初）において、フラグ１０６に論理値“０”が初期設定されていたことを検出できることとなる。換言すれば、制御部１０２は、周期ＴＡにおいて、三角波下降データを得ない周期（三角波ＴＲＧが上昇する期間）であると判別する。従って、制御部１０２は、次の周期ＴＢは三角波下降データを得る周期（三角波ＴＲＧが下降する期間）であるものと判別できる（Ｓ１０８）。そこで、制御部１０２は、次の周期ＴＢにおいて、三角波ＴＲＧの下降を示す三角波下降データが正弦波データと一致したことと等価となる、アップカウンタ１０４のアップカウント値ＡＰ（周期ＴＢのｐ−ｂを示す値）を周期ＴＡ期間中に読み出して、当該アップカウント値ＡＰを比較値バッファ１０８に設定する（Ｓ１１０）。そして、上記のステップＳ１０４以降を更に実行する。

上記のステップＳ１１０に引き続くステップＳ１０４において、アップカウンタ１０４のカウント値が第２レベルに達したものと、制御部１０２が判別した場合（Ｓ１０４：ＹＥＳ）、アップカウンタ１０４が第１レベル値から第２レベル値までのアップカウントを一度終了したため、上記のステップＳ１０６におけるフラグ１０６の値の判別をすることなく、フラグ１０６に設定されている値が論理値“０”または論理値“１”の何れであるのかを別途判別する（Ｓ１１２）。尚、アップカウンタ１０４のカウント値が第２カウント値に達した場合、アップカウンタ１０４はハード的にリセットされ、再び第１カウント値からアップカウントを開始できる状態となる。更に、アップカウンタ１０４が第２カウント値までアップカウントしたことに伴って、比較値バッファ１０８に設定されているアップカウント値ＡＰ（周期ＴＢのｐ−ｂを示す値）は、ハード的に比較値レジスタ１１０に設定される。

上記のステップＳ１１２において、フラグ１０６に論理値“０”が設定されているものと制御部１０２が判別した場合（Ｓ１１２：ＹＥＳ）、制御部１０２は、フラグ１０６の値を論理値“０”から論理値“１”に変更する（Ｓ１１４）。そして、上記のステップＳ１０４を再度実行することとなる。

上記のステップＳ１１４に引き続くステップＳ１０４において、アップカウンタ１０４のカウント値が比較値レジスタ１１０に設定されたアップカウント値ＡＰ（ｐ−ｂ）と一致した場合、コンパレータ１１２は一致比較出力（例えば“Ｈ”）を制御部１０２に供給することとなる。

そして、上記のステップＳ１１４に引き続くステップＳ１０４において、アップカウンタ１０４のカウント値が第２レベル値まで達していないものと制御部１０２が判別した場合（Ｓ１０４：ＮＯ）、アップカウンタ１０４は第１レベル値（リセット値）から第２レベル値までアップカウントを行う途中において、フラグ１０６に設定されている値が論理値“０” または論理値“１”の何れであるのかを更に判別する（Ｓ１０６）。

制御部１０２が、フラグ１０６の値が論理値“１”であるものと判別した場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、該当する周期の最初（この場合、周期ＴＢの最初）において、フラグ１０６に論理値“１”が設定されていたことを検出できることとなる。換言すれば、制御部１０２は、周期ＴＢにおいて、三角波下降データを得る周期（三角波ＴＲＧが下降する期間）であると判別する。従って、制御部１０２は、次の周期ＴＣは三角波下降データを得ない周期（三角波ＴＲＧが上昇する期間）であるものと判別できる（Ｓ１１６）。そこで、制御部１０２は、次の周期ＴＣにおいて三角波ＴＲＧの上昇を示す鋸波データが正弦波データと一致する、アップカウンタ１０４のアップカウント値ＡＰ（周期ＴＣのｃを示す値）を周期ＴＢ期間中に読み出して、当該アップカウント値ＡＰを比較値バッファ１０８に設定する（Ｓ１１８）。そして、上記のステップＳ１０４を更に実行する。

上記のステップＳ１１８に引き続くステップＳ１０４において、アップカウンタ１０４のカウント値が第２レベルに達したものと、制御部１０２が判別した場合（Ｓ１０４：ＹＥＳ）、アップカウンタ１０４が第１レベル値から第２レベル値までのアップカウントを一度終了したため、上記のステップＳ１０６におけるフラグ１０６の値の判別をすることなく、フラグ１０６に設定されている値が論理値“０”または論理値“１”の何れであるのかを別途判別する（Ｓ１１２）。尚、アップカウンタ１０４のカウント値が第２カウント値に達した場合、アップカウンタ１０４はハード的にリセットされ、再び第１カウント値からアップカウントを開始できる状態となる。更に、アップカウンタ１０４が第２カウント値までアップカウントしたことに伴って、比較値バッファ１０８に設定されているアップカウント値ＡＰ（周期ＴＣのｃを示す値）は、ハード的に比較値レジスタ１１０に設定される。

上記のステップＳ１１２において、フラグ１０６に論理値“１”が設定されているものと制御部１０２が判別した場合（Ｓ１１２：ＹＥＳ）、制御部１０２は、フラグ１０６の値を論理値“１”から論理値“０”に変更する（Ｓ１２０）。そして、上記のステップＳ１０４を再度実行することとなる。

上記の動作を以降の周期ＴＣ、ＴＤ、ＴＥ・・・においても同様に繰り返し実行することとなる。同様の処理は、正弦波Ｖ、Ｗについても行われることとなる。

このようにして、各周期ＴＡ、ＴＢ、ＴＣ、ＴＤ、ＴＥ、・・・におけるコンパレータ１１２の一致比較出力が制御部１０２に供給される。これにより、制御部１０２は、コンパレータ１１２から一致比較出力が供給されるごとに変化するＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−を出力する（図３（Ｂ））。そして、三相モータがＡＣインバータ制御され駆動されることとなる。尚、ＰＷＭ信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋と、ＰＷＭ信号Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−とは各々位相が反転したものである。

また、マイクロコンピュータ１４は、外部からの設定入力により、ＤＣインバータ制御を実行すべく動作することも可能である。この場合、比較値バッファ１０８には、制御部１０２の制御によって、鋸波データが電気角６０度単位の直流信号ＤＩＲを二値化した直流データと一致するときのアップカウント値ＡＰが、コンパレータ１１２の比較動作を行う直前の周期において連続的に設定されることとなる。

これにより、アップダウンカウンタを使用することなく、アップカウンタ１０４を使用することで、ＡＣインバータ制御およびＤＣインバータ制御をともに行うことが可能となる。従って、マイクロコンピュータ１４にＡＣインバータ制御およびＤＣインバータ制御を実行するための機能を設けた場合、チップ面積が大きくなることなく、コストアップすることのない汎用性の高いマイクロコンピュータを提供することが可能となる。

以上説明したように、上昇時と下降時の傾きの割合が等しい一定振幅の三角波ＴＲＧを二値化した三角波データと、正弦波Ｕ、Ｖ、Ｗを二値化した正弦波データとに基づいて、ＰＷＭ信号を得るＡＣインバータ制御のモードと、上昇時の傾きの割合が三角波ＴＲＧの上昇時の傾きの割合であるとともに、下降時の傾きが垂直である一定振幅の鋸波ＳＡＷを二値化した鋸波データと、直流信号ＤＩＲを二値化した直流データとに基づいて、ＰＷＭ信号を得るＤＣインバータ制御のモードと、を選択的に実行可能なマイクロコンピュータ１４のためのＰＷＭ信号の生成方法であって、ＡＣインバータ制御のモードは、鋸波データに基づいて、鋸波ＳＡＷの１周期おきに、三角波ＴＲＧの下降時の傾きを二値化した三角波下降データを得る第１ステップと、三角波下降データと正弦波データとの一致を求める第２ステップと、三角波下降データを得る周期において、三角波下降データと正弦波データとが一致したときの鋸波データの値を求める第３ステップと、三角波下降データを得ない周期において鋸波データが正弦波データと一致したときの値と、上記の第３ステップで求めた鋸波データの値とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する第４ステップと、で実行されることを特徴とする。この方法によれば、鋸波データを用いて三角波データを生成するため、三角波データを生成するためのアップダウンカウンタは不要となる。そのため、ＡＣインバータ制御とＤＣインバータ制御の機能をマイクロコンピュータ１４で実行する場合において、アップダウンカウンタのハードウエア構成が不要となり、チップ面積を従来に比べて小さくすることが可能となる。更に、マイクロコンピュータがＡＣ、ＤＣの両インバータ制御機能を有するため、汎用性が高いマイクロコンピュータを提供することが可能となる。

また、かかるパルス幅変調信号の生成方法において、被変調波である正弦波データや直流データは、メモリに予め記憶されて用意されており、ＡＣインバータ制御またはＤＣインバータ制御のモードを実行するときにＲＯＭ１８から読み出されるものである。これによれば、ＡＣインバータ制御を行う場合、鋸波データから生成される擬似的な三角波データ（鋸波ＳＡＷの上昇を示す部分の鋸波データと三角波下降データ）と正弦波データとが一致するときの鋸波データの値を容易に推定することが可能となる。また、ＤＣインバータ制御を行う場合、鋸波データと直流データとが一致するときの鋸波データの値を容易に推定することが可能となる。よって、ＡＣインバータ制御用またはＤＣインバータ制御用のＰＷＭ信号を確実に得ることが可能となる。

また、かかるパルス幅変調信号の生成方法において、鋸波データは、第１レベル値（オールゼロ）と第２レベル値（＞前記第１レベル値：最大バイナリ値）との間を変化するデータであり、三角波下降データと正弦波データが一致したときの値と、第２レベル値との差分値Ｄ１（ｐ−ｂ、ｐ−ｄ等）を求め、三角波下降データと正弦波データが一致したとき、第１レベル値から差分値Ｄ１だけ大きい値を、上記の第３ステップで求める鋸波データの値とする。ここで、差分値Ｄ１は、三角波下降データを得る周期の直前の、三角波下降データを得ない周期において比較値バッファ１０８に保持され、三角波下降データを得る当該周期において、ＰＷＭ信号を生成すべく、比較値バッファ１０８から読み出されて用いられる。また、三角波下降データを得ない周期において、鋸波データが正弦波データと一致したときの値と、第１レベル値との差分値Ｄ２は、三角波下降データを得る周期において比較値バッファ１０８に保持され、三角波下降データを得た周期の直後の三角波下降データを得ない周期において、ＰＷＭ信号を生成すべく、比較値バッファ１０８から読み出されて用いられる。更に、かかるパルス幅変調信号の生成方法において、鋸波データが第２レベル値となる度に、比較値バッファ１０８は、差分値Ｄ１と差分値Ｄ２を、交互に保持する。これによれば、マイクロコンピュータ１４の比較的容易な演算処理によって、ＰＷＭ信号を確実に得ることが可能となる。

また、かかるパルス幅変調信号の生成方法において、鋸波データが第２レベル値となる度に、設定値を交互に変更するフラグ１０６を備え、比較値バッファ１０８は、フラグ１０６の設定値に応じて、差分値Ｄ１または差分値Ｄ２をの何れかを保持する。これにより、ＰＷＭ信号を確実に得ることが可能となる。

また、かかるパルス幅変調信号の生成方法において、鋸波データを発生するためのアップカウンタ１０４と、比較値バッファ１０８から読み出された差分値Ｄ１または差分値Ｄ２が設定される比較値レジスタ１１０と、アップカウンタ１０４のカウント値と比較値レジスタ１１０の設定値とを比較するコンパレータ１１２と、を備え、アップカウンタ１０４のカウント値が比較値レジスタ１１０の設定値と一致したときのコンパレータ１１０の比較結果に基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。これにより、ＰＷＭ信号を確実に得ることが可能となる。

尚、パルス幅変調信号の生成装置を提供することも可能である。この場合、マイクロコンピュータ１４は、パルス幅変調信号生成部となる。

以上、本発明にかかるパルス幅変調信号の生成方法および生成装置について説明したが、上記の説明は、本発明の理解を容易とするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

本発明で生成されたパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）が適用される全体構成を示す回路ブロック図である。 本発明で適用するマイクロコンピュータ（パルス幅変調信号生成部）の構成、特に、ＰＷＭ制御ブロックの構成を示すブロック図である。 本発明のパルス幅変調信号の生成方法を説明するための波形図およびタイミング図である。 ＰＷＭ制御ブロックの動作を示すフローチャートである。 三角波を用いるＡＣインバータ制御を説明するための波形図である。 鋸波を用いるＤＣインバータ制御を説明するための波形図である。

符号の説明

２ Ｕ相コイル
４ Ｖ相コイル
６ Ｗ相コイル
１２ インバータ回路
１４ マイクロコンピュータ
１６ ＰＷＭ制御ブロック
１８ ＲＯＭ
１０２ 制御部
１０４ アップカウンタ
１０６ フラグ
１０８ 比較値バッファ
１１０ 比較値レジスタ
１１２ コンパレータ

Claims (9)

1. 上昇時と下降時の傾きの割合が等しい一定振幅の三角波を二値化した三角波データと、被変調波を二値化した被変調波データとに基づいて、第１パルス幅変調信号を得る第１変調モードと、
   上昇時の傾きの割合が前記三角波の上昇時の傾きの割合であるとともに、下降時の傾きが垂直である一定振幅の鋸波を二値化した鋸波データと、被変調波を二値化した被変調波データとに基づいて、第２パルス幅変調信号を得る第２変調モードと、
   を選択的に実行可能な装置のためのパルス幅変調信号の生成方法であって、
   前記第１変調モードは、
   前記鋸波データに基づいて、前記鋸波の１周期おきに、前記三角波の下降時の傾きを二値化した三角波下降データを得る第１ステップと、
   前記三角波下降データと前記被変調波データとの一致を求める第２ステップと、
   前記三角波下降データを得る周期において、前記三角波下降データと前記被変調波データとが一致したときの前記鋸波データの値を求める第３ステップと、
   前記三角波下降データを得ない周期において前記鋸波データが前記被変調波データと一致したときの値と、前記第３ステップで求めた前記鋸波データの値とに基づいて、前記第１パルス幅変調信号を生成する第４ステップと、
   で実行されることを特徴とするパルス幅変調信号の生成方法。
2. 前記被変調波データは、メモリに予め記憶され、前記第１変調モードまたは前記第２変調モードを実行するときに前記メモリから読み出されること、を特徴とする請求項１に記載のパルス幅変調信号の生成方法。
3. 前記鋸波データは、第１レベル値と第２レベル値（＞前記第１レベル値）との間を変化するデータであり、
   前記三角波下降データと前記被変調波データが一致したときの値と、前記第２レベル値との差分値Ｄ１を求め、
   前記三角波下降データと前記被変調波データが一致したとき、前記第１レベル値から前記差分値Ｄ１だけ大きい値を、前記第３ステップで求める前記鋸波データの値とする、ことを特徴とする請求項１または２に記載のパルス幅変調信号の生成方法。
4. 前記差分値Ｄ１は、
   前記三角波下降データを得る直前の前記三角波下降データを得ない周期において保持部に保持され、
   前記三角波下降データを得る周期において、前記第１パルス幅変調信号を生成すべく、前記保持部から読み出されて用いられることを特徴とする請求項３に記載のパルス幅変調信号の生成方法。
5. 前記三角波下降データを得ない周期において、前記鋸波データが前記被変調波データと一致したときの値と、前記第１レベル値との差分値Ｄ２は、
   前記三角波下降データを得る周期において前記保持部に保持され、
   前記三角波下降データを得た直後の前記三角波下降データを得ない周期において、前記第１パルス幅変調信号を生成すべく、前記保持部から読み出されて用いられることを特徴とする請求項４に記載のパルス幅変調信号の生成方法。
6. 前記鋸波データが前記第２レベル値となる度に、前記保持部は、前記差分値Ｄ１と前記差分値Ｄ２を、交互に保持することを特徴とする請求項５に記載のパルス幅変調信号の生成方法。
7. 前記鋸波データが前記第２レベル値となる度に、設定値を交互に変更するフラグを備え、
   前記保持部は、前記フラグの設定値に応じて、前記差分値Ｄ１または前記差分値Ｄ２をの何れかを保持すること、を特徴とする請求項６に記載のパルス幅変調信号の生成方法。
8. 前記鋸波データを発生するためのアップカウンタと、
   前記保持部から読み出された前記差分値Ｄ１または前記差分値Ｄ２が設定されるレジスタと、
   前記アップカウンタのカウント値と前記レジスタの設定値とを比較するコンパレータと、を備え、
   前記アップカウンタのカウント値が前記レジスタの設定値と一致したときの前記コンパレータの比較結果に基づいて、前記第１パルス幅変調信号を生成すること、を特徴とする請求項６または７に記載のパルス幅変調信号の生成方法。
9. 上昇時と下降時の傾きの割合が等しい一定振幅の三角波を二値化した三角波データと、被変調波を二値化した被変調波データとに基づいて、第１パルス幅変調信号を得る第１変調モードと、
   上昇時の傾きの割合が前記三角波の上昇時の傾きの割合であるとともに、下降時の傾きが垂直である一定振幅の鋸波を二値化した鋸波データと、被変調波を二値化した被変調波データとに基づいて、第２パルス幅変調信号を得る第２変調モードと、
   を選択的に実行可能な装置のためのパルス幅変調信号の生成方法であって、
   前記第１変調モードを実行する場合、
   前記鋸波データに基づいて、前記鋸波の１周期おきに、前記三角波の下降時の傾きを二値化した三角波下降データを得、
   前記三角波下降データと前記被変調波データとの一致を求め、
   前記三角波下降データを得る周期において、前記三角波下降データと前記被変調波データとが一致したときの前記鋸波データの値を求め、
   前記三角波下降データを得ない周期において前記鋸波データが前記被変調波データと一致したときの値と、前記第３ステップで求めた前記鋸波データの値とに基づいて、前記第１パルス幅変調信号を生成する、パルス幅変調信号生成部、
   を備えたことを特徴とするパルス幅変調信号の生成装置。
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   

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