JP2011259639A - モータ制御装置およびモータ駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】確実に安定した電流値を検出して安定したモータ制御を実行することが可能なモータ制御装置を提供する。
【解決手段】モータ回転数指令を確認する（ステップＳ２）。モータ回転数指令が所定回転数以上であるかどうかを判断する（ステップＳ４）。ステップＳ４において、モータ回転数指令が所定回転数以上であると判断した場合（ステップＳ４においてＹＥＳ）には、電流を検出する期間（電流検出期間）を所定期間に設定する（ステップＳ６）。モータ回転数が所定回転数未満であると判断した場合（ステップＳ４においてＮＯ）には、電流を検出する期間（電流検出期間）を全期間に設定する（ステップＳ８）。
【選択図】図５

Description

この発明はモータ制御装置に関し、例えば複数相のコイルを備えた同期モータを駆動するモータ制御装置およびそれを備えたモータ駆動システムに関する。

空気調和機や洗濯機などの商品に搭載されているファンなどにおいて、ロータ及びステータコイルによって構成される同期モータが一般的に使用されている。この同期モータに対して、モータ制御装置は、３相交流電圧をステータコイルに供給することによって同期モータを駆動している。

この制御において、一般的には、同期モータに流れるＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流をそれぞれ検出して、ロータの位置に対応させたＵ相、Ｖ相及びＷ相からなる３相の正弦波状に変化するパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生させ、インバータに出力する。

インバータは、上アームと下アームとを備えたハーフブリッジ回路を３相分備え、ＰＷＭ信号に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する。そして、３相交流電圧がステータコイルに供給されて同期モータが駆動制御される。

各相の相電流を検出する方式として、特許文献１には、シャント抵抗を配したシステムにより検出する方式が開示されている。

また、特許文献２には、シャント抵抗間の電圧を検出するシステムにおいて、２つのシャント抵抗間電圧を検出することで３つめの相電流を推測する方式が開示されている。

特開昭６３−８０７７４号 特開２０１０−１１５４０号公報

一方、上記の特許文献２の方式であると、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が高かったり、高速でモータが回転して、供給する電圧レベルが高くなった場合に、モータ電気角周期内において、シャント抵抗間に発生する電圧パルスが短くなる場合が発生する。

したがって、ＣＰＵのＡ／Ｄ回路で電圧パルスを検出することが非常に難しくなり、検出した電流値が不安定となり、その電流値によりベクトル制御あるいはセンサレス制御をしている場合にはモータ動作が不安定になったり、効率性能が落ちてしまうなど、様々な問題が生じる可能性がある。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、確実に安定した電流値を検出して安定したモータ制御を実行することが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明のある局面に従うモータ制御装置は、３相のコイルを備えた同期モータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記同期モータの各相に流れる相電流のうちの第１および第２の相電流を検出する電流検出手段と、同期モータの回転数を検出する検出手段と、電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記同期モータを制御する制御手段とを備える。制御手段は、前記検出手段により前記同期モータの回転数が所定回転数以上の場合に、電気角１周期の期間のうちの所定期間で電流検出手段で検出された前記第１および第２の相電流の検出結果に基づいて、前記同期モータを制御する。

本発明の別の局面に従うモータ制御装置は、３相のコイルを備えた同期モータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記同期モータの各相に流れる相電流のうちの第１および第２の相電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記同期モータを制御する制御手段とを備える。制御手段は、各相電流に対応する各相電圧の値を指示する各相電圧指令値に従って前記インバータを駆動する駆動信号を生成し、各相電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上であるかどうかを判断し、各相電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上であると判断した場合に、電気角１周期の期間のうちの所定期間で電流検出手段で検出された前記第１および第２の相電流の検出結果に基づいて、前記同期モータを制御する。

好ましくは、制御手段は、前記電流検出手段に従って前記同期モータの各相に流れる相電流のうちの第３の相電流を推定し、所定期間は、前記電気角１周期期間のうち第３の相電流に対応する相電圧が、前記第１および第２の相電流にそれぞれ対応する相電圧よりも大きい期間に設定される。

本発明のある局面に従うモータ駆動システムは、３相のコイルを備えた同期モータと、同期モータを駆動するインバータと、インバータを制御することにより前記同期モータを制御する上記のモータ制御装置とを備える。

上記の構成によれば、同期モータの回転数が所定回転数以上の場合に、電気角１周期の期間のうちの所定期間で電流検出手段で検出された第１および第２の相電流の検出結果に基づいて、同期モータを制御する。特に高速回転している場合に検出する期間を制限して、安定的に検出可能な期間を用いて相電流を検出することにより安定したモータ制御を実行することが可能なモータ制御装置を実現することができる。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体概略構成図である。 モータ８Ｍに印加される三相交流電圧の典型的な例について説明する図である。 本発明の実施の形態に従うＵ相電圧指令値に従うＰＷＭ信号および検出電圧等の波形を説明する図である。 本発明の実施の形態に従う別のＵ相電圧指令値に従うＰＷＭ信号および検出電圧等の波形を説明する図ある。 本発明の実施の形態に従う電流検出の期間を調整するフロー図である。 本発明の実施の形態の変形例に従う電流検出の期間を調整するフロー図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を附してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。

本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体的構成について説明する。
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体概略構成図である。

図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ８Ｍ（以下、単に「モータ８Ｍ」とも称する）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」とも称する）と、コンバータ回路３と、交流（ＡＣ）電源４と、アンプＡＰ１，ＡＰ２と、モータ制御装置１１３とを備える。

モータ制御装置１１３は、３相ＰＷＭ制御部１４と、メモリ１５と、Ａ／Ｄ回路１６と、ＰＷＭ作成部１７と、三角波生成部１８と、電流検出部１９とを含む。３相ＰＷＭ制御部１４は、３相電圧指令値設定部１３を含む。

交流電源４は、コンバータ回路３と接続される。コンバータ回路３は、交流を整流、平滑し直流電圧をインバータ２に供給する。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。これらの３つのハーフブリッジ回路によって、モータ８Ｍを駆動するためのスイッチング回路が形成される。各ハーフブリッジ回路は、直列接続された一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、コンバータ回路３の正極端子と負極端子との間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路にコンバータ回路３からの直流電圧が印加される。

具体的には、インバータ２は、例えば、ＩＧＢＴでなる６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６で構成されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の直列接続回路と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の直列接続回路と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６の直列接続回路とが並列接続され、その一端がコンバータ回路３の正極に接続され、他端がコンバータ回路３の負極に接続されている。

また、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６とコンバータ回路３の負極との間には、シャント抵抗Ｒ１〜Ｒ３がそれぞれ設けられている。

モータ８Ｍの各相巻線に流れる電流を検出するために、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のエミッタとコンバータ回路３の負極との間に設けられた抵抗Ｒ１〜Ｒ３に基づいてスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５側に発生する電圧をそれぞれ増幅するオペアンプＡＰ１，ＡＰ２が設けられる。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子Ｑ１（以下、上アームＱ１とも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子Ｑ４（以下、下アームＱ４とも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子Ｑ２（以下、上アームＱ２とも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子Ｑ５（以下、下アームＱ５とも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子Ｑ３（以下、上アームＱ３とも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子Ｑ６（以下、下アームＱ６とも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、夫々、並列に、低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオードが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直列接続された上アームＱ１と下アームＱ４の接続点、直列接続された上アームＱ２と下アームＱ５の接続点、直列接続された上アームＱ３と下アームＱ６の接続点は、夫々、相互接続点が、星形接続されたモータ８ＭのＵ，Ｖ，Ｗ相の外部接続導線に接続されている。なお、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタに置き換えることもできる。

後述するがモータ制御装置１１３は、Ｕ相電圧Ｖu、Ｖ相電圧Ｖv及びＷ相電圧Ｖwの電圧値を指定する三相電圧指令値を生成する。三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値Ｖu*、Ｖ相電圧指令値Ｖv*及びＷ相電圧指令値Ｖw*から構成され、Ｖu*、Ｖv*及びＶw*によって、夫々、Ｕ相電圧Ｖu、Ｖ相電圧Ｖv及びＷ相電圧Ｖwの電圧レベル（電圧値）が指定される。

モータ制御装置１１３において、三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）が生成される。該ＰＷＭ信号がインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えられることで、各スイッチング素子はスイッチング動作する。つまり、ＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）が制御される。

各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。

インバータ２に印加されているコンバータ回路３からの直流電圧は、ＰＷＭ信号に基づくインバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってＰＷＭ変調（パルス幅変調）され、これによって三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧が印加されることによって、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ８Ｍが駆動される。

図１のモータ８Ｍの巻線に流れる電流を、各々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流とも称する。

アンプＡＰ１，ＡＰ２は、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がそれぞれオンしている期間にＵ，Ｖ相の電流が抵抗Ｒ１，Ｒ２にそれぞれに流れることにより発生する電圧Ｖ１、Ｖ２を増幅してＡ／Ｄ回路１６に出力する。

Ａ／Ｄ回路１６は、アンプＡＰ１，ＡＰ２により増幅された電圧Ｖ１，Ｖ２をアナログ／デジタル変換して電流検出部１９に出力する。

電流検出部１９は、Ａ／Ｄ回路１６から入力された電圧Ｖ１，Ｖ２の値に基づいてＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖを検出する。なお、Ｗ相電流Ｉｗは−（Ｉｕ＋Ｉｖ）で算出される。

したがって、Ｗ相電流は推定により算出されるため、電流を検出するための構成を簡易にすることが可能である。本例においては、一例として、Ｕ相およびＶ相を検出する場合について説明するが、特にこれに限られず、３相のうちの２相の電流を検出する構成であれば特にどのような組合せでも良い。

３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの起動、停止命令や、回転数指令などを受け取り、電流検出部１９で検出された電流検出結果に基づいて、それに応じたＰＷＭパルス幅（ＤＵＴＹ比）の指令をＰＷＭ作成部１７へ送る。起動、停止命令、回転数指令等については、例えば、図示しないリモコン装置から図示しない受光部が受信した信号に基づいて図示しないモータ制御装置１１３内の命令生成部により生成されるものである。あるいは、起動命令については、リモコン装置等によらず、３相ＰＷＭ制御部１４がメモリ１５に記憶されたデータを読み込んだ際に当該命令等が与えられる場合であってもよい。例えば、３相ＰＷＭ制御部１４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が用いられることとする。

３相ＰＷＭ制御部１４は、３相電圧指令値設定部１３を含む。
３相電圧指令値設定部１３は、回転数指令および電流検出部１９からの出力信号に基づいて、Ｕ相電圧指令値Ｖu*、Ｖ相電圧指令値Ｖv*及びＷ相電圧指令値Ｖw*で構成される三相電圧指令値を設定する。

設定された３相電圧指令値は、ＰＷＭ作成部１７に出力される。
三角波生成部１８は、ＰＷＭ信号を生成するために用いる三角波信号であるキャリア信号を生成してＰＷＭ作成部１７に出力する。

ＰＷＭ作成部１７は、キャリア信号（三角波信号）と、設定された３相電圧指令値に基づいて、各相のＰＷＭパルス幅（ＤＵＴＹ比）に応じたＰＷＭ信号を出力する。

モータ制御装置１１３のＰＷＭ作成部１７からのＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチングすることで、上述した３相交流電圧に変換され、適度な駆動電圧が印加され、モータ８Ｍを所望の回転数に設定することができる。

図２は、モータ８Ｍに印加される三相交流電圧の典型的な例について説明する図である。

図２を参照して、Ｕ相電圧１００ｕ、Ｖ相電圧１００ｖ及びＷ相電圧１００ｗの波形が示されている。

Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。モータ８Ｍに正弦波状の電流を流す場合、インバータ２の出力電圧は正弦波状とされる。

図２に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンが決定される。

本例においては、電気角１周期において、１２０°ずつ位相がずれた電圧波形が示されている。

ここでは、具体的には、電気角１周期の期間において、各相電圧がそれぞれ最大となる期間に区分した場合が示されている。Ｗ相電圧が最大となるＡ区間、Ｕ相電圧が最大となるＢ区間、Ｖ相電圧が最大となるＣ区間とが示されている。

図３は、本発明の実施の形態に従うＵ相電圧指令値に従うＰＷＭ信号および検出電圧等の波形を説明する図である。

各相電圧の電圧レベルの図２で説明したように高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、あるタイミングに着目した場合について説明する。

図３を参照して、ここでは、三角波生成部１８で生成されたキャリア信号（基準三角波）が示されている。この周期をキャリア周期という。キャリア周期は、図２に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短い。

そして、このキャリア信号と各相電圧指令値との関係に基づいてＰＷＭ信号が生成される。本例においては、各相電圧指令値の一例としてＵ相電圧指令値が示されている。

このＵ相電圧指令値とキャリア信号（基準三角波）とのレベルの大小に基づいてＰＷＭ信号が生成される。具体的には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲートにそれぞれ入力されるＰＷＭ信号（ゲート信号）が示されている。スイッチング素子Ｑ１のゲート信号として、Ｕ相電圧指令値がキャリア信号の値よりも大きい場合に、「Ｈ」レベル、小さい場合に「Ｌ」レベルとなる場合が示されている。また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４とは相補的にオン（導通）又はオフ（非導通）となるためスイッチング素子Ｑ４のゲート信号として、Ｕ相電圧指令値がキャリア信号の値よりも大きい場合に、「Ｌ」レベル、小さい場合に「Ｈ」レベルとなる場合が示されている。

そして、本例においては、スイッチング素子Ｑ４がオン（導通）となる場合にシャント抵抗Ｒ１に従う電圧Ｖ１が検出されている場合が示されている。

一方、一般的に、モータの回転数が上昇すると、各相電圧指令値のピーク値が上昇する。

図４は、本発明の実施の形態に従う別のＵ相電圧指令値に従うＰＷＭ信号および検出電圧等の波形を説明する図ある。

図４を参照して、ここでは、Ｕ相電圧指令値のピーク値が直流電圧Ｖｄｃ（キャリア信号（基準三角波）の振幅電圧Ｖｄｃと同じ）に近くなる。

そうすると、たとえばＵ相電圧指令値が図２のＢ区間で示されるように、電圧Ｖｄｃに近くなると、本例に示されるように、スイッチング素子Ｑ１のオフ区間（スイッチング素子Ｑ４のオン区間）が短くなる。すなわち、スイッチング素子Ｑ４がオン（導通）となる場合にシャント抵抗Ｒ１に従う電圧Ｖ１を検出する区間が短くなる。言い換えるならばＵ相電流を検出し難くなることを意味する。

本例については、Ｕ相電流の検出について説明したが、Ｖ相電流検出についても同じであり、図２のＣ区間で示されるように、Ｖ相電圧指令値が電圧Ｖｄｃに近くになると、シャント抵抗Ｒ２に従う電圧Ｖ２を検出する区間が短くなる。言い換えるならばＶ相電流を検出し難くなることを意味する。

したがって、検出した電流値が不安定となり、その電流値によりベクトル制御あるいはセンサレス制御をしている場合、モータ動作が不安定になったり、効率性能が落ちてしまう可能性がある。

一方で、再び図２を参照すると、Ｗ相電圧が最大であるＡ区間においては、Ｕ相およびＶ相の電圧指令値が低い。

すなわち、Ｗ相電圧が最大であるＡ区間においては、Ｕ相電圧指令値およびＶ相電圧指令値は低いため上述したパルス幅は十分に確保することが可能である。

本実施の形態においては、電気角一周期の期間において、電流値を精度よく検出できる区間でのみ電流検出部１９での電流検出を実行する。

具体的には、電気角一周期の期間において、Ｗ相電圧が最大であるＡ区間において、電流検出部１９における電流検出を実行することによりＵ相電流およびＶ相電流を安定的に検出することが可能である。また、これにより精度よくＷ相電流を推定することが可能である。したがって、精度の高い各相電流を検出することにより、当該値によりベクトル制御あるいはセンサレス制御をすることにより安定したモータ制御を実現することが可能となる。

図５は、本発明の実施の形態に従う電流検出の期間を調整するフロー図である。
以下に示す、本発明の実施の形態に従う電流検出の期間を調整するフローは、主に３相ＰＷＭ制御部１４がメモリ１５に格納されたプログラムを読み込むことにより実現される。

図５を参照して、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転数指令を確認する（ステップＳ２）。

そして、次に、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転数指令が所定回転数以上であるかどうかを判断する（ステップＳ４）。

ステップＳ４において、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転数指令が所定回転数以上であると判断した場合（ステップＳ４においてＹＥＳ）には、電流を検出する期間（電流検出期間）を所定期間に設定する（ステップＳ６）。具体的には、上述したように所定期間として、電気角一周期の期間において、Ｗ相電圧が最大であるＡ区間を電流を検出する電流検出期間に設定する。これにより、Ｕ相およびＶ相電流を安定的に検出することが可能である。そして、当該安定的に検出された相電流に基づいて、ベクトル制御あるいはセンサレス制御を実行する。

そして、次に、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転が終了したかどうかを判断する（ステップＳ１０）。

ステップＳ１０において、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転が終了したと判断した場合（ステップＳ１０においてＹＥＳ）には、処理を終了する。

一方、ステップＳ１０において、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転が終了していないと判断した場合（ステップＳ１０においてＮＯ）には、再び、ステップＳ２に戻り、上記の処理を繰り返す。

ステップＳ４において、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転数指令が所定回転数未満であると判断した場合（ステップＳ４においてＮＯ）には、電流を検出する期間（電流検出期間）を全期間に設定する（ステップＳ８）。具体的には、電気角一周期の期間において、特に制限を設けることなく電流検出部１９で検出された電流値を全て用いることとする。そして、ステップＳ１０に進む。

本発明の実施の形態に従う方式においては、モータの回転数指令が所定回転数以上か否かに基づいて、電流検出期間を調整する。具体的には、モータ回転数が所定回転数以上すなわち、高速回転していると判断される場合には、電気角一周期の期間において、安定して電流を検出することが可能な所定期間（一例としてＡ区間）に電流検出期間を調整することにより、安定的に検出された相電流に基づいて、安定的なベクトル制御あるいはセンサレス制御を実行することが可能である。一方、モータ回転数が所定回転数未満すなわち、高速回転していない（低速回転）と判断される場合には、電気角一周期の全期間において、安定して電流を検出することが可能であると判断されるため、全ての期間において電流を検出し、精度の高いベクトル制御あるいはセンサレス制御を実行することが可能である。

なお、本例においては、Ｕ相電流およびＶ相電流を検出する方式であるため、Ｗ相電圧が最大であるＡ区間を電流を検出する所定期間である電流検出区間に設定した場合について説明したが、例えば、Ｕ相電流およびＷ相電流を検出する場合には、Ｖ相電圧が最大であるＣ区間を電流を検出する所定期間である電流検出区間に設定するようにしても良い。また、Ｖ相電流およびＷ相電流を検出する場合には、Ｕ相電圧が最大であるＢ区間を電流を検出する所定期間である電流検出区間に設定するようにしても良い。

（変形例）
上記においては、モータ回転数に従って電流検出期間を調整する場合について説明したが、別の方式に従って調整することも可能である。

図６は、本発明の実施の形態の変形例に従う電流検出の期間を調整するフロー図である。

以下に示す、本発明の実施の形態に従う電流検出の期間を調整するフローは、主に３相ＰＷＭ制御部１４がメモリ１５に格納されたプログラムを読み込むことにより実現される。

図６を参照して、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転数指令を確認する（ステップＳ２）。

そして、次に、３相ＰＷＭ制御部１４は、３相電圧指令値を算出する（ステップＳ３）。具体的には、モータの回転数指令に従って、３相電圧指令値設定部１３において、３相電圧指令値を算出する。

そして、次に、３相ＰＷＭ制御部１４は、算出された３相電圧指令値のうちの各相の電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上であるかどうかを判断する（ステップＳ５）。ここで、所定の閾値としては、一例として、直流電圧Ｖｄｃの９０％を閾値とする。

ステップＳ５において、３相ＰＷＭ制御部１４は、各相の電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上であると判断した場合（ステップＳ５においてＹＥＳ）には、電流を検出する期間（電流検出期間）を所定期間に設定する（ステップＳ６）。具体的には、上述したように所定期間として、電気角一周期の期間において、Ｗ相電圧が最大であるＡ区間を電流を検出する電流検出期間に設定する。これにより、Ｕ相およびＶ相電流を安定的に検出することが可能である。そして、当該安定的に検出された相電流に基づいて、ベクトル制御あるいはセンサレス制御を実行する。

そして、次に、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転が終了したかどうかを判断する（ステップＳ１０）。

ステップＳ１０において、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転が終了したと判断した場合（ステップＳ１０においてＹＥＳ）には、処理を終了する。

一方、ステップＳ１０において、３相ＰＷＭ制御部１４は、モータの回転が終了していないと判断した場合（ステップＳ１０においてＮＯ）には、再び、ステップＳ２に戻り、上記の処理を繰り返す。

ステップＳ５において、３相ＰＷＭ制御部１４は、各相の電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上であると判断した場合（ステップＳ５においてＮＯ）には、電流を検出する期間（電流検出期間）を全期間に設定する（ステップＳ８）。具体的には、電気角一周期の期間において、特に制限を設けることなく電流検出部１９で検出された電流値を全て用いることとする。そして、ステップＳ１０に進む。

本発明の実施の形態の変形例に従う方式においては、各相の電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上か否かに基づいて、電流検出期間を調整する。具体的には、各相の電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上すなわち、電圧Ｖｄｃに近い値と判断される場合（検出期間が短い場合）には、電気角一周期の期間において、安定して電流を検出することが可能な所定期間（一例としてＡ区間）に電流検出期間を調整することにより、安定的に検出された相電流に基づいて、安定的なベクトル制御あるいはセンサレス制御を実行することが可能である。一方、各相の電圧指令値のピーク値が所定の閾値未満すなわち、電圧Ｖｄｃに近くない値と判断される場合（検出期間が長い場合）には、電気角一周期の全期間において、安定して電流を検出することが可能であると判断されるため、全ての期間において電流を検出し、精度の高いベクトル制御あるいはセンサレス制御を実行することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

２ インバータ、３ コンバータ回路、４ 交流電源、８Ｍ 三相永久磁石同期モータ、１３ 電圧指令値設定部、１４ ３相ＰＷＭ制御部、１５ メモリ、１６ Ａ／Ｄ回路、１７ ＰＷＭ作成部、１８ 三角波生成部、１９ 電流検出部、１１３ モータ制御装置。

Claims (4)

1. ３相のコイルを備えた同期モータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記同期モータの各相に流れる相電流のうちの第１および第２の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記同期モータの回転数を検出する検出手段と、
   前記電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記同期モータを制御する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、前記検出手段により前記同期モータの回転数が所定回転数以上の場合に、電気角１周期の期間のうちの所定期間で電流検出手段で検出された前記第１および第２の相電流の検出結果に基づいて、前記同期モータを制御する、モータ制御装置。
2. ３相のコイルを備えた同期モータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる、前記直流電源の出力電流から、前記同期モータの各相に流れる相電流のうちの第１および第２の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段の検出結果に基づいて、前記インバータを介して前記同期モータを制御する制御手段とを備え、
   前記制御手段は、
   各相電流に対応する各相電圧の値を指示する各相電圧指令値に従って前記インバータを駆動する駆動信号を生成し、
   前記各相電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上であるかどうかを判断し、
   前記各相電圧指令値のピーク値が所定の閾値以上であると判断した場合に、電気角１周期の期間のうちの所定期間で電流検出手段で検出された前記第１および第２の相電流の検出結果に基づいて、前記同期モータを制御する、モータ制御装置。
3. 前記制御手段は、前記電流検出手段に従って前記同期モータの各相に流れる相電流のうちの第３の相電流を推定し、
   前記所定期間は、前記電気角１周期期間のうち第３の相電流に対応する相電圧が、前記第１および第２の相電流にそれぞれ対応する相電圧よりも大きい期間に設定される、請求項１または２記載のモータ制御装置。
4. ３相のコイルを備えた同期モータと、
   前記同期モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記同期モータを制御する請求項１〜３のいずれかに記載のモータ制御装置とを備えた、モータ駆動システム。

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