WO2024023920A1 - インバータ制御装置、モータ駆動装置、送風機及び空気調和機 - Google Patents

インバータ制御装置、モータ駆動装置、送風機及び空気調和機 Download PDF

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WO2024023920A1
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WO
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axis
current
phase
error compensation
voltage error
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Application number
PCT/JP2022/028749
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English (en)
French (fr)
Inventor
亮一 佐々木
和徳 畠山
厚司 土谷
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to an inverter control device, a motor drive device, a blower, and an air conditioner that control an inverter.
  • Patent Document 1 listed below discloses a technique for compensating for voltage errors, assuming that the occurrence of voltage errors in inverter control is caused by dead time set during switching control of the inverter. Specifically, in Patent Document 1, the voltage command values of the d-axis and the q-axis are corrected by calculating the dead time compensation amount of the d-axis and the q-axis according to the magnitude of the current command value of the d-axis and the q-axis. This compensates for voltage errors.
  • noise and vibration are generated with a frequency component that is six times the number of pole pairs with respect to the mechanical angular frequency, which is the frequency of the rotational speed of the fan motor.
  • the mechanical angular frequency which is the frequency of the rotational speed of the fan motor.
  • noise and vibration of the 30th frequency component are generated.
  • This 30th frequency component corresponds to the 6th component of the electrical angular frequency of the voltage error, that is, the 6th component of the mechanical angular frequency x the number of pole logarithms, and corresponds to the voltage command value output from the inverter control device to the inverter, and the voltage command value output by the inverter. It is the main component of the voltage error between the voltage and the voltage.
  • permanent magnet synchronous motors operate even when there is no external power supply, that is, even when the inverter is stopped, due to the magnetic flux of the permanent magnets built into the motor rotor. , an induced voltage is always generated at the output terminal of the motor while the rotor is rotating. Therefore, when the fan motor of the outdoor unit is a permanent magnet synchronous motor, a motor with low power generation voltage characteristics is often used in order to protect the drive circuit from strong winds such as typhoons. Therefore, in this type of application, the ratio of voltage error to voltage command becomes relatively high, and conventional compensation methods have a problem in that the amount of compensation is insufficient.
  • the method of Patent Document 1 only distributes the dead time compensation amount according to the ratio of the d-axis current command value and the q-axis current command value. For this reason, even if the fundamental wave component in the voltage error can be compensated for, voltage error compensation for components that are integral multiples of the fundamental wave component, such as the sixth-order component, is insufficient. As a result, the method disclosed in Patent Document 1 may lead to an increase in vibration and noise of the motor being driven.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and aims to provide an inverter control device that can suppress increases in noise and vibration that may occur in a motor due to dead time.
  • an inverter control device that controls an inverter that supplies AC power to a motor, and includes first and second coordinate conversion units. , first, second, and third arithmetic units.
  • the first coordinate conversion unit converts three-phase motor current flowing through the motor into a d-axis current and a q-axis current.
  • the second coordinate conversion unit converts the three-phase inverter output voltage output from the inverter into a d-axis voltage and a q-axis voltage on dq-axis coordinates.
  • the first calculation unit calculates a current phase, which is an electrical angle phase of the motor current on the dq-axis coordinates, based on the d-axis current and the q-axis current.
  • the second calculation unit calculates a motor phase, which is an electrical angle phase of the rotation angle of the motor, based on the d-axis voltage, the q-axis voltage, and the d-axis current and the q-axis current.
  • the third calculation unit calculates a voltage error compensation amount that compensates for the sixth harmonic component of the current frequency, which is the frequency of the motor current.
  • the inverter control device According to the inverter control device according to the present disclosure, it is possible to suppress an increase in noise and vibration that may occur in the motor due to dead time.
  • a diagram of the inverter circuit extracted from the configuration of Figure 1. A diagram showing the relationship between the states of switching elements in the inverter circuit shown in FIG. 2 and the current flowing between the inverter circuit and the fan motor. Diagram for explaining dead time provided when controlling each switching element of the inverter circuit shown in FIG. 2 Diagram used to explain voltage errors that cannot be compensated using conventional methods
  • a block diagram showing a detailed configuration of an inverter control device according to Embodiment 1 A diagram showing an example of a table of d-axis voltage error compensation amounts stored in the voltage error compensation table data section according to Embodiment 1.
  • Diagram showing an example of voltage error compensation amount and three-phase voltage compensation amount by conventional method Diagram for explaining the effect of voltage error compensation according to Embodiment 1 A block diagram illustrating an example of a hardware configuration that realizes the functions of the inverter control device according to Embodiment 1.
  • Block diagram showing a detailed configuration of an inverter control device according to Embodiment 2 Diagram for explaining the effect of voltage error compensation according to Embodiment 2 A diagram showing a configuration example of a blower according to Embodiment 3 A diagram showing a configuration example of an air conditioner according to Embodiment 3
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor drive device 2 including an inverter control device 26 according to the first embodiment.
  • a motor drive device 2 is connected to an AC power source 1 and a fan motor 31 of a blower 3, converts an AC voltage output from the AC power source 1 into a DC voltage, and further converts an AC voltage of a desired voltage and frequency into a DC voltage. and output to the fan motor 31.
  • the fan motor 31 is a three-phase motor that includes windings 32 for each phase, that is, U phase, V phase, and W phase. Note that in this paper, the AC voltage output from the AC power supply 1 is referred to as a "first AC voltage", and the AC voltage of a desired voltage and frequency output to the fan motor 31 is referred to as a "second AC voltage". There are things to do.
  • the motor drive device 2 includes a reactor 20, a rectifier circuit 21, a capacitor 23, a voltage detection section 24, a current detection section 25, an inverter control device 26, and an inverter 27.
  • the rectifier circuit 21 includes a plurality of diodes 22, four diodes 22 in the example of FIG. 1, and converts the first AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage and outputs the DC voltage.
  • a circuit that converts the first AC voltage to a DC voltage is called a converter.
  • the rectifier circuit 21 is a non-boost converter, a boost converter may also be used.
  • FIG. 1 shows an example in which the AC power supply 1 is a single-phase AC power supply, the AC power supply 1 may be a three-phase AC power supply. When the AC power supply 1 is a three-phase AC power supply, the rectifier circuit 21 is configured to include six diodes 22.
  • the reactor 20 has one end connected to one side of the AC power supply 1 and the other end connected to the input end of the rectifier circuit 21.
  • the installation position of the reactor 20 is not limited to the example shown in FIG.
  • one end of the reactor 20 may be connected to the other side of the AC power source 1, and the other end may be connected to the other input end of the rectifier circuit 21.
  • the capacitor 23 has one end connected to one output end of the rectifier circuit 21, and the other end connected to the other output end of the rectifier circuit 21. Capacitor 23 smoothes the DC voltage converted by rectifier circuit 21 .
  • the voltage detection unit 24 is connected to both ends of the capacitor 23 and detects the voltage value of the capacitor voltage output by the capacitor 23. Voltage detection section 24 outputs the detected value of the capacitor voltage to inverter control device 26 .
  • the current detection unit 25 is arranged in the connection wiring 30 connecting the inverter 27 and the fan motor 31, and detects the current flowing between the inverter 27 and the fan motor 31, that is, the current value of the motor current.
  • the current detection unit 25 outputs the detected value of the motor current to the inverter control device 26.
  • the inverter 27 is connected in parallel to the capacitor 23, and under the control of the inverter control device 26 converts the capacitor voltage into a second AC voltage of a desired voltage and frequency.
  • the inverter 27 includes a switching element 28 and six diodes 29 connected in parallel to the switching element 28. Each switching element 28 is controlled to be turned on or off based on an inverter drive signal output from the inverter control device 26. Through this control, the converted AC voltage is output from the inverter 27 and applied to the fan motor 31, and the fan motor 31 is driven.
  • the inverter control device 26 controls the operation of the inverter 27 so that the second AC voltage is output from the inverter 27 to the fan motor 31 connected to the inverter 27. Specifically, inverter control device 26 generates an inverter drive signal for controlling the operation of inverter 27 based on the detected values obtained from voltage detection section 24 and current detection section 25, and outputs it to inverter 27.
  • FIG. 2 is a diagram in which the circuit portion of the inverter 27 is extracted from the configuration of FIG. 1.
  • the six switching elements 28 shown in FIG. 1 are represented by symbols Tr1 to Tr6, and the six diodes 29 shown in FIG. 1 are represented by symbols D1 to D6.
  • the switching elements Tr1, Tr3, and Tr5 are called upper arm switching elements, and the switching elements Tr2, Tr4, and Tr6 are called lower arm switching elements.
  • the circuit shown in FIG. 2 will be referred to as an "inverter circuit.”
  • the upper arm switching element Tr1 and the lower arm switching element Tr2 are connected in series to form a U-phase leg 40U.
  • Wiring is drawn out from the connection point between the upper arm switching element Tr1 and the lower arm switching element Tr2, that is, the midpoint of the U-phase leg 40U, and is electrically connected to the U-phase of the fan motor 31.
  • the other switching elements Tr3 to Tr6 are similarly configured. That is, the switching element Tr3 of the upper arm and the switching element Tr4 of the lower arm constitute a V-phase leg 40V, and a wiring is drawn out from the midpoint of the V-phase leg 40V and electrically connected to the V-phase of the fan motor 31. be done.
  • a W-phase leg 40W is configured by the upper arm switching element Tr5 and the lower arm switching element Tr6, and a wiring is drawn out from the midpoint of the W-phase leg 40W and electrically connected to the W-phase of the fan motor 31. be done.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the states of the switching elements in the inverter circuit shown in FIG. 2 and the current flowing between the inverter circuit and the fan motor 31.
  • switching elements Tr1 and Tr4 are in the ON state, there is a path between the inverter circuit and the fan motor 31: switching element Tr1 ⁇ U phase of fan motor 31 ⁇ V phase of fan motor 31 ⁇ switching element Tr4. Current flows. If the polarity of the current flowing from the inverter circuit toward the fan motor 31 is defined as positive, these currents can be expressed as +Iu and -Iv. The same applies to other combinations, and the explanation here is omitted.
  • the states of the six switching elements Tr1 to Tr6 are controlled according to an inverter drive signal output from the inverter control device 26.
  • the polarity of the current output to the U-phase, V-phase, and W-phase of the fan motor 31 changes depending on the combination in which the switching elements Tr1 to Tr6 are turned on, and the current is output from the capacitor 23 to the inverter.
  • the direct current output to the circuit is converted to three-phase alternating current.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining dead time provided when controlling each switching element of the inverter circuit shown in FIG. 2.
  • the switching elements Tr1 to Tr6 are turned on, if the switching elements belonging to the same leg are turned on at the same time, the leg becomes short-circuited and an excessive current flows.
  • a short circuit prevention period called dead time is provided as shown in FIG. If such a short-circuit prevention period is provided, for example, even if the timing of switching element Tr2 is slightly delayed from on to off, and the timing of switching element Tr1 is from off to on is slightly shifted from earlier, the same result will be achieved. It is possible to prevent the switching elements belonging to the legs from turning on at the same time.
  • the voltage error is a voltage component representing the difference between a voltage command value generated by an inverter control device that does not have a voltage error compensation function and an inverter output voltage actually output from the inverter 27.
  • the voltage error occurs because due to the presence of dead time, the period in which the switching elements Tr1 to Tr6 are actually in the on state becomes shorter than the period in which the switching elements Tr1 to Tr6 are instructed to turn on based on the voltage command value. It's for a reason.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating voltage errors that cannot be compensated for by conventional methods.
  • Figure 5(a) shows the frequency component of the d-axis voltage error when the voltage error is expanded into a Fourier series
  • Figure 5(b) shows the frequency component of the q-axis voltage error when the voltage error is expanded into a Fourier series.
  • Frequency components are shown.
  • peaks appear at a frequency component of 6f and a frequency component of 12f, which is twice the 6f component.
  • FIG. 5 shows frequency components in the dq-axis coordinates, and the DC component corresponds to the fundamental wave component in the three-phase coordinates.
  • peaks also appear at locations corresponding to integral multiples of 6f that are 3 or more.
  • the conventional method does not perform voltage compensation for the 6f component and the integral multiple component of 6f. Therefore, in the conventional method, the voltage error may lead to an increase in vibration and noise of the motor being driven.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a detailed configuration of the inverter control device 26 according to the first embodiment.
  • the inverter control device 26 includes a deviation calculation section 5, a voltage command value generation section 6, a drive signal generation section 7, dq conversion sections 8 and 9, a current phase calculation section 10, and a phase , a speed estimation section 11 , and a voltage error compensation table data section 12 .
  • the dq transformation section 8 may be referred to as a "first coordinate transformation section” and the dq transformation section 9 may be referred to as a "second coordinate transformation section.”
  • the current phase calculation section 10 is referred to as a “first calculation section”
  • the phase and speed estimation section 11 is referred to as a “second calculation section”
  • the voltage error compensation table data section 12 is referred to as a "first calculation section.” 3.
  • the deviation calculation unit 5 generates a speed deviation ⁇ , which is the difference between the speed command ⁇ ref and the estimated mechanical angle speed ⁇ m.
  • the voltage command value generation unit 6 generates a dq-axis voltage command value Vdq * on the dq-axis coordinates based on the speed deviation ⁇ .
  • the drive signal generation unit 7 calculates the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd and the q-axis voltage error compensation output from the voltage error compensation table data unit 12 to the dq-axis voltage command value Vdq * output from the voltage command value generation unit 6.
  • PWM pulse width modulation
  • the detected value of the three-phase motor current Iuvw detected by the current detection unit 25 is input to the dq conversion unit 8.
  • the dq converter 8 converts the three-phase motor current Iuvw into a dq-axis current Idq on the dq-axis coordinates.
  • the dq-axis current Idq can be divided into a d-axis current Id, which is a current component in the d-axis direction, and a q-axis current Iq, which is a current component in the q-axis direction, on the dq-axis coordinates.
  • the three-phase voltage Vuvw generated inside the drive signal generation section 7 is input to the dq conversion section 9.
  • the dq converter 9 converts the three-phase voltage Vuvw into a dq-axis voltage Vdq on the dq-axis coordinates.
  • the dq-axis voltage Vdq can be divided into a d-axis voltage Vd, which is a voltage component in the d-axis direction, and a q-axis voltage Vq, which is a voltage component in the q-axis direction, on the dq-axis coordinates.
  • the current phase calculation unit 10 calculates the current phase ⁇ i based on the dq-axis current Idq.
  • the current phase ⁇ i is the electrical angle phase of the d-axis current Id and the q-axis current Iq on the dq-axis coordinates.
  • the voltage error compensation table data unit 12 calculates the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq based on the current phase ⁇ i and the motor phase ⁇ .
  • the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq are voltage error compensation amounts for compensating for the sixth harmonic component of the current frequency, which is the frequency of the motor current.
  • the phase and speed estimation unit 11 calculates the motor phase ⁇ and the above-mentioned mechanical angular estimated speed ⁇ m based on the dq-axis current Idq and the dq-axis voltage Vdq.
  • the motor phase ⁇ is a phase obtained by converting the rotation angle of a rotor (not shown) of the fan motor 31 from a reference position to an electrical angle.
  • the motor phase ⁇ is used when the dq converter 8 converts the three-phase motor current Iuvw into the dq-axis current Idq. Further, the motor phase ⁇ is also used when the dq converter 9 converts the three-phase voltage Vuvw to the dq-axis voltage Vdq.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a table of the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd stored in the voltage error compensation table data section 12 according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a table of the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq stored in the voltage error compensation table data section 12 according to the first embodiment.
  • the voltage error compensation amount for compensating the voltage error is determined by the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd on the dq-axis coordinates and the q-axis voltage error It is stored in the voltage error compensation table data section 12 separately from the compensation amount ⁇ Vq.
  • the value of the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd is stored in one-to-one correspondence with the value of the current phase ⁇ i and the value of the motor phase ⁇ . .
  • Error compensation amounts ⁇ Vd 11 , ⁇ Vd 12 , ⁇ Vd 13 , ⁇ Vd 14 , and ⁇ Vd 15 are stored.
  • the drive signal generation unit 7 refers to the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq stored in the voltage error compensation table data unit 12 when generating the PWM signal. do.
  • the PWM signal output to the inverter 27 is capable of compensating not only the fundamental wave component in the voltage error, but also components that are integral multiples of the fundamental wave component, such as the sixth-order component, with regard to voltage error compensation due to dead time. It becomes possible.
  • each table for the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq can be determined by prior measurement.
  • Each table may be a different table for each type of fan motor 31, or may be a different table for each type of product in which the fan motor 31 is installed.
  • the set value of the dead time may differ depending on the switching speed of the switching element 28 of the inverter 27, a different table may be provided for each set value of the dead time. In this way, the voltage error compensation system can be improved.
  • a threshold value at which voltage compensation is not performed is set for the current value in order to prevent reverse compensation near the zero cross of the three-phase motor current.
  • Reverse compensation is a phenomenon in which a difference occurs between the actual zero-crossing point of the motor current and the zero-crossing point intended by the control system due to dead time, and the direction of compensation is reversed.
  • the threshold value is set to ⁇ 0.2 [A]
  • voltage error compensation is not performed if the current value is ⁇ 0.2 [A] or more and 0.2 [A] or less. That is, in the conventional method, there existed a control region in which voltage error compensation could not be performed.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the amount of voltage error compensation and the amount of three-phase voltage compensation according to the conventional method.
  • (a) shows the d-axis voltage error compensation amount for the motor phase ⁇
  • (b) shows the q-axis voltage error compensation amount for the motor phase ⁇
  • (c) shows the d-axis voltage error compensation amount for the motor phase ⁇ .
  • the amount of three-phase voltage compensation is shown.
  • the three-phase voltage compensation amount shown in (c) is the one-phase voltage when the voltage compensated by the d-axis voltage error compensation amount in (a) and the q-axis voltage error compensation amount in (b) is converted into a three-phase voltage. This is the waveform for minutes.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the effect of voltage error compensation according to the first embodiment.
  • (a) shows the actual voltage error amount in inverter control
  • (b) shows the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd according to the first embodiment
  • (c) shows the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd according to the first embodiment.
  • the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq is shown.
  • the voltage error compensation table constructed as described above is used, and the voltage error compensation table data unit 12 compensates for the voltage error by using the table value corresponding to the current phase ⁇ i calculated by the current phase calculation unit 10. It is read from the table and notified to the drive signal generation section 7.
  • the drive signal generation unit 7 performs voltage error compensation based on the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq notified from the voltage error compensation table data unit 12.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that implements the functions of the inverter control device 26 according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram showing another example of the hardware configuration for realizing the functions of the inverter control device 26 according to the first embodiment.
  • FIG. 302 In order to realize some or all of the functions of the inverter control device 26 according to the first embodiment, as shown in FIG. 302 and an interface 304 for inputting and outputting signals.
  • the processor 300 is an example of a calculation means.
  • the processor 300 may be a calculation means called a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 302 is an example of a storage area.
  • the memory 302 includes nonvolatile or volatile semiconductor memory such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), and EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM), and magnetic disks. , flexible disc, optical disc, compact disc, mini disc, and DVD (Digital Versatile Disc).
  • the memory 302 stores a program that executes the functions of the inverter control device 26 according to the first embodiment and the table values for voltage error compensation described above.
  • the processor 300 sends and receives necessary information via the interface 304, the processor 300 executes the program stored in the memory 302, and the processor 300 refers to the table value of the voltage error compensation amount stored in the memory 302. Accordingly, the above-described processing can be performed.
  • the results of calculations by processor 300 can be stored in memory 302.
  • the processing circuit 303 shown in FIG. 12 can also be used.
  • the processing circuit 303 is a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • Information input to the processing circuit 303 and information output from the processing circuit 303 can be obtained via the interface 304.
  • processing in the inverter control device 26 may be performed by the processing circuit 303, and processing that is not performed by the processing circuit 303 may be performed by the processor 300 and the memory 302.
  • the inverter control device includes first and second coordinate conversion sections and first, second, and third calculation sections shown below.
  • the first coordinate conversion unit converts three-phase motor current flowing through the motor into a d-axis current and a q-axis current.
  • the second coordinate conversion unit converts the three-phase inverter output voltage output from the inverter into a d-axis voltage and a q-axis voltage on dq-axis coordinates.
  • the first calculation unit calculates a current phase, which is an electrical angle phase of the motor current on the dq-axis coordinates, based on the d-axis current and the q-axis current.
  • the second calculation unit calculates a motor phase, which is an electrical angle phase of the rotation angle of the motor, based on the d-axis voltage, the q-axis voltage, and the d-axis current and the q-axis current.
  • the third calculation unit calculates a voltage error compensation amount that compensates for the sixth harmonic component of the current frequency, which is the frequency of the motor current.
  • the voltage error compensation amount calculated by the third calculation unit is composed of the d-axis voltage error compensation amount and the q-axis voltage error compensation amount on the dq-axis coordinates.
  • These d-axis voltage error compensation amounts and q-axis voltage error compensation amounts can be stored in the storage area as table data in one-to-one correspondence with the current phase value and the motor phase value. In this way, the calculation load can be reduced compared to the case where the d-axis voltage error compensation amount and the q-axis voltage error compensation amount are calculated by calculation during control of the inverter.
  • the inverter control device according to the first embodiment can use a cheaper processor, which has the effect of widening the choice of processors that can be implemented.
  • Embodiment 1 due to the inability to adequately compensate for voltage errors with conventional inverter control, implementation of some motors has been postponed depending on the application.
  • the method of Embodiment 1 it is possible to suppress the increase in noise and vibration that may occur in the motor due to dead time.
  • the inverter control device it is possible to use a motor that could not be mounted in the past, so that the effect of expanding the options of motors that can be mounted is obtained.
  • the d-axis voltage error compensation amount and the q-axis voltage error compensation amount are set based on the current phase and the motor phase. It is also possible to compensate for voltage errors corresponding to changes in excitation current due to changes in magnetic flux and changes in excitation current due to magnetic flux weakening.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a detailed configuration of an inverter control device 26A according to the second embodiment.
  • in the inverter control device 26 according to the first embodiment shown in FIG. It has been replaced by the table data section 14. Further, in FIG. 13, a voltage error compensation calculation section 15 is added between the voltage error compensation table data section 14 and the drive signal generation section 7.
  • the other configurations are the same or equivalent to the configuration of the inverter control device 26 according to the first embodiment shown in FIG. Omit.
  • the dq transformation section 8 may be referred to as a "first coordinate transformation section” and the dq transformation section 9 may be referred to as a "second coordinate transformation section.”
  • the current phase calculation unit 10 is referred to as a “first calculation unit”
  • the phase and speed estimation unit 13 is referred to as a “second calculation unit”
  • the compensation calculation section 15 may be referred to as a "third calculation section.”
  • the real axis value of the d-axis DC component is A0
  • the absolute value of the 6th-order component of the d-axis is A6
  • ⁇ d be the phase calculated by an arctangent function based on the values of the real and imaginary axes of the sixth-order component of the d-axis.
  • the real axis value of the q-axis DC component is set as B0
  • the absolute value of the 6th-order component on the q-axis is set as B6.
  • ⁇ q be the phase calculated by an arctangent function based on the values of the real and imaginary axes of the sixth-order component of the q-axis.
  • the real axis value here refers to the component of the real axis in the complex Fourier series expansion, that is, the component to which the imaginary unit i is not attached
  • the value of the imaginary axis refers to the component of the imaginary axis in the complex Fourier series expansion. , that is, the component to which the imaginary unit i is attached.
  • A6r and A6i are the real axis value and imaginary axis value of the sixth-order component of the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd, respectively.
  • B6r and B6i are the real axis value and the imaginary axis value of the sixth-order component of the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq, respectively. Note that in the complex Fourier series expansion, there is no imaginary axis component in the d-axis and q-axis DC components.
  • the voltage error compensation calculation unit 15 is configured to be able to process the calculation equations shown in the following equations (3) and (4).
  • A0, A6, B0, B6, and ⁇ d, ⁇ q stored in the voltage error compensation table data section 14, A0, A6, B0, and B6 are coefficients in the calculation formulas of equations (3) and (4) above. It is used as. Note that A0 and B0 are used as constant terms in equations (3) and (4) above, but since A0 and B0 are not constant values but changing values, they are also referred to as "coefficients" like A6 and B6. call.
  • the phase and speed estimation unit 13 calculates the motor phase ⁇ and the estimated mechanical angular speed ⁇ m, as in the first embodiment. Further, the phase and speed estimation unit 13 calculates the electrical angular frequency ⁇ e of the rotational speed of the motor based on the estimated mechanical angular speed ⁇ m. Based on the current phase ⁇ i output from the current phase calculation unit 10, the voltage error compensation table data unit 14 converts the values of coefficients A0, A6, B0, B6 and phases ⁇ d, ⁇ q corresponding to the current phase ⁇ i into voltages. It is output to the error compensation calculation section 15.
  • the voltage error compensation calculation unit 15 calculates the electrical angular frequency ⁇ e output from the phase and speed estimation unit 13, the coefficients A0, A6, B0, B6, and the phases ⁇ d, ⁇ q output from the voltage error compensation table data unit 14. Based on , the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd6f and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq6f are calculated.
  • the above equation (1) is used to calculate the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd6f
  • the above equation (2) is used to calculate the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq6f.
  • the drive signal generation unit 7 generates the dq-axis voltage command value Vdq * output from the voltage command value generation unit 6, the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd6f and the q-axis voltage error compensation amount output from the voltage error compensation calculation unit 15.
  • a PWM signal is generated based on ⁇ Vq6f.
  • the drive signal generation unit 7 generates the PWM signal by superimposing the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd6f and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq6f on the dq-axis voltage command value Vdq * .
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the effect of voltage error compensation according to the second embodiment.
  • (a) shows the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd6f for the motor phase ⁇
  • (b) shows the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq6f for the motor phase ⁇
  • (c) shows the motor phase
  • the amount of three-phase voltage compensation for ⁇ is shown.
  • the three-phase voltage compensation amount shown in (c) is the amount when the voltage compensated by the d-axis voltage error compensation amount ⁇ Vd6f in (a) and the q-axis voltage error compensation amount ⁇ Vq6f in (b) is converted into a three-phase voltage. This is a waveform for one phase.
  • the waveform of the three-phase voltage compensation amount shown in FIG. 14(c) is different from the waveform of the three-phase voltage compensation amount according to the conventional method shown in FIG. 9(c), compared to the actual voltage error amount shown in FIG. 10(a).
  • the waveforms are similar. Therefore, by using the three-phase voltage compensation amount shown in FIG. 14(c), it is possible to perform voltage error compensation equivalent to that in the first embodiment.
  • the inverter control device includes a drive signal generation section that generates a drive signal for driving the inverter based on the voltage command value on the dq-axis coordinates.
  • the coefficient and phase information for providing the drive signal generation unit with the voltage error compensation amount that includes the DC component and the sixth harmonic component of the current frequency are stored in the storage area.
  • the voltage error compensation amount consists of a d-axis voltage error compensation amount and a q-axis voltage error compensation amount on the dq-axis coordinates, and the second calculation section calculates the electrical angular frequency of the rotational speed of the motor.
  • the third calculation section calculates a d-axis voltage error compensation amount and a q-axis voltage error compensation amount based on the current phase and the electrical angular frequency, and outputs the calculated amounts to the drive signal generation section.
  • the drive signal generation section generates a drive signal by superimposing the d-axis voltage error compensation amount and the q-axis voltage error compensation amount on the voltage command value.
  • Embodiment 3 In Embodiment 3, an application example of the motor drive device 2 described in Embodiment 1 and Embodiment 2 will be described.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of the blower 100 according to the third embodiment.
  • the blower 100 is configured to be driven by the motor drive device 2 described in the first and second embodiments.
  • the blower 100 can rotate the fan 104 by the motor drive device 2 driving the fan motor 102 .
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of an air conditioner 150 according to the third embodiment.
  • the air conditioner 150 includes the motor drive device 2 described in Embodiment 1 and Embodiment 2, and is configured to be driven by the motor drive device 2. There is.
  • the air conditioner 150 may include a blower 100 shown in FIG. 15.
  • the air conditioner 150 includes an outdoor unit 126 and an indoor unit 127.
  • the outdoor unit 126 includes an outdoor heat exchanger 128, an outdoor fan 129, and a compressor 130.
  • the indoor unit 127 includes an indoor heat exchanger 131, an indoor fan 132, and an expansion valve 133.
  • a refrigerant circuit is configured by connecting the compressor 130, the outdoor heat exchanger 128, the expansion valve 133, and the indoor heat exchanger 131 in an annular manner.
  • outdoor air is sent to the outdoor heat exchanger 128 by rotating the outdoor fan 129. Further, the outdoor air sent in exchanges heat with the refrigerant flowing through the outdoor heat exchanger 128.
  • Fan motor 134 is connected to the rotor of outdoor fan 129.
  • indoor air is sent to the indoor heat exchanger 131 by rotating the indoor fan 132. Further, the indoor air sent in exchanges heat with the refrigerant flowing through the indoor heat exchanger 131.
  • the motor drive device 2 according to the first embodiment and the second embodiment can be applied to products such as the blower 100 and the air conditioner 150.
  • products such as the blower 100 and the air conditioner 150 can enjoy the effects described in the first embodiment or the second embodiment.

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Abstract

インバータ制御装置（２６）は、ファンモータ（３１）に流れる三相のモータ電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換するｄｑ変換部（８）と、インバータ（２７）が出力する三相のインバータ出力電圧をｄｑ軸座標上のｄ軸電圧及びｑ軸電圧に変換するｄｑ変換部（９）と、ｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいて、モータ電流のｄｑ軸座標上の電気角位相である電流位相を演算する電流位相演算部（１０）と、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧、並びにｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいて、ファンモータ（３１）の回転角の電気角位相であるモータ位相を演算する位相及び速度推定部（１１）と、モータ電流の周波数である電流周波数の６次高調波成分を補償する電圧誤差補償テーブルデータ部（１２）とを備える。

Description

インバータ制御装置、モータ駆動装置、送風機及び空気調和機
　本開示は、インバータを制御するインバータ制御装置、モータ駆動装置、送風機及び空気調和機に関する。
　従来、モータに交流電力を供給するインバータを制御する際に、インバータが実際にモータに印加する電圧と、インバータ制御装置がインバータに指令する電圧指令値との間に、電圧誤差が生じることが知られている。
　下記特許文献１には、インバータ制御における電圧誤差の発生は、インバータに対するスイッチング制御の際に設定するデッドタイムが原因であるとして、電圧誤差補償を行う技術が開示されている。具体的に、特許文献１では、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値の大きさに応じたｄ軸及びｑ軸のデッドタイム補償量を演算して、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を補正することで電圧誤差補償を行っている。
特開２０１４－１５５３３３号公報
　空気調和機の室外機のファンモータの制御では、当該ファンモータの回転速度の周波数である機械角周波数に対して、極対数×６倍の周波数成分の騒音及び振動が発生する。例えば、ファンモータが５極対である場合、３０次周波数成分の騒音及び振動が発生する。この３０次周波数成分は、電圧誤差の電気角周波数の６次成分、即ち機械角周波数×極対数の６次成分に相当し、インバータ制御装置からインバータへ出力する電圧指令値と、インバータが出力する電圧との間の電圧誤差の主要な成分となっている。
　永久磁石同期モータは、永久磁石を有さないモータとは異なり、外部からの電力供給がなくとも、即ちインバータが停止していても、モータのロータに内蔵されている永久磁石の磁束の働きにより、ロータの回転中は常にモータの出力端子に誘起電圧を発生する。従って、室外機のファンモータが永久磁石同期モータである場合、台風などの強風から駆動回路を保護するため、発電電圧が低い特性のものが使用されることが多い。このため、この種の用途では、電圧指令に対する電圧誤差の割合が相対的に高くなり、従来の補償方法では、補償量が不足するという課題があった。
　また、特許文献１の手法は、前述したように、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値との割合に応じてデッドタイム補償量を分配しているだけである。このため、電圧誤差における基本波成分は補償できても、基本波成分の６次成分のような整数倍の成分の電圧誤差補償は、不十分であった。その結果、特許文献１の手法では、駆動対象であるモータの振動及び騒音の増加に繋がる可能性があった。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、デッドタイムに起因してモータに発生し得る騒音及び振動の増加を抑制可能なインバータ制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係るインバータ制御装置は、モータに交流電力を供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、第１及び第２の座標変換部と、第１、第２及び第３の演算部とを備える。第１の座標変換部は、モータに流れる三相のモータ電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する。第２の座標変換部は、インバータが出力する三相のインバータ出力電圧をｄｑ軸座標上のｄ軸電圧及びｑ軸電圧に変換する。第１の演算部は、ｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいて、モータ電流のｄｑ軸座標上の電気角位相である電流位相を演算する。第２の演算部は、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧、並びにｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいて、モータの回転角の電気角位相であるモータ位相を演算する。第３の演算部は、モータ電流の周波数である電流周波数の６次高調波成分を補償する電圧誤差補償量を演算する。
　本開示に係るインバータ制御装置によれば、デッドタイムに起因してモータに発生し得る騒音及び振動の増加を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態１に係るインバータ制御装置を含むモータ駆動装置の構成例を示す図 図１の構成からインバータの回路部分を抜き出した図 図２に示すインバータ回路におけるスイッチング素子の状態とインバータ回路とファンモータとの間に流れる電流との関係を示す図 図２に示すインバータ回路の各スイッチング素子を制御する際に設けられるデッドタイムの説明に供する図 従来手法では補償できない電圧誤差の説明に供する図 実施の形態１に係るインバータ制御装置の詳細構成を示すブロック図 実施の形態１に係る電圧誤差補償テーブルデータ部に格納されるｄ軸電圧誤差補償量のテーブルの例を示す図 実施の形態１に係る電圧誤差補償テーブルデータ部に格納されるｑ軸電圧誤差補償量のテーブルの例を示す図 従来手法による電圧誤差補償量及び三相電圧補償量の例を示す図 実施の形態１による電圧誤差補償の効果の説明に供する図 実施の形態１に係るインバータ制御装置の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１に係るインバータ制御装置の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係るインバータ制御装置の詳細構成を示すブロック図 実施の形態２による電圧誤差補償の効果の説明に供する図 実施の形態３に係る送風機の構成例を示す図 実施の形態３に係る空気調和機の構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るインバータ制御装置、モータ駆動装置、送風機及び空気調和機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態では、インバータに接続される負荷が、空気調和機の室外機のファンモータである場合を一例として説明するが、ファンモータ以外のモータへの適用を除外する意図ではない。即ち、本開示の技術は、ファンモータ以外のモータへの適用も可能である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６を含むモータ駆動装置２の構成例を示す図である。図１において、モータ駆動装置２は、交流電源１と、送風機３のファンモータ３１に接続され、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、更に所望の電圧及び周波数の交流電圧に変換してファンモータ３１に出力する。ファンモータ３１は、各相、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相ごとに巻線３２を備える三相モータである。なお、本稿では、交流電源１から出力される交流電圧を「第１の交流電圧」と記載し、ファンモータ３１に出力する所望の電圧及び周波数の交流電圧を「第２の交流電圧」と記載することがある。
　モータ駆動装置２は、リアクトル２０と、整流回路２１と、コンデンサ２３と、電圧検出部２４と、電流検出部２５と、インバータ制御装置２６と、インバータ２７とを備える。
　整流回路２１は、複数のダイオード２２、図１の例では４つのダイオード２２を備え、交流電源１から出力される第１の交流電圧を直流電圧に変換して出力する。第１の交流電圧を直流電圧に変換する回路は、コンバータと呼ばれる。整流回路２１は、非昇圧型のコンバータであるが、昇圧型のコンバータを用いてもよい。また、図１では、交流電源１が単相交流電源である例を示しているが、交流電源１は三相交流電源であってもよい。交流電源１が三相交流電源である場合、整流回路２１は、６つのダイオード２２を備えて構成される。
　リアクトル２０は、図１の例では、一端が交流電源１の一方側に接続され、他端が整流回路２１の入力端に接続される。なお、リアクトル２０の設置位置は図１の例に限定されない。例えば、リアクトル２０の一端が交流電源１の他方側に接続され、他端が整流回路２１の他方の入力端に接続される構成でもよい。
　コンデンサ２３は、図１の例では、一端が整流回路２１の一方の出力端に接続され、他端が整流回路２１の他方の出力端に接続される。コンデンサ２３は、整流回路２１で変換された直流電圧を平滑化する。
　電圧検出部２４は、コンデンサ２３の両端に接続され、コンデンサ２３が出力するコンデンサ電圧の電圧値を検出する。電圧検出部２４は、コンデンサ電圧の検出値をインバータ制御装置２６に出力する。
　電流検出部２５は、インバータ２７とファンモータ３１とを結ぶ接続配線３０に配置され、インバータ２７とファンモータ３１との間に流れる電流、即ちモータ電流の電流値を検出する。電流検出部２５は、モータ電流の検出値をインバータ制御装置２６に出力する。
　インバータ２７は、コンデンサ２３に並列に接続され、インバータ制御装置２６の制御によって、コンデンサ電圧を所望の電圧及び周波数の第２の交流電圧に変換する。インバータ２７は、スイッチング素子２８、及びスイッチング素子２８に並列に接続されるダイオード２９を６つ備える。各々のスイッチング素子２８は、インバータ制御装置２６から出力されるインバータ駆動信号に基づいてオンオフ制御される。この制御により、インバータ２７からは、変換された交流電圧が出力されてファンモータ３１に印加され、ファンモータ３１が駆動される。
　インバータ制御装置２６は、インバータ２７に接続されるファンモータ３１に対して、インバータ２７から第２の交流電圧が出力されるようにインバータ２７の動作を制御する。具体的に、インバータ制御装置２６は、電圧検出部２４及び電流検出部２５から取得した検出値に基づいて、インバータ２７の動作を制御するためのインバータ駆動信号を生成し、インバータ２７に出力する。
　図２は、図１の構成からインバータ２７の回路部分を抜き出した図である。図２では、図１で示した６つのスイッチング素子２８をＴｒ１～Ｔｒ６の符号で表し、図１で示した６つのダイオード２９をＤ１～Ｄ６の符号で表している。スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５は上アームのスイッチング素子と呼ばれ、スイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６は下アームのスイッチング素子と呼ばれる。以下、図２に示す回路を「インバータ回路」と呼ぶ。
　インバータ回路において、上アームのスイッチング素子Ｔｒ１と下アームのスイッチング素子Ｔｒ２とは直列に接続されてＵ相レグ４０Ｕを構成する。上アームのスイッチング素子Ｔｒ１と下アームのスイッチング素子Ｔｒ２との接続点、即ちＵ相レグ４０Ｕの中点からは配線が引き出されてファンモータ３１のＵ相に電気的に接続される。他のスイッチング素子Ｔｒ３～Ｔｒ６も同様に構成される。即ち、上アームのスイッチング素子Ｔｒ３と下アームのスイッチング素子Ｔｒ４とによってＶ相レグ４０Ｖが構成され、Ｖ相レグ４０Ｖの中点からは配線が引き出されてファンモータ３１のＶ相に電気的に接続される。また、上アームのスイッチング素子Ｔｒ５と下アームのスイッチング素子Ｔｒ６とによってＷ相レグ４０Ｗが構成され、Ｗ相レグ４０Ｗの中点からは配線が引き出されてファンモータ３１のＷ相に電気的に接続される。
　図３は、図２に示すインバータ回路におけるスイッチング素子の状態とインバータ回路とファンモータ３１との間に流れる電流との関係を示す図である。例えば、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ４がＯＮ状態であるとき、インバータ回路とファンモータ３１との間には、スイッチング素子Ｔｒ１→ファンモータ３１のＵ相→ファンモータ３１のＶ相→スイッチング素子Ｔｒ４の経路で電流が流れる。インバータ回路からファンモータ３１に向かう方向の電流の極性を正と定義すれば、これらの電流は、＋Ｉｕ、－Ｉｖと表記することができる。他の組合せのときも同様であり、ここでの説明は割愛する。
　６つのスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６は、インバータ制御装置２６から出力されるインバータ駆動信号に従って状態が制御される。これにより、図３に示されるように、スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６がオン状態となる組合せによって、ファンモータ３１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に出力される電流の正負が変わり、コンデンサ２３からインバータ回路に出力される直流電流が三相交流電流に変換される。
　図４は、図２に示すインバータ回路の各スイッチング素子を制御する際に設けられるデッドタイムの説明に供する図である。スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６がオンする際に、同一のレグに属するスイッチング素子が同時にオンになると、当該レグが短絡状態となり過大な電流が流れる。この短絡を防止するため、図４に示すような、デッドタイムと呼ばれる短絡防止期間が設けられる。このような短絡防止期間を設ければ、例えばスイッチング素子Ｔｒ２がオンからオフになるタイミングが遅れる方向に少しずれ、スイッチング素子Ｔｒ１がオフからオンになるタイミングが早まる方向に少しずれたとしても、同一のレグに属するスイッチング素子同士が同時にオンになることを回避することができる。
　一方、［背景技術］の項で説明したように、デッドタイムが存在することで、電圧誤差が生じる。電圧誤差は、電圧誤差補償機能を有さないインバータ制御装置で生成される電圧指令値と、インバータ２７から実際に出力されるインバータ出力電圧との差分を表す電圧の成分である。電圧誤差が生じるのは、デッドタイムの存在により、電圧指令値によって指令されるスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６へのオン指令期間に対して、実際にスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６がオン状態となる期間が短くなるためである。
　また、［発明が解決しようとする課題］の項で説明したように、従来手法は、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値との割合に応じてデッドタイム補償量を分配しているだけであり、電圧誤差における基本波成分しか補償することができていなかった。この点については、更に図５を参照して説明する。図５は、従来手法では補償できない電圧誤差の説明に供する図である。
　図５（ａ）には、電圧誤差をフーリエ級数展開したときのｄ軸電圧誤差の周波数成分が示され、図５（ｂ）には、電圧誤差をフーリエ級数展開したときのｑ軸電圧誤差の周波数成分が示されている。これらの（ａ）、（ｂ）には、直流成分の他に、６ｆの周波数成分と、６ｆ成分の２倍に当たる１２ｆの周波数成分とにピークが表れている。図５は、ｄｑ軸座標における周波数成分であり、直流成分が三相座標における基本波成分に対応する。なお、図５には、図示していないが、６ｆの３以上の整数倍に当たる箇所にもピークが表れる。従来手法は、６ｆ成分及び６ｆの整数倍成分に対する電圧補償は、行っていない。このため、従来手法では、電圧誤差が原因で、駆動対象であるモータの振動及び騒音の増加に繋がる可能性があった。
　この電圧誤差を、実施の形態１では、以下のように補償する。まず、図６は、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の詳細構成を示すブロック図である。インバータ制御装置２６は、図６に示すように、偏差演算部５と、電圧指令値生成部６と、駆動信号生成部７と、ｄｑ変換部８，９と、電流位相演算部１０と、位相及び速度推定部１１と、電圧誤差補償テーブルデータ部１２とを備える。なお、本稿では、ｄｑ変換部８を「第１の座標変換部」と記載し、ｄｑ変換部９を「第２の座標変換部」と記載することがある。また、本稿では、電流位相演算部１０を「第１の演算部」と記載し、位相及び速度推定部１１を「第２の演算部」と記載し、電圧誤差補償テーブルデータ部１２を「第３の演算部」と記載することがある。
　次に、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の動作について説明する。まず、偏差演算部５は、速度指令ωｒｅｆと、機械角推定速度ωｍとの差分である速度偏差Δωを生成する。電圧指令値生成部６は、速度偏差Δωに基づいて、ｄｑ軸座標上のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｑ＊を生成する。駆動信号生成部７は、電圧指令値生成部６から出力されるｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｑ＊に、電圧誤差補償テーブルデータ部１２から出力されるｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑを重畳することで、パルス幅変調（Pulse　Width　Modulation：ＰＷＭ）信号を生成する。ＰＷＭ信号は、図１のインバータ駆動信号に対応する。ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑの詳細については、後述する。
　ｄｑ変換部８には、電流検出部２５によって検出された三相のモータ電流Ｉｕｖｗの検出値が入力される。ｄｑ変換部８は、三相のモータ電流Ｉｕｖｗをｄｑ軸座標上のｄｑ軸電流Ｉｄｑに変換する。ｄｑ軸電流Ｉｄｑは、ｄｑ軸座標上において、ｄ軸方向の電流成分であるｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸方向の電流成分であるｑ軸電流Ｉｑとに分けることができる。
　ｄｑ変換部９には、駆動信号生成部７の内部で生成される三相電圧Ｖｕｖｗが入力される。ｄｑ変換部９は、三相電圧Ｖｕｖｗをｄｑ軸座標上のｄｑ軸電圧Ｖｄｑに変換する。ｄｑ軸電圧Ｖｄｑは、ｄｑ軸座標上において、ｄ軸方向の電圧成分であるｄ軸電圧Ｖｄと、ｑ軸方向の電圧成分であるｑ軸電圧Ｖｑとに分けることができる。
　電流位相演算部１０は、ｄｑ軸電流Ｉｄｑに基づいて、電流位相θｉを演算する。電流位相θｉは、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑのｄｑ軸座標上の電気角位相である。電圧誤差補償テーブルデータ部１２は、電流位相θｉ及びモータ位相θに基づいて、ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑを演算する。ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑは、モータ電流の周波数である電流周波数の６次高調波成分を補償するための電圧誤差補償量である。
　位相及び速度推定部１１は、ｄｑ軸電流Ｉｄｑ及びｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいて、モータ位相θ、及び前述した機械角推定速度ωｍを演算する。モータ位相θは、ファンモータ３１の図示しないロータの基準位置からの回転角を電気角に換算した位相である。モータ位相θは、ｄｑ変換部８が、三相のモータ電流Ｉｕｖｗをｄｑ軸電流Ｉｄｑに変換する際に使用される。また、モータ位相θは、ｄｑ変換部９が、三相電圧Ｖｕｖｗをｄｑ軸電圧Ｖｄｑに変換する際にも使用される。
　図７は、実施の形態１に係る電圧誤差補償テーブルデータ部１２に格納されるｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄのテーブルの例を示す図である。また、図８は、実施の形態１に係る電圧誤差補償テーブルデータ部１２に格納されるｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑのテーブルの例を示す図である。図７及び図８の例に示されるように、実施の形態１では、電圧誤差を補償するための電圧誤差補償量を、ｄｑ軸座標上におけるｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄと、ｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑとに分けて電圧誤差補償テーブルデータ部１２に格納している。
　図７に示すｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄのテーブルでは、電流位相θｉの値とモータ位相θの値とに１対１に対応して、ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄの値が格納されている。具体的に、電流位相θｉ＝０［ｒａｄ］においては、０～２πの範囲のモータ位相θ＝０，π／２，π，３π／２，２π［ｒａｄ］に対応させて、それぞれｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ１１，ΔＶｄ１２，ΔＶｄ１３，ΔＶｄ１４，ΔＶｄ１５が格納されている。説明は割愛するが、他の電流位相θｉ＝π／２，π，３π／２，２π［ｒａｄ］に関しても同様に、ｄ軸電圧誤差補償量の値が格納されている。テーブルにない電流位相θｉ及びモータ位相θについては、線形補間などにより演算で求めることができる。
　また、図８に示すｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑのテーブルでは、電流位相θｉの値とモータ位相θの値とに１対１に対応して、ｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑの値が格納されている。具体的に、電流位相θｉ＝０［ｒａｄ］においては、０～２πの範囲のモータ位相θ＝０，π／２，π，３π／２，２π［ｒａｄ］に対応させて、それぞれｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑ１１，ΔＶｑ１２，ΔＶｑ１３，ΔＶｑ１４，ΔＶｑ１５が格納されている。説明は割愛するが、他の電流位相θｉ＝π／２，π，３π／２，２π［ｒａｄ］に関しても同様に、ｑ軸電圧誤差補償量の値が格納されている。テーブルにない電流位相θｉ及びモータ位相θについては、線形補間などにより演算で求めることができる。
　なお、図７及び図８では、電流位相θｉ＝０，π／２，π，３π／２，２π［ｒａｄ］と、モータ位相θ＝０，π／２，π，３π／２，２π［ｒａｄ］とについてのみの電圧誤差補償量を算出した５×５のテーブルデータを例示したが、この例に限定されない。更に細分化し、３点リーダで示した箇所についても、電圧誤差補償量を算出してテーブルデータとして保持してもよい。また、更に細分化したテーブルにおいても、テーブルにない電流位相θｉ及びモータ位相θについては、線形補間などにより演算で求めることができることは言うまでも無い。
　図６の説明に戻り、駆動信号生成部７は、ＰＷＭ信号を生成する際に電圧誤差補償テーブルデータ部１２に格納されているｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑを参照する。これにより、インバータ２７に出力されるＰＷＭ信号は、デッドタイムに起因する電圧誤差補償に関し、電圧誤差における基本波成分だけでなく、基本波成分の６次成分のような整数倍の成分の補償も可能となる。
　ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑの各テーブルのテーブル値は、事前の計測により求めることができる。各テーブルは、ファンモータ３１の型式ごとに異なるテーブルとしてもよいし、ファンモータ３１が搭載される製品の型式ごとに異なるテーブルとしてもよい。また、インバータ２７のスイッチング素子２８のスイッチング速度によってデッドタイムの設定値も異なることがあるので、デッドタイムの設定値ごとに、異なるテーブルとしてもよい。このようにすれば、電圧誤差の補償制度を高めることができる。
　次に、実施の形態１の手法によって、基本波成分だけでなく、基本波成分の６次成分のような整数倍の成分の補償も可能になる理由について説明する。
　まず、従来手法による電圧誤差補償では、三相のモータ電流のゼロクロス付近の逆補償を防ぐために、電圧補償を行わない閾値を電流値に対して設定していた。逆補償とは、デッドタイムによって、実際のモータ電流のゼロクロス点と、制御系が意図しているゼロクロス点との間に差異が生じ、補償の向きが逆になる現象である。例えば、閾値が±０．２［Ａ］に設定されていれば、電流値が－０．２［Ａ］以上、且つ０．２［Ａ］以下であれば、電圧誤差補償は実施されない。即ち、従来手法では、電圧誤差補償を実施できない制御領域が存在していた。
　これに対し、本願手法では、電圧補償をｄｑ軸座標で行うので、従来手法では必要とされる、電流に対する閾値は不要となる。このため、全ての領域で電圧誤差補償を実施できるので、従来手法とは異なり、デッドタイムに起因して生じ得る基本波成分の６次成分の補償も可能となる。
　図９は、従来手法による電圧誤差補償量及び三相電圧補償量の例を示す図である。（ａ）には、モータ位相θに対するｄ軸電圧誤差補償量が示され、（ｂ）には、モータ位相θに対するｑ軸電圧誤差補償量が示され、（ｃ）には、モータ位相θに対する三相電圧補償量が示されている。（ｃ）に示される三相電圧補償量は、（ａ）のｄ軸電圧誤差補償量及び（ｂ）のｑ軸電圧誤差補償量によって補償される電圧を三相電圧に変換したときの１相分の波形である。
　従来手法による電圧誤差補償では、（ａ）及び（ｂ）に示されるように、ｄｑ軸の直流成分のみが補償される。このため、これらの補償量を三相電圧に変換した場合には、（ｃ）に示されるように、電圧誤差における基本波成分の電圧のみが補償されることになる。
　図１０は、実施の形態１による電圧誤差補償の効果の説明に供する図である。（ａ）には、インバータ制御における実際の電圧誤差量が示され、（ｂ）には、実施の形態１によるｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄが示され、（ｃ）には、実施の形態１によるｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑが示されている。
　インバータ制御における実際の電圧誤差量は、図１０（ａ）に示されるように、あらゆる周波数成分が重畳された波形となっている。そこで、本願手法では、図１０（ａ）に示される電圧誤差量を電圧指令値に重畳することで電圧誤差補償を行う。具体的に説明すると、図１０（ａ）に示される電圧誤差量は、ある１つの電流位相θｉのときの三相電圧の誤差量であるため、この電圧誤差量をｄｑ軸座標上の電圧誤差に変換する。そして、図１０（ｂ）、（ｃ）に示す波形の値を、当該電流位相θｉのときのモータ位相θ＝０～２π［ｒａｄ］の電圧誤差補償値としてテーブルデータを構築する。そして、他の電流位相θｉのときも同様に、モータ位相θ＝０～２π［ｒａｄ］ごとに電圧誤差補償値を設定してテーブルデータを構築する。
　実際の制御中は、上記のように構築された電圧誤差補償テーブルを使用し、電圧誤差補償テーブルデータ部１２は、電流位相演算部１０が演算した電流位相θｉに対応するテーブル値を電圧誤差補償テーブルから読み取って駆動信号生成部７に通知する。駆動信号生成部７は、電圧誤差補償テーブルデータ部１２から通知されたｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑに基づいて、電圧誤差補償を行う。
　次に、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１１及び図１２の図面を参照して説明する。図１１は、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１２は、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の機能の一部又は全部を実現する場合には、図１１に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算手段の一例である。プロセッサ３００は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）、又はＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）と称される演算手段であってもよい。また、メモリ３０２は、記憶領域の一例である。メモリ３０２には、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　ROM）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　EPROM）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）を例示することができる。
　メモリ３０２には、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の機能を実行するプログラム、及び上述した電圧誤差補償のテーブル値が格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納された電圧誤差補償量のテーブル値をプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
　また、実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の機能の一部を実現する場合には、図１２に示す処理回路３０３を用いることもできる。処理回路３０３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable　Gate　Array）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０３に入力する情報、及び処理回路３０３から出力する情報は、インタフェース３０４を介して入手することができる。
　なお、インバータ制御装置２６における一部の処理を処理回路３０３で実施し、処理回路３０３で実施しない処理をプロセッサ３００及びメモリ３０２で実施してもよい。
　以上説明したように、実施の形態１に係るインバータ制御装置は、以下に示す、第１及び第２の座標変換部と、第１、第２及び第３の演算部とを備える。第１の座標変換部は、モータに流れる三相のモータ電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する。第２の座標変換部は、インバータが出力する三相のインバータ出力電圧をｄｑ軸座標上のｄ軸電圧及びｑ軸電圧に変換する。第１の演算部は、ｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいて、モータ電流のｄｑ軸座標上の電気角位相である電流位相を演算する。第２の演算部は、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧、並びにｄ軸電流及びｑ軸電流に基づいて、モータの回転角の電気角位相であるモータ位相を演算する。第３の演算部は、モータ電流の周波数である電流周波数の６次高調波成分を補償する電圧誤差補償量を演算する。このように構成されたインバータ制御装置によれば、インバータ制御における電圧誤差に対して、電圧誤差における基本波成分だけでなく、基本波成分の６次成分のような整数倍の成分の補償も可能となる。これにより、デッドタイムに起因してモータに発生し得る騒音及び振動の増加を抑制することが可能となる。
　また、実施の形態１に係るインバータ制御装置において、第３の演算部によって演算される電圧誤差補償量は、ｄｑ軸座標上におけるｄ軸電圧誤差補償量とｑ軸電圧誤差補償量とから成る。これらのｄ軸電圧誤差補償量及びｑ軸電圧誤差補償量は、各々が電流位相の値とモータ位相の値とに１対１に対応してテーブルデータとして記憶領域に格納することができる。このようにすれば、インバータの制御中にｄ軸電圧誤差補償量及びｑ軸電圧誤差補償量を演算で求める場合に比べて、演算負荷を低減することが可能となる。これにより、実施の形態１に係るインバータ制御装置では、より安価なプロセッサを使用することができるので、実装できるプロセッサの選択肢が広がるという効果が得られる。
　また、従来のインバータ制御では、十分な電圧誤差補償ができないため、用途によっては、実装が見送られていたモータは存在していた。これに対し、実施の形態１の手法を用いれば、デッドタイムに起因してモータに発生し得る騒音及び振動の増加を抑制することができる。これにより、実施の形態１に係るインバータ制御装置では、従来では実装できなかったモータの使用が可能となるので、実装できるモータの選択肢が広がるという効果が得られる。
　なお、実施の形態１に係るインバータ制御装置では、上述の通り、ｄ軸電圧誤差補償量及びｑ軸電圧誤差補償量は、電流位相及びモータ位相に基づいて設定されるので、負荷によるトルク軸電流の変化、及び弱め磁束による励磁電流の変化に対応した電圧誤差補償を行えるという効果も得られる。
実施の形態２．
　図１３は、実施の形態２に係るインバータ制御装置２６Ａの詳細構成を示すブロック図である。図１３では、図６に示した実施の形態１に係るインバータ制御装置２６において、位相及び速度推定部１１が位相及び速度推定部１３に置き替えられ、電圧誤差補償テーブルデータ部１２が電圧誤差補償テーブルデータ部１４に置き替えられている。また、図１３では、電圧誤差補償テーブルデータ部１４と駆動信号生成部７との間に、電圧誤差補償演算部１５が追加されている。その他の構成は、図６に示す実施の形態１に係るインバータ制御装置２６の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示し、重複する説明は適宜割愛する。なお、本稿では、ｄｑ変換部８を「第１の座標変換部」と記載し、ｄｑ変換部９を「第２の座標変換部」と記載することがある。また、本稿では、電流位相演算部１０を「第１の演算部」と記載し、位相及び速度推定部１３を「第２の演算部」と記載し、電圧誤差補償テーブルデータ部１４及び電圧誤差補償演算部１５を「第３の演算部」と記載することがある。
　実施の形態１の構成において、電圧誤差補償テーブルデータ部１２に格納されるｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑの各テーブルのデータ量が大きかった場合には、メモリ３０２の記憶容量が増加する。そこで、実施の形態２では、電流位相θｉにおける電圧誤差補償量に対して、モータ位相θ＝０～２π［ｒａｄ］の範囲で複素フーリエ級数展開を行い、電圧誤差補償量の直流成分及び電流周波数の６次成分のみを抽出する。そして、抽出された電圧誤差補償量の直流成分及び電流周波数の６次成分を駆動信号生成部７に与えるための係数及び位相の情報のみをθｉ＝０～２π［ｒａｄ］に対するテーブルデータとして、記憶領域に格納する。具体例を示すと、以下の通りである。
　複素フーリエ級数展開によって抽出した電圧誤差補償量の直流成分及び電流周波数の６次成分において、ｄ軸の直流成分の実軸の値をＡ０とし、ｄ軸の６次成分の絶対値をＡ６とし、ｄ軸の６次成分の実軸及び虚軸の値に基づいて逆正接関数によって算出される位相をθｄとする。また、複素フーリエ級数展開によって抽出した電圧誤差補償量の直流成分及び電流周波数の６次成分において、ｑ軸の直流成分の実軸の値をＢ０とし、ｑ軸の６次成分の絶対値をＢ６とし、ｑ軸の６次成分の実軸及び虚軸の値に基づいて逆正接関数によって算出される位相をθｑとする。なお、ここで言う、実軸の値とは、複素フーリエ級数展開における実軸の成分、即ち虚数単位ｉが付されない成分であり、虚軸の値とは、複素フーリエ級数展開における虚軸の成分、即ち虚数単位ｉが付される成分である。これらの位相θｄ，θｑは、下記の（１）、（２）式を用いて演算することができる。
　θｄ＝ｔａｎ－１（Ａ６ｉ／Ａ６ｒ）　…（１）
　θｑ＝ｔａｎ－１（Ｂ６ｉ／Ｂ６ｒ）　…（２）
　上記の（１）、（２）式において、Ａ６ｒ，Ａ６ｉは、それぞれｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄの６次成分の実軸の値及び虚軸の値である。また、Ｂ６ｒ，Ｂ６ｉは、それぞれｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑの６次成分の実軸の値及び虚軸の値である。なお、複素フーリエ級数展開において、ｄ軸及びｑ軸の直流成分には、虚軸の成分は存在しない。
　複素フーリエ級数展開によって抽出されたＡ０，Ａ６，Ｂ０，Ｂ６の各値、及び上記（１）、（２）式を用いて演算されたθｄ，θｑの各値は、電流位相θｉ＝０～２π［ｒａｄ］の範囲で電圧誤差補償テーブルデータ部１４に格納される。
　また、電圧誤差補償演算部１５には、下記の（３）、（４）式に示される演算式を処理できるように構成しておく。
　ΔＶｄ６ｆ＝Ａ０＋Ａ６ｓｉｎ（６×ωｅ×ｔ＋θｉ＋θｄ）　…（３）
　ΔＶｑ６ｆ＝Ｂ０＋Ｂ６ｓｉｎ（６×ωｅ×ｔ＋θｉ＋θｑ）　…（４）
　電圧誤差補償テーブルデータ部１４に格納されるＡ０，Ａ６，Ｂ０，Ｂ６、及びθｄ，θｑのうち、Ａ０，Ａ６，Ｂ０及びＢ６は、上記の（３）、（４）式の演算式における係数として利用される。なお、Ａ０及びＢ０は、上記（３）、（４）式における定数項として用いられるが、Ａ０及びＢ０は、一定値ではなく変化する値であるため、Ａ６及びＢ６と同様に「係数」と呼ぶ。
　次に、実施の形態２に係るインバータ制御装置２６Ａの動作について説明する。なお、偏差演算部５、電圧指令値生成部６、ｄｑ変換部８，９及び電流位相演算部１０の動作については、実施の形態１と同一又は同等であり、説明は割愛する。
　位相及び速度推定部１３は、実施の形態１と同様に、モータ位相θ及び機械角推定速度ωｍを演算する。また、位相及び速度推定部１３は、機械角推定速度ωｍに基づいて、モータの回転速度の電気角周波数ωｅを演算する。電圧誤差補償テーブルデータ部１４は、電流位相演算部１０から出力される電流位相θｉに基づいて、当該電流位相θｉに対応する係数Ａ０，Ａ６，Ｂ０，Ｂ６、及び位相θｄ，θｑの値を電圧誤差補償演算部１５に出力する。
　電圧誤差補償演算部１５は、位相及び速度推定部１３から出力される電気角周波数ωｅと、電圧誤差補償テーブルデータ部１４から出力される係数Ａ０，Ａ６，Ｂ０，Ｂ６、及び位相θｄ，θｑとに基づいて、ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ６ｆ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑ６ｆを算出する。ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ６ｆの演算には上記の（１）式が用いられ、ｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑ６ｆの演算には上記の（２）式が用いられる。
　駆動信号生成部７は、電圧指令値生成部６から出力されるｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｑ＊と、電圧誤差補償演算部１５から出力されるｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ６ｆ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑ６ｆとに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。具体的に、駆動信号生成部７は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｑ＊に、ｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ６ｆ及びｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑ６ｆを重畳することでＰＷＭ信号を生成する。そして、このＰＷＭ信号でインバータ２７を駆動することにより、実施の形態２による電圧誤差補償を実現する。
　図１４は、実施の形態２による電圧誤差補償の効果の説明に供する図である。（ａ）には、モータ位相θに対するｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ６ｆが示され、（ｂ）には、モータ位相θに対するｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑ６ｆが示され、（ｃ）には、モータ位相θに対する三相電圧補償量が示されている。（ｃ）に示される三相電圧補償量は、（ａ）のｄ軸電圧誤差補償量ΔＶｄ６ｆ及び（ｂ）のｑ軸電圧誤差補償量ΔＶｑ６ｆによって補償される電圧を三相電圧に変換したときの１相分の波形である。図１４（ｃ）に示す三相電圧補償量の波形は、図９（ｃ）に示す従来手法による三相電圧補償量の波形と比べて、図１０（ａ）に示す実際の電圧誤差量に近い波形となっている。このため、図１４（ｃ）に示す三相電圧補償量を用いることでも、実施の形態１と同等の電圧誤差補償を行うことが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態２に係るインバータ制御装置は、ｄｑ軸座標上の電圧指令値に基づいて、インバータを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部を備える。実施の形態２に係るインバータ制御装置において、直流成分及び電流周波数の６次高調波成分が含まれる電圧誤差補償量を駆動信号生成部に与えるための係数及び位相の情報は記憶領域に格納される。電圧誤差補償量は、ｄｑ軸座標上におけるｄ軸電圧誤差補償量とｑ軸電圧誤差補償量とから成り、第２の演算部は、モータの回転速度の電気角周波数を演算する。第３の演算部は、電流位相と電気角周波数とに基づいて、ｄ軸電圧誤差補償量及びｑ軸電圧誤差補償量を演算して駆動信号生成部に出力する。駆動信号生成部は、電圧指令値にｄ軸電圧誤差補償量及びｑ軸電圧誤差補償量を重畳することで駆動信号を生成する。上記のように構成されたインバータ制御装置によれば、実施の形態１と同等の電圧誤差補償を実施できるので、実施の形態１の効果を享受することができる。また、上述した実施の形態２の手法を用いれば、実施の形態１の手法に比べて、記憶容量の低減が可能となるので、記憶容量の問題で実装ができなかったプロセッサの使用が可能になるので、実装できるプロセッサの選択肢が広がるという効果が得られる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、実施の形態１及び実施の形態２で説明したモータ駆動装置２の適用例について説明する。
　図１５は、実施の形態３に係る送風機１００の構成例を示す図である。送風機１００は、実施の形態１及び実施の形態２で説明したモータ駆動装置２によって駆動されるように構成されている。送風機１００は、モータ駆動装置２がファンモータ１０２を駆動することによって、ファン１０４を回転させることができる。
　図１６は、実施の形態３に係る空気調和機１５０の構成例を示す図である。図１６では、図示を省略しているが、空気調和機１５０は、実施の形態１及び実施の形態２で説明したモータ駆動装置２を備え、モータ駆動装置２によって駆動されるように構成されている。空気調和機１５０は、図１５に示す送風機１００を備える構成であってもよい。
　空気調和機１５０は、室外機１２６と、室内機１２７とを備える。室外機１２６は、室外熱交換器１２８と、室外ファン１２９と、圧縮機１３０とを備える。室内機１２７は、室内熱交換器１３１と、室内ファン１３２と、膨張弁１３３とを備える。圧縮機１３０と、室外熱交換器１２８と、膨張弁１３３、室内熱交換器１３１とが環状に接続されることで冷媒回路が構成される。
　室外機１２６では、室外ファン１２９が回転することで室外熱交換器１２８に室外空気が送り込まれる。また、送り込まれた室外空気は、室外熱交換器１２８を通流する冷媒と熱交換をする。ファンモータ１３４は、室外ファン１２９の回転子に連結されている。室内機１２７では、室内ファン１３２が回転することで、室内熱交換器１３１に室内空気が送り込まれる。また、送り込まれた室内空気は、室内熱交換器１３１を通流する冷媒と熱交換をする。
　以上説明したように、実施の形態１及び実施の形態２に係るモータ駆動装置２は、送風機１００、空気調和機１５０などの製品に適用できる。これにより、送風機１００、空気調和機１５０などの製品において、実施の形態１又は実施の形態２で説明した効果を享受することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　モータ駆動装置、３　送風機、５　偏差演算部、６　電圧指令値生成部、７　駆動信号生成部、８，９　ｄｑ変換部、１０　電流位相演算部、１１，１３　位相及び速度推定部、１２，１４　電圧誤差補償テーブルデータ部、１５　電圧誤差補償演算部、２０　リアクトル、２１　整流回路、２２，２９，Ｄ１～Ｄ６　ダイオード、２３　コンデンサ、２４　電圧検出部、２５　電流検出部、２６，２６Ａ　インバータ制御装置、２７　インバータ、２８，Ｔｒ１～Ｔｒ６　スイッチング素子、３０　接続配線、３１，１０２，１３４　ファンモータ、３２　巻線、４０Ｕ　Ｕ相レグ、４０Ｖ　Ｖ相レグ、４０Ｗ　Ｗ相レグ、１００　送風機、１０４　ファン、１２６　室外機、１２７　室内機、１２８　室外熱交換器、１２９　室外ファン、１３０　圧縮機、１３１　室内熱交換器、１３２　室内ファン、１３３　膨張弁、１５０　空気調和機、３００　プロセッサ、３０２　メモリ、３０３　処理回路、３０４　インタフェース。

Claims (9)

  1. 　モータに交流電力を供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
    　前記モータに流れる三相のモータ電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する第１の座標変換部と、
    　前記インバータが出力する三相のインバータ出力電圧をｄｑ軸座標上のｄ軸電圧及びｑ軸電圧に変換する第２の座標変換部と、
    　前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流に基づいて、前記モータ電流のｄｑ軸座標上の電気角位相である電流位相を演算する第１の演算部と、
    　前記ｄ軸電圧及び前記ｑ軸電圧、並びに前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流に基づいて、前記モータの回転角の電気角位相であるモータ位相を演算する第２の演算部と、
    　前記モータ電流の周波数である電流周波数の６次高調波成分を補償する電圧誤差補償量を演算する第３の演算部と、
    　を備えたインバータ制御装置。
  2. 　前記電圧誤差補償量は、ｄｑ軸座標上におけるｄ軸電圧誤差補償量とｑ軸電圧誤差補償量とから成り、
    　前記ｄ軸電圧誤差補償量及び前記ｑ軸電圧誤差補償量は、各々が前記電流位相の値と前記モータ位相の値とに１対１に対応してテーブルデータとして記憶領域に格納され、
    　前記第３の演算部は、前記電流位相及び前記モータ位相を入力値とし、前記テーブルデータを参照して対応する前記ｄ軸電圧誤差補償量及び前記ｑ軸電圧誤差補償量を出力する
    　請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 　ｄｑ軸座標上の電圧指令値に基づいて、前記インバータを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部を備え、
    　前記駆動信号生成部は、前記電圧指令値に前記ｄ軸電圧誤差補償量及び前記ｑ軸電圧誤差補償量を重畳することで前記駆動信号を生成する
    　請求項２に記載のインバータ制御装置。
  4. 　前記第２の演算部は、ｄｑ軸座標上におけるｄｑ軸電圧と、ｄｑ軸座標上におけるｄｑ軸電流とに基づいて、前記モータ位相を演算する
    　請求項１から３の何れか１項に記載のインバータ制御装置。
  5. 　ｄｑ軸座標上の電圧指令値に基づいて、前記インバータを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成部を備え、
    　直流成分及び前記電流周波数の６次高調波成分が含まれる前記電圧誤差補償量を前記駆動信号生成部に与えるための係数及び位相の情報が記憶領域に格納され、
    　前記電圧誤差補償量は、ｄｑ軸座標上におけるｄ軸電圧誤差補償量とｑ軸電圧誤差補償量とから成り、
    　前記第２の演算部は、前記モータの回転速度の電気角周波数を演算し、
    　前記第３の演算部は、前記電流位相と前記電気角周波数とに基づいて、前記ｄ軸電圧誤差補償量及び前記ｑ軸電圧誤差補償量を演算して前記駆動信号生成部に出力する
    　請求項１に記載のインバータ制御装置。
  6. 　前記駆動信号生成部は、前記電圧指令値に前記ｄ軸電圧誤差補償量及び前記ｑ軸電圧誤差補償量を重畳することで前記駆動信号を生成する
    　請求項５に記載のインバータ制御装置。
  7. 　請求項１から６の何れか１項に記載のインバータ制御装置を備える
    　モータ駆動装置。
  8. 　請求項７に記載のモータ駆動装置によって制御される
    　送風機。
  9. 　請求項８に記載の送風機を備える
    　空気調和機。
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JP2005057935A (ja) * 2003-08-06 2005-03-03 Denso Corp モータ制御装置
JP2005117876A (ja) * 2002-10-17 2005-04-28 Denso Corp 交流回転電機装置
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