KR101109909B1 - 교류 전동기 제어 장치 및 제어 방법 - Google Patents

Abstract

위치 센서 없이 회전자의 위치 및 속도를 추정하여 교류전동기를 제어하는 교류전동기 제어장치 및 제어방법을 개시한다. 상기 교류전동기 제어장치는, 전동기의 토크 또는 자속을 제어하기 위하여 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호를 제어하는 전류제어기; 구형파 전압을 상기 전류제어기의 출력부에 인가하는 고주파 전압 주입부; 상기 교류전동기에 입력되는 상기 전류 신호를 입력받아 회전자 또는 회전자 자속 위치 추정의 오차 신호를 생성하는 신호 처리부; 및 상기 신호 처리부의 오차 신호로부터 회전자 또는 회전자 자속의 위치 및 속도를 추정하는 위치/속도 추정부를 포함한다.

Description

교류 전동기 제어 장치 및 제어 방법 {A device and a method for controlling AC motor}

본 발명은 위치 및 속도 센서를 사용하지 아니하고 교류 전동기의 토크 제어, 속도 제어, 및/또는 위치제어를 실현하는 교류 전동기의 제어 장치 및 제어 방법에 관한 것이다.

전동기 구동 시스템은 많은 응용 분야에서 그 적용 영역을 넓혀가고 있다. 컨베이어 벨트, 로봇, 크레인, 또는 공작기계와 같은 산업 설비에서부터, 전기 자동차, 경전철, 또는 고속전철 등의 수송 분야, 및 세탁기, 에어컨, 청소 로봇 등의 가전 분야에 이르기까지 전동기 구동 시스템이 사용되고 있다.

교류 전동기를 고성능으로 가변속 운전하기 위해서는 자속 기준 제어(Field Oriented Control, FOC)를 하여야 한다. 이 방법은 전동기의 토크를 순시적으로 제어하기 위하여 제안된 것으로서, 교류 전동기의 계자 자속과 전기자 전류를 독립적으로 제어함으로써 교류전동기의 특성을 직류 전동기의 경우처럼 단순화하였다. 이 방법은 인가되는 전류를 공간에 표시할 경우, 그 크기 및 위상을 동시에 제어하기 때문에 벡터 제어라고도 칭한다.

전동기의 토크를 순시적으로 정확하게 제어하기 위해서는 자속의 위치를 알아야 한다. 유도 전동기의 경우 회전자 위치 및 회전자 자속의 위치가 서로 상이하므로, 속도 센서 또는 위치 센서를 이용하여 회전자의 위치를 검출하고, 검출된 회전자의 위치로부터 회전자 자속의 위치를 계산하여 벡터 제어를 수행한다. 동기 전동기의 경우에는 회전자 자속의 위치가 회전자의 위치와 일치하므로, 위치 센서를 이용하여 회전자 위치를 검출하고 벡터 제어를 수행한다.

그러나, 회전자의 위치를 검출하기 위하여 위치 센서를 사용하는 경우, 시스템의 가격이 상승하고, 부피가 증가하며, 시스템의 구성이 복잡해지고, 진동 및 충격에 취약하여 신뢰성을 감소시킨다.

이러한 문제점을 해결하기 위하여 속도 및 위치 검출기를 사용하지 않고, 회전자의 위치 정보를 간접적으로 얻기 위한 방법이 개발되었다. 이러한 제어 방법을 "위치/속도 센서리스 제어" 또는 간단히 "센서리스 제어"라고 칭한다.

교류 전동기의 구동을 위한 센서리스 제어 기법은 회전자 또는 회전자 자속의 위치를 추정하는 방법에 따라 크게 두가지로 분류된다. 하나는 역기전력(back-EMF)을 바탕으로 하는 방법이고, 다른 하나는 전동기의 공간적 임피던스에 나타나는 돌극성(saliency)을 바탕으로 하는 방법이다.

상기 역기전력을 바탕으로 하는 방법은 동기 좌표계 또는 정지 좌표계에서 구성된 전압 모델 또는 상태 관측기를 이용한다. 이 방법은 정격 속도의 10% 이상에서의 운전 시에는 우수한 성능을 나타낸다. 그러나, 역기전력의 크기는 회전자의 속도에 비례하기 때문에, 역기전력이 작거나 사라지는 저속 및 영속 영역에서의 운전 시에는 성능을 유지할 수 없다.

따라서, 영속을 포함하는 저속 상태에서는 위치 및 속도를 추정할 수 있는 돌극성 이용 방법을 사용한다. 이 방법은 자속 위치 또는 회전자의 형상에 따른 인덕턴스 특성, 즉 자기적 돌극성을 이용하는 방법이다.

일반적으로 돌극성 이용 방법에서는, 고주파 테스트 신호를 전동기에 인가하고, 여기에서 발생하는 전압 또는 전류의 검출치를 사용하여 자극위치를 추정한다. 이 방법에서는 테스트 신호의 주파수 대역에서 발생하는 소음 발생 문제, 테스트 신호의 주파수 대역의 전류 또는 전압을 추출하는 필터 등의 이용에 따른 위치 및 속도 추정 응답성의 열화라는 문제가 있다.

본 발명은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 자극위치를 지연시간 없이 높은 정밀도로 추정하고, 위치 및 속도 센서를 사용하지 아니하면서 전동기의 높은 응답성을 갖는 토크 제어, 속도 제어, 및/또는 위치제어를 구현하기 위한 교류전동기의 제어장치를 제공하기 위한 것이다.

본 발명은 위치 센서 없이 회전자의 위치 및 속도를 추정하여 교류전동기를 제어하는 장치에 관한 것으로서, 전동기의 토크 또는 자속을 제어하기 위하여 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호를 제어하는 전류제어기; 구형파 전압을 상기 전류제어기의 출력부에 인가하는 고주파 전압 주입부; 상기 교류전동기에 입력되는 상기 전류 신호를 입력받아 회전자 또는 회전자 자속 위치 추정의 오차 신호를 생성하는 신호 처리부; 및 상기 신호 처리부의 오차 신호로부터 회전자 또는 회전자 자속의 위치 및 속도를 추정하는 위치/속도 추정부를 포함한다.

또한, 본 발명은 위치 센서 없이 회전자 또는 회전자 자속의 위치 및 속도를 추정하여 교류전동기를 제어하는 방법에 관한 것으로서, 전동기의 토크 또는 자속을 제어하기 위하여 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호를 제어하는 전류제어기의 출력부에 구형파 전압을 인가하는 단계; 상기 구형파 전압에 의하여 유기되며, 상기 교류전동기에 입력되는 상기 전류 신호를 입력받아 회전자 또는 회전자 자속 위치 추정의 오차 신호를 생성하는 단계; 및 상기 신호 처리부의 오차 신호로부터 회전자 또는 회전자 자속의 위치 및 속도를 추정하는 단계를 포함한다.

또한, 본 발명은 임의로 설정된 시간주기내에서 지령전압 벡터를 시간평균적으로 출력하는 전압제어기를 구비하는 교류전동기의 제어장치에 관한 것으로서, 상기 시간 주기 마다 양의 방향 및 음의 방향으로 번갈아 가면서 변화하는 구형파 전압 지령에 따라 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하는 구형파 전압 발생부; 상기 시간주기의 1/N (단, N≥1)의 주기로 동기시킨 전동기 전류를 검출하는 전류 검출부; 상기 전동기 전류의 검출치를 정지좌표계의 2상전류로 좌표변환시키는 좌표변환부; 상기 2상 전류를 입력으로 하여 상기 2상 전류로부터 진폭이 주기적으로 변화하는 파형의 2상 전류를 획득하고, 상기 진폭의 정점을 연결하는 포락선을 추출하는 포락선추출기; 상기 포락선 추출기의 출력인 상기 2상 전류의 상기 포락선에 포함되는 자극위치(즉, 회전자 또는 회전자 자속의 위치)를 구하는 연산에 의하여 자극 위치 추정치를 출력하는 자극 위치 연산기; 상기 자극위치 추정치에 근거하여 속도를 연산하는 속도 연산기를 구비한다.

본 발명은 공간 전압 벡터 변조법에 근거하여 임의로 설정된 시간 주기내에서 지령전압 벡터를 시간평균적으로 출력하는 전압제어기를 구비하는 교류전동기의 제어장치에 적합하게 적용될 수 있다. 임의로 설정된 시간주기의 중심 시각에 대하여 전후반 주기의 전압 출력 패턴이 완전하게 대칭되도록 하기 위하여, 자극위치 연산 및 속도연산에 이용되는 전류성분 이외의 노이즈 성분을 최대한 저감시킬 수 있기 때문이다. 이러한 제어장치에서, 구형파 전압발생기로부터 구형파 전압 지령에 따라 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하면, 전동기 전류의 검출치를 좌표변환하여 정지좌표계의 2상 전류로 하는 경우, 상기 2상전류의 주기적으로 변화하는 진폭의 정점을 연결하는 포락선의 정보가 자극위치 정보를 포함하게 된다. 상기 구성에 따르면, 저역 통과 필터를 사용하지 아니하므로 자극위치를 지연시간 없이 높은 정밀도로 추정하고, 위치 및 속도 센서를 사용하지 아니하면서 전동기의 높은 응답성이 있는 토크 제어, 속도 제어, 위치제어를 구현할 수 있는 교류전동기의 제어장치를 얻을 수 있다.

본 발명에서 상기 포락선 추출기는, 상기 구형파 전압 지령에 근거하여 전류 성분을 통과시키는 대역 통과 필터; 상기 구형파 전압 지령의 부호와 상기 대역 통과 필터기의 출력인 2상 전류와 승산하는 승산기; 및 상기 승산기의 출력치를 미분하는 미분기를 포함하여 구성된다.

대안으로서, 상기 포락선 추출기는 상기 구형파 전압 지령에 근거하여 전류성분을 통과시키는 대역 통과 필터; 상기 구형파 전압 지령의 부호와 상기 대역 통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기; 유사 미분기를 포함하여 구성될 수도 있다.

본 발명에서 상기 자극 위치 연산기는 상기 2상전류의 포락선으로부터 역탄젠트(arctan) 연산에 따라 자극 위치를 연산한다.

본 발명에서 상기 속도연산기는 제1자극위치 연산치와 제2자극위치 연산치의 편차가 제로(0)가 되도록 속도를 연산한다.

본 발명에서 상기 제2자극위치 연산치는 상기 속도연산치를 적분연산하여 구한다.

또한, 본 발명은 임의로 설정된 시간주기 내에서 지령전압 벡터를 시간 평균적으로 출력하는 전압제어기를 구비하는 교류전동기의 제어장치에 관한 것으로서, 상기 시간주기마다 양의 방향 및 음의 방향으로 번갈아 가며 변화하는 구형파 전압 지령에 따라 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하는 구형파 전압발생기; 상기 시간주기의 1/N (단, N≥1)의 주기로 동기시킨 전동기 전류를 검출하는 전류 검출부; 상기 전동기 전류의 검출치를 정지좌표계의 2상 전류로 좌표 변환하는 제1 좌표변환기; 상기 2상 전류에서 상기 구형파 전압에 근거하여 전류를 제어자극 위치로부터 45도 지연된 위치에 위치하는 회전좌표계의 2상 전류로 좌표변환하는 제2좌표변환기; 상기 회전좌표계의 2상전류로부터 상기 구형파 전압에 근거하여 전류 성분을 추출하고, 그 진폭 및 정점을 연결하는 포락선을 2개의 스칼라 전류로서 추출하는 포락선 추출기; 상기 포락선 추출기의 출력인 2개의 스칼라 전류에 근거하여 자극위치를 추정하고 교류전동기의 속도를 연산하는 자극 및 속도 연산기를 구비한다.

본 발명에서 상기 포락선 추출기는 상기 구형파 전압에 근거하여 전류성분을 통과시키는 대역 통과 필터; 상기 구형파전압 지령의 부호와 상기 회전좌표게의 2상 전류를 승산하는 승산기; 및 상기 승산기의 출력치를 미분하는 미분기를 포함하여 구성된다.

대안으로서, 상기 포락선 추출기는 상기 회전좌표계의 2상 전류로부터 상기 구형파 전압에 근거하여 고주파 전류성분을 통과시키는 대역통과 필터; 상기 구형파 전압 지령의 부호 및 상기 대역 통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기; 및 상기 승산기의 출력치로부터 상기 시간주기의 1/2 주파수 파분을 제거하는 유사 미분기를 포함하여 구성될 수 있다.

또다른 대안으로서, 상기 포락선 추출기는 상기 회전좌표계의 2상 전류로부터 상기 시간 주기의 주파수 성분을 통과시키는 대역 통과 필터; 및 상기 구형파 전압 지령의 부호와 상기 대역통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기를 포함하여 구성될 수 있다.

또다른 대안으로서, 상기 포락선 추출기는 상기 회전 좌표계의 2상 전류로부터 상기 시간주기의 주파수 성분을 통과하는 대역통과 필터기; 상기 구형파 전압지령의 부호와 상기 대역통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기; 및 상기 승산기의 출력으로부터의 오프셋 값을 추출하는 저주파역 통과 필터를 포함하여 구성될 수 있다.

본 발명에서 상기 속도연산기에서의 속도연산치는 상기 2개의 스칼라 전류의 편차가 제로(0)가 되도록 속도를 연산한다.

본 발명에서 상기 위치연산기는 상기 속도연산치를 적분연산하여 구한다.

또한, 본 발명은 임의로 설정한 시간주기 내에서 지령전압 벡터를 시간평균적으로 출력하는 전압제어기를 구비하는 교류전동기의 제어장치에 관한 것으로서, 상기 시간주기마다 양의 방향 및 음의 방향을 번갈아가며 변화하는 구형파 전압지령에 따라 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하는 구형파 전압발생기; 상기 시간주기의 1/N (단, N≥1)의 주기로 동기시켜 전동기 전류를 검출하는 전류검출기; 상기 전동기 전류의 검출치를 정지 좌표계의 2상 전류에 좌표변환하는 좌표변환기; 상기 정지좌표계의 2상전류에서 상기 구형파전압에 근거한 전류와 상기 구형파전압 지령에 근거하여 자극 위치를 추정하는 자극 위치 연산기; 및 상기 자극위치추정치에 근거하여 교류전동기의 속도를 연산하는 속도연산기를 포함하여 구성된다.

본 발명에 따르면, 저역 통과 필터를 사용하지 아니하기 때문에 자극 위치를 지연시간 없이 높은 정밀도로 추정할 수 있고, 위치 및 속도 센서를 사용하지 아니하면서 전동기의 높은 응답성이 있는 토크 제어, 속도 제어, 및/또는 위치 제어를 구현할 수 있다.

또한, 전동기의 인덕턴스 특성에 왜곡이 있는 경우에도 높은 정밀도로 자극 위치 추정을 구현할 수 있다.

도 1은 종래 교류전동기의 제어장치의 제어 구성을 나타낸 도면.
도 2는 도 1의 교류전동기에서 제1 포락선 추출기를 설명하기 위한 도면.
도 3은 도 1의 교류전동기에서 제2 포락선 추출기를 설명하기 위한 도면.
도 4는 종래 교류전동기의 제어장치의 제어구성을 나타낸 도면.
도 5는 도 4의 교류전동기에서 자극 위치, 속도 연산기를 설명하기 위한 도면.
도 6은 종래 교류전동기의 제어장치의 제어구성을 나타낸 도면.
도 7은 도 6의 교류전동기에서 제1 포락선 추출기를 설명하기 위한 도면.
도 8은 도 6의 교류전동기에서 제2 포락선 추출기를 설명하기 위한 도면.
도 9는 도 6의 교류전동기에서 제3 포락선 추출기를 설명하기 위한 도면.
도 10은 도 6의 교류전동기에서 제4 포락선 추출기를 설명하기 위한 도면.
도 11은 도 6의 교류전동기에서 제1 자극 위치, 속도 연산기를 설명하기 위한 도면.
도 12는 도 6의 교류전동기에서 제2 자극 위치, 속도 연산기를 설명하기 위한 도면.
도 13은 본 발명의 일실시예에 따른 교류전동기의 제어장치의 제어구성을 설명하기 위한 도면.
도 14는 도 13의 교류전동기에서 자극위치, 속도 연산기를 설명하기 위한 도면.
도 15는 공간 전압 벡터 변조법을 설명하기 위한 도면.
도 16은 구형파 전압 발생기의 동작을 설명하기 위한 도면.
도 17은 인가전압의 진폭과 위상의 조작을 설명하기 위한 도면.
도 18은 인가전압의 진폭 및 위상을 조작한 경우의 전동기 인가전압 및 발생 전류를 표시한 도면.
도 19는 인가전압의 진폭 및 위상을 조작한 경우의 전동기 발생 전류를 표시한 도면.
도 20은 제어 좌표축으로부터 45도 지연된 회전좌표계 축을 설명하기 위한 도면.
도 21은 종래의 교류전동기의 제어장치의 제어구성을 나타낸 도면.
도 22는 종래의 자극위치 검출기를 설명하기 위한 도면.
도 23은 위치 오차

에 대한 위치 추정 오차 신호

를 나타낸 것.
도 24는

를 주입 전압과 PWM 반송파(carrier) 신호와 함께 도시한 것.
도 25는 본 발명의 일실시예에 따른 초기 위치 추정 방법의 블록도.
도 26은 본 발명의 다른 실시예에 따른 교류전동기의 제어장치의 제어 구성을 나타낸 도면.
도 27은 포락선 추출기의 구성을 나타낸 블록도.
도 28은 도 27의 포락선 추출기에서 미분기를 유사미분기로 치환한 것.
도 29는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 교류전동기의 제어장치의 제어 구성을 나타낸 도면.
도 30은 자극 위치 및 속도연산기의 구성을 도시한 것.
도 31은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 교류전동기의 제어장치의 제어 구성을 나타낸 도면.
도 32 내지 도 35는 포락선 추출기의 다양한 구성을 나타낸 것.
도 36 또는 도 37은 자극위치 및 속도연산기의 다양한 구성을 도시한 것.
도 38은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 교류전동기의 제어장치의 제어 구성을 나타낸 도면.
도 39는 자극위치 및 속도연산기의 구성을 도시한 것.
도 40a 및 도 40b는 공간전압 벡터 변조법을 설명하기 위한 도면이다.
도 41은 도 26의 구형파 발생기로부터 출력되는 전압진폭 지령 ΔVh 및 위상 지령 Δθh를 표시하는 타이밍도.
도 42는 도 41에서의 전압 벡터의 상태를 나타낸 것.
도 43은 도 41에서 전압지령 벡터의 진폭 및 위상을 조작함에 따라 발생하는 전압제어기의 출력 전류 Ih의 변화를 나타낸 것.
도 44는 구동 주파수가 2.5Hz인 경우 2상 전류의 전류파형을 도시한 것.
도 45a 및 도 45b는 2상 전류에서 구형파 전압 지령 ΔVdh에 따른 전류성분인 고주파 전류 idmh, iqmh의 전류 벡터를 도시한 것.

이하에서는, 도면을 참조하여 본 발명에 따른 전동기 제어 장치 및 제어 방법을 구체적으로 설명한다. 그러나, 본 발명이 하기 실시예에 의하여 제한되는 것은 아니다.

도 1은 종래의 센서리스 제어기의 블록도이다. 상기 제어기는 전처리기(신호처리부) 및 위치 추정기(제어부)를 구비한다. 상기 전처리기는 전동기 전류의 고주파 신호의 측정좌표계인 dq^m축에서 나타나는 고주파 신호의 크기를 구하고, 위치 추정기는 고주파 신호의 d^m축 및 q^m축에서 나타나는 고주파 신호의 크기의 차를 이용하여 회전자 또는 회전자 자속의 위치 추정치(

) 및 속도 추정치(

)를 산출한다. 상기 전류 신호 i^m _dq에서 소문자 i는 고주파 성분까지 포함하는 순시적인 전류를 의미하고, 대문자 I는 순시적인 전류에 포함된 고주파 성분의 크기를 의미하며, 아래 첨자 d 및 q는 2상 전류좌표계의 d축 및 q축을 각각 의미한다.

도 2는 종래 고주파 전압 주입 방법에 기반한 센서리스 제어기의 블록도이다. 고주파 전압(v^r* _dqsh)이 전류 제어기의 출력 부분에 주입된다. 전동기 전류(i^r* _dqsl)는 기본파 성분 및 고주파 성분으로 구성되게 된다. 기본파 성분의 전동기 전류(i^r _dqsl)는 저역 통과 필터(LPF) 또는 노치 필터(Notch Filter, NF)를 통하여 추출되고, 이 성분이 전동기의 토크 및 자속 수준을 제어하기 위하여 전류 제어기로 귀환(feedback)된다. 전동기 전류의 고주파 성분은 대역 통과 필터(BPF)를 이용하여 추출되고, 이 성분은 신호처리 및 위치 추정기에서 회전자의 위치 추정치(

) 및 속도 추정치(

)를 산출하는데 사용된다. 상기 신호를 나타내는 기호에서, 위첨자 r은 동기좌표계를 의미하며, 위첨자 s는 정지좌표계를 의미하고, 위첨자 *는 지령을 의미하며, r*는 동기좌표계의 지령값을 의미하고, 아래 첨자 s는 전동기의 고정자(stator)를 의미하고, 아래첨자 l 및 h는 각각 기본파 신호 및 고주파 신호를 의미한다. 한편, 상기 신호처리/위치추정기에서 계산된 위치 추정치(

)의 값은 좌표변환기로 입력된다. 상기 좌표변환기에 의하여 고정좌표계의 값을 동기좌표계의 값으로 변환시키거나, 그 반대로 변환시킬 동기좌표계의 값을 고정좌표계의 값으로 변환시킬 수 있다.

일반적으로, 교류 전동기의 전압 방정식에 존재하는 시변 미분방정식의 복잡함을 해결하고, 과도상태를 해석하기 위하여 주로 사용되는 기준 좌표계로는, 고정자측을 기준으로 하는 정지 좌표계(stationary reference frame) 및 동기 속도로 회전하는 동기 좌표계(synchronous reference frame)가 사용된다.

전압 주입 방법은 크게 두 가지로 분류할 수 있다. 첫 번째는 정지 좌표계에서 회전하는 전압을 주입하는 방법이고, 두 번째는 추정된 동기 좌표계의 d축에 맥동하는 전압을 주입하는 방법이다. 두 번째 방법이 토크 맥동 측면이나 전동기의 중복 돌극성과 자기적 포화에 강인한 점 등으로 더 나은 성능을 나타낸다.

모든 신호 처리 기법의 기본적인 정보는 정지 좌표계에서 나타나는 유기된 고주파 전류 i^s _dqsh 이다. 이는 고주파 전류 i^s _dqsh 가 부가적인 회로 없이 얻을 수 있는 측정 가능한 정보이기 때문이다.

이하에서는, 동기 좌표계의 d 축에 맥동하는 전압을 주입하는 방법에 대하여 설명한다.

주입되는 고주파 전압은 하기 수학식 1과 같다.

[수학식 1]

주입된 고주파 전압과 유기된 고주파 전류의 관계식은 하기 수학식 2와 같다.

[수학식 2]

주입된 전압에 따른 유기된 고주파 전류는 하기 수학식 3과 같다.

[수학식 3]

일반적으로, 전동기의 고주파 임피던스 모델에서, ω_hL^r _dh 및 ω_hL^r _qh는 각각 R^r _dh 및 R^r _qh 보다 훨씬 크고, 주입 주파수

또한 기본파 주파수

보다 적어도 10배 이상 크기 때문에, 동기 좌표계에서 고주파 임피던스 모델은 하기 수학식 4와 같이 간단히 기술될 수 있다.

[수학식 4]

상기 수학식 3 및 4를 이용하여, 유기된 고주파 전류는 하기 수학식 5와 같이 표현된다.

[수학식 5]

도 3은 회전자 위치

의 변동을 도시한 것이고, 도 4는 동기 좌표계의 d축에 맥동하는 전압을 주입한 경우, 회전자 위치에 따른 유기된 고주파 전류의 d축(I_dss) 및 q축(I_qss)의 파형을 도시한 것이다.

회전자 위치

이 도 3에 도시되어 있는 바와 같이

에서

까지 변할 때, 유기된 고주파 전류

는 도 4와 같이 나타난다. 여기에서, 유기된 d축 전류의 크기는 회전자 위치의 여현 함수(cosine function)를 나타내고, 유기된 q축 전류의 크기는 회전자 위치의 정현 함수(sine function)을 나타내는 것을 알 수 있다.

이를 더욱 명확히 표현하기 위하여 도 5와 같이 유기된 d-q 축 전류에 폭이 넓은 주황색 선(이하에서는 이와 같이 고주파의 양의 부호(또는 음의 부호)의 정점을 연결하는 선을 "포락선"이라 칭한다)을 함께 나타내었다. d축 파형의 포락선(주황색 선)은 cos(θ_r)을 나타내고, q축 파형의 포락선(주황색 선)은 sin(θ_r)을 나타낸다. 따라서, 동기 좌표계에 맥동하는 고주파 전압을 주입한 경우, 유기된 고주파 전류

의 크기를 통하여 회전자 위치를 비교적 용이하게 추출할 수 있다.

상기 방법은 고주파 전압이 동기 좌표계의 d 축에 주입되었기 때문에, 회전자 위치를 정확히 모르는 센서리스 제어의 경우와 상이하다. 이하에서는, 추정된 동기 좌표계의 d 축에 고주파 전압이 주입된 경우를 설명한다. 이 경우, 회전자 위치의 추정 오차가 충분히 작다고 가정하고, 주입된 고주파 전압을 하기 수학식 6과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 6]

상기 수학식 2 내지 5와 유사한 방법으로, 회전자 위치 추정 오차를 고려하여 유기된 고주파 전류를 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

회전자 위치

이 도 3과 같이

에서

까지 변할 때, 유기된 고주파 전류

는 도 6a 및 도 6b와 같이 나타난다. 도 6a는 전동기의 구동 속도가 느린 경우를 나타내고, 도 6b는 전동기의 구동 속도가 빠른 경우이다. 상기 도면으로부터 모든 속도에서 유기된 전류의 크기를 이용하여 회전자 위치를 추정하는 것이 가능함을 알 수 있다.

더 나아가, 회전자 위치는 유기된 고주파 전류에서 주입된 주파수 성분을 제거하여 추정할 수 있다. 즉, 하기 수학식 8과 같이 역탄젠트 함수(arctangent function)을 이용하여, 회전자 위치를 직접 연산할 수 있다.

[수학식 8]

이하에서는, 추정된 동기 좌표계의 d축에 맥동하는 전압을 인가한 후의 신호 처리 방법에 대하여 설명한다.

주입된 전압은 하기 수학식 9와 같이 표현된다.

[수학식 9]

상기식에서, 위첨자

는 추정된 동기 좌표계에서의 좌표값임을 의미한다.

본 발명에 따른 신호 처리 방법은 전류를 측정하는 좌표계에 따라 3가지 방법을 수행할 수 있다. 첫 번째 신호 처리 방법은 45도 벌어진 좌표계를 이용하여 전류를 측정하는 방법(측정 좌표계 이용 방법)이고, 두 번째 신호 처리 방법은 추정된 동기 좌표계의 q축 전류를 이용하는 방법(동기 좌표계의 d축 전류 이용 방법)이며, 세 번째 신호 처리 방법은 정지 좌표계의 d-q축 전류를 이용하는 방법(정지 좌표계의 d-q축 전류 이용 방법)이다.

도 7은 측정 좌표계 이용 방법을 구현한 블록도이다. 이 방법은 추정된 동기 좌표계에서 45도 벌어진 좌표계에서 측정된 전류를 이용한다. 실제 동기 좌표계(

)와 추정된 동기 좌표계(

), 전류 측정 좌표계(

)를 회전자 좌표계에서 동시에 표시하면, 도 8과 같다. 회전자 위치 추정 오차가

로 표시되어 있으며, 전류 측정 좌표계는 추정된 동기 좌표계에서 45도 떨어져 있다.

도 9는 '측정 좌표계를 이용하는 방법'의 신호 처리부의 블록도이다.

축과

축에서 유기된 고주파 전류를 측정하고 각각의 크기를 구한다. 이후, 추정된 동기 좌표계가 정확하게 추정되어서 전압이 동기 좌표계 d축에 주입되었다면,

과

이 동일하므로

가 영이 된다. 만일 추정 위치에 오차가 있다면,

에 나타나게 된다. 이 방법은 측정 좌표계의 두 축에서 각각 유기된 고주파 전류의 크기를 연산하고, 그 차를 이용하여 추정 오차를 추출하므로, 측정 잡음에 강인한 신호를 얻을 수 있다.

도 10은 '동기 좌표계의 q축 전류를 이용하는 방법'의 블록도이다. 도시되어 있는 바와 같이, 이 방법은 추정된 동기 좌표계의 q 축 전류를 이용한다. 추정된 동기 좌표계가 정확해서, 전압이 동기 좌표계 d 축에 주입되었다면, 유기된 전류는 d 축에만 나타나며, q 축에는 나타나지 않는다. 추정 위치에 오차가 있으면, 유기된 전류는 q 축에도 나타난다.

전동기의 고주파 모델은 하기 수학식 10과 같이 기술된다.

[수학식 10]

상기 수학식 10으로부터,

는 하기 수학식 11과 같이 나타난다.

[수학식 11]

상기 식에서, R^r _avg, R^r _diff, L^r _avg, 및 L^r _diff는 각각 하기 수학식 12와 같다.

[수학식 12]

수학식 11에서 회전자 위치 추정 오차

가 직류 성분에 포함되어 있으므로, 저역 통과 필터(LPF)를 이용하여,

로부터

를 추출할 수 있다. 하기 수학식 13은 이상적인 저역 통과 필터를 취한 후의 결과를 나타낸 것이다.

[수학식 13]

도 11은 '정지 좌표계의 d-q 축 전류를 이용하는 방법'의 블록도이다. 도시되어 있는 바와 같이, 이 방법은 정지 좌표계의 d-q 축 전류를 이용한다.

전동기의 고주파 모델의 토크식을 이용하여, T'' 신호를 하기 수학식 14와 같이 유도한다. 여기에서 전류의 기본파 성분을 제거하여 추정 위치 성분을 구한다.

[수학식 14]

상기 수학식 14에는 q축 전류의 기본파 성분이 포함되어 있고, 회전자 위치 추정 오차

이 직류 성분에 포함되어 있으므로, 저역 통과 필터(LPF)를 이용하여,

로부터

를 추출할 수 있다. 수학식 15는 이상적인 저역 통과 필터를 통과시킨 후의 결과를 나타낸 것이다.

[수학식 15]

전술한 '동기 좌표계의 q 축 전류를 이용하는 방법'과 '정지 좌표계의 d-q 축 전류를 이용하는 방법'은 전류 측정 좌표계나 연산 과정 등이 상이하지만, 실질적으로는 동일한 방법이다. 기본파 전류를 제거하고 고려하면, '정지 좌표계의 d-q 축 전류를 이용하는 방법'에서도 정지 좌표계 d-q 축에서 측정한 유기된 고주파 전류를 동기 좌표계의 q축으로 좌표 변환할 수 있기 때문이다.

상기 '동기 좌표계의 q 축 전류를 이용하는 방법'과 '정지 좌표계의 d-q 축 전류를 이용하는 방법'은, 모두 공통적으로 주입축과 직교한 축의 유기된 전류 정보를 얻어서 신호 처리한다. 전술한 '측정 좌표계를 이용하는 방법'과 달리, 크기가 거의 0인 직교한 축의 유기된 전류의 크기를 통해 바로 위치 추정 오차를 추출한다. 따라서, '측정 좌표계를 이용하는 방법'보다 측정 잡음에 민감하지만, 신호 처리 방법이 간단하고, 필터를 적게 사용하므로 시지연으로 인한 동특성의 저하가 감소된다.

또한, 상기 3가지 방법은 모두 위치 추정 오차 신호를 얻기 위하여, 저역 통과 필터를 사용한다. 주입한 주파수 성분을 제거하기 위해서 저역 통과 필터를 사용하는 것이 필수적이기 때문이다.

또한, 속도 제어기에 귀환 신호(feedback)로 사용할 위치 추정기의 추정 속도

도 잡음을 포함하고 있기 때문에, 추정 속도를 얻기 위해서 추가적인 저역 통과 필터가 필요하다. 따라서, 위치 추정기의 실제적인 구현 형태는 도 12a와 같이 PI(비례적분) 제어기 형태이거나, 도 12b와 같이 토크 전향 보상을 포함한 PID(비례적분미분) 제어기 형태로 구성된다. 상기 도 12a 및 도 12b에 도시되어 있는 바와 같이, 위치 오차 신호 추출과 속도 추정을 위하여 저역 통과 필터 LPF1 및 LPF2가 위치 추정기에 포함된다.

이 저역 통과 필터들은 제어 대역폭을 제한한다. 먼저, 위치 추정 오차 신호를 추출하기 위해 사용하는 LPF1은 위치 추정기의 대역폭과 관련된다. LPF1의 차단 주파수가 높은 경우, 즉 LPF1이 약하게 설정된 경우 위치 추정기의 입력에 심각한 잡음이 포함되게 된다. 반대로, LPF1의 차단 주파수가 낮은 경우, 즉 LPF1이 강하게 설정된 경우 위치 추정기 루프(loop)에 심각한 시지연이 발생한다. 따라서, 두 경우 모두 위치 추정기의 대역폭을 제한한다. 위치 추정기의 잡음 민감도 및 시지연으로 인하여, 추정기 대역폭을 높이는 경우에 추정기가 불안정해질 수 있다.

한편, 추정 속도를 얻기 위해 사용하는 LPF2는 속도 제어기의 대역폭과 관련된다. LPF2가 약하게 설정된 경우, 속도 제어기의 귀환 신호에 심각한 잡음이 포함되게 된다. 반대로, LPF2가 강하게 설정된 경우, 속도 제어기 루프에 심각한 시지연이 발생한다. 따라서, 두 경우 역시 속도 제어기의 대역폭을 제한한다. 비슷한 이유로, 속도 제어기의 대역폭을 높이는 경우 속도 제어 성능이 저하될 수 있다.

이하에서는, 본 발명에 따라 구형파 전압을 주입함으로써, 회전자 위치를 실질적으로 시지연 없이 추정하는 방법에 대하여 구체적으로 설명한다.

주입되는 고주파 전압은 전술한 바와 같이 하기 수학식 1과 같다.

[수학식 1]

또한, 유기된 고주파 전류는 전술한 바와 같이 하기 수학식 5와 같이 표현된다.

[수학식 5]

또한, 도 5에 도시되어 있는 바와 같이,

의 크기(포락선의 진폭)는 회전자 위치를 의미한다. 따라서, 회전자 위치는 유기된 고주파 전류

에서 주입된 고주파 성분을 제거함으로써, 수학식 8과 같이 역탄젠트 함수(arctangent function)를 사용하여 회전자 위치를 직접 계산할 수 있다. atan2 함수는 2개의 값이 입력되고, -180도 내지 +180도 범위의 값이 출력되는 함수이다.

[수학식 8]

이 경우, 회전자 위치를 얻는 과정에서 저역 통과 필터가 사용되지 않아서, 회전자 위치 추정에 시지연이 생기지 않는다.

실제 시스템에서 수학식 8을 적용하여 회전자 위치를 구하기 위해서는

에서 고주파 정현 함수(

)를 제거하여야 한다. 이를 위하여, 추정된 동기 좌표계의 d축에 구형파의 전압을 주입한다. 본 발명에서 주입되는 구형파는 하기 수학식 16과 같다.

[수학식 16]

상기 식에서,

는 주입하는 전압의 크기(진폭)를 의미한다.

최대 주입 주파수는 스위칭 주파수의 절반까지 높일 수 있다. 예를 들어, 10kHz 스위칭의 경우, 주입 주파수는 5kHz, 또는 2.5 kHz 등이 선택 가능하다. 스위칭이 10kHz이고, 주입 주파수가 5kHz, 주입 전압의 크기가 8V인 경우, 주입 전압의 형태는 도 13과 같다.

구형파 전압이 주입된 경우, 유기된 고주파 전류

는 도 14와 같이 나타난다. 도 15는 상기 유기된 전류의 크기(즉, 포락선)를 나타내고, 이를

라 정의한다. 상기

를 이용하여, 회전자 위치는 수학식 17과 같이 직접 연산할 수 있다.

[수학식 17]

연산된 회전자 위치

를 매 샘플링마다 얻기 위해서는

를 매 샘플링 마다 측정해야 한다. 그러나,

는 매 샘플링마다 얻을 수 없다.

수학적으로, 역탄젠트 함수는 두 입력의 크기 비와 부호를 사용하여 연산한다. 두 입력의 절대적인 크기는 필요치 않다. 만약 크기 비 및 부호가 동일하다면, 역탄젠트 함수에

대신 다른 측정값을 사용하여 구할 수 있다.

도 16a 및 도 16b는 각각 회전자 위치가 0인 경우 및

인 경우의 유기된 고주파 전류를 확대하여 도시한 것이다.

가 도면에 함께 도시되어 있다.

도 17은 상기 도 16a에 도시된 도면(즉, 회전자 위치가 0일 때)에서 샘플링 순간을 화살표로 표시한 도면이다. 도 17에서 녹색 실선은

와

를 나타내고, 적색 화살표는 샘플링 순간을 표시한다. 매 샘플링 순간마다, 청색 화살표와 검정색 화살표의 길이는 각각 녹색 실선의 크기와 동일하다. 여기에서, 화살표의 길이는 이전 샘플링과 이번 샘플링 사이의

와

의 변화분의 절대값을 의미한다. 즉,

와

를 의미한다.

의 값이 0이므로, 검정색 화살표의 크기는 0이다. 따라서, 수학식 17과 같은 결과를 얻기 위해,

와

대신에 청색과 검정색 화살표가 의미하는

와

를 사용하여 수학식 18과 같이

을 구할 수 있다.

[수학식 18]

도 18은 회전자 위치가

일 때의 경우를 나타낸다. 매 샘플링 순간마다, 청색 화살표와 검정색 화살표의 길이는 각각 녹색 실선의 크기와 같다. 따라서, 마찬가지 방법으로,

와

대신에 청색과 검정색 화살표가 의미하는

와

를 사용하여 상기 수학식 18과 같이

을 구할 수 있다.

주입 전압에 따른

부호를 고려하기 위하여,

를 수학식 19와 같이 정의하면, 상기 수학식 18은 하기 수학식 20과 같이 기술될 수 있다. 이를 이용하여 매 샘플링 순간마다

을 구할 수 있다.

[수학식 19]

[수학식 20]

상기 방법을 이용하여,

을 저역 통과 필터 없이 구할 수 있다. 따라서, 도 12a 및 도 12b에서 LPF1을 제거할 수 있다. 도 19는 LPF1을 제거하여 구현한 위치 추정기의 블록도이다.

또한, 상기 도 19에서 LPF2도 제거하기 위하여, 추정 속도를 위치 추정기의 다른 상태(state)를 이용하여 구할 수 있다. 도 20은 이러한 과정을 거쳐 두개의 저역 통과 필터 LPF1과 LPF2를 제거한 위치 추정기의 최종 블록도이다.

도 21은 기존의 센서리스 제어 방법의 전체 블록도를 나타낸 것이고, 도 22는 본 발명에 따른 센서리스 제어 방법의 전체 블록도를 나타낸 것이다.

양 도면에서 d축 지령 전류는 0으로 표시되어 있지만, 고효율 운전이나 약자속(flux weakening) 운전 등의 목적에 따라 다른 값을 가질 수 있다. 도 22에 도시되어 있는 바와 같이 두 개의 저역 통과 필터가 제거되었다. 이것은 센서리스 제어 기법의 동특성을 제한하는 주된 원인이 해결되었음을 의미한다.

즉, 본 발명에 따르면 위치 추정기와 속도 제어기의 대역폭을 기존의 방법보다 높일 수 있다. 또한, 회전자 위치 추정 과정에서 사실상 시지연이 없다. 또한, 주입 주파수가 높아져서, 기본파 주파수와 주입 주파수를 확연히 분리할 수 있다. 또한, 전체 시스템의 대역폭이 높아져서, 전류 제어기, 위치 추정기, 속도 제어기의 대역폭이 높아진다.

이하에서는, 위치 추정 오차 신호에 대하여 설명한다.

본 발명에서는 고주파 전압을 추정된 동기 좌표계의 d 축에 주입한다. 주입하는 전압을 하기 수학식 21과 같이 기술하면, 유기된 고주파 전류의 변화분

는 하기 수학식 22과 같다.

[수학식 21]

[수학식 22]

상기 식에서,

는 샘플링 주기를 의미한다. 위치 추정기의 입력은

이고, 이는 상기 수학식 20과 같이 계산된다. 위치 추정기의 오차 신호는 하기 수학식 23과 같이 연산된다. 수학식 23에 나타난 바와 같이, 위치 추정기의 제어 루프를 분석하기 위해서는

의 값을 알아야 한다.

[수학식 23]

우선,

를 하기 수학식 24와 같이 정의한다. 여기에서,

는 운전점

에서

에 대한

의 비율을 의미한다.

[수학식 24]

이 0으로 수렴할 때, 식 (3-9)의 분자와 분모는 모두 0으로 수렴하므로, 로피탈의 정리를 이용하여,

를 하기 수학식 25와 같이 구할 수 있다.

[수학식 25]

따라서,

이 작을 경우(

),

를 수학식 26과 같이 간략히 표현할 수 있고,

은 수학식 27과 같이 근사할 수 있다.

[수학식 26]

[수학식 27]

따라서, 위치 추정기의 입력,

은 수학식 28과 같이 기술되고,

은 수학식 29와 같이 표현된다.

[수학식 28]

[수학식 29]

따라서, 고주파 인덕턴스

와

를 측정하여,

를 구할 수 있고, 이를 이용하여, 위치 추정기의 이득을 결정할 수 있다.

상기 수학식 22를 이용하여, 위치 추정기의 오차 신호를 수학식 30과 같이 정의하면, 이는 주입 축과 직교하는 축에 나타나는 유기 전류의 크기가 되고,

는 수학식 31과 같이 기술된다.

[수학식 31]

[수학식 32]

이하에서는, 동기 전동기 운전을 위한 초기 위치 추정 방법에 대하여 설명한다.

본 발명에 따라 고주파를 주입하는 센서리스 제어는 고주파 인덕턴스의 돌극성을 이용한다. 이 경우, 동기 좌표계의 d축과 -d축은 인덕턴스가 똑같이 나타나고 단지 전동기 자석에 의해 생성되는 자속의 부호만 다르기 때문에, 센서리스 제어 기법은 d축과 -d축을 구별할 수 없다. 따라서, 초기 위치 추정 알고리즘 없이, 초기 위치를 추정하면, 초기 위치는 d 축의 위치를 찾거나, -d 축의 위치를 찾게 된다. 이를 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

도 23은 위치 오차

에 대한 위치 추정 오차 신호

를 나타낸 것이다. 위치 오차가

에서

사이에 있을 때, 위치 추정 오차 신호는 위치 오차가 양일 때는 양을 나타내고, 음일 때는 음을 나타내어, 위치 오차가 0이 되도록 나타난다. 이 영역은 안정한 영역이다.

그러나, 위치 오차가

에서

사이에 있을 때, 위치 추정 오차 신호는 위치 오차가

이 되도록 나타난다. 마찬가지로, 위치 오차가

에서

사이에 있을 때, 위치 추정 오차 신호는 위치 오차가

이 되도록 나타난다. 이 영역들은 불안정한 영역이다. 따라서, 센서리스 제어 기법이 안정된 영역에서 동작하기 위해서는, 초기 위치에 따라 초기 위치가 동기 좌표계의 d축인 지, -d축인지에 대한 판단이 필요하다.

본 발명에서는, 구형파 전압 주입 방법을 이용하여 초기 위치를 판단한다. 스위칭 주파수가 10kHz 인 경우, 초기 위치 추정을 위한 최대 주입 주파수는 샘플링 주파수의

인 2.5kHz가 되고, 그에 대한 2 고조파는 5 kHz가 된다. 샘플링 주파수가 20kHz이므로, 디지털 제어에서 처리 가능한 최대 주파수가 5kHz이기 때문에 최대 주입 주파수가 2.5kHz로 정해진다. 만일, 주입 주파수가 5kHz인 경우, 그에 대한 2고조파는 10 kHz가 되어, 디지털 제어에서 처리가 불가능하다.

스위칭 주파수가 10kHz이고, 주입 주파수가 2. kHz인 경우에 대해 설명하면 다음과 같다. 유기된 전류의 2 고조파 성분을 찾기 위해, 5kHz 구형파의 테스트 신호,

를 이용한다. 도 24는

를 주입 전압과 PWM 반송파(carrier) 신호와 함께 도시하였다. 주입 전압과

의 주파수를 표현하기 위해 정현파 신호가 도 24에 함께 표시하였다.

도 25는 본 발명의 일실시예에 따른 초기 위치 추정 방법의 블록도이다. 2 고조파 신호의 부호를 계산하기 위해, 저역 통과 필터 대신에 적분기를 사용하였다. 따라서, 저역 통과 필터를 사용하는 기존의 방법과 비교하여, 초기 위치를 보다 빨리 추정할 수 있다.

하기 표 1과 같이 회전자 위치가 동기 좌표계의 d 축에 있는 경우는 하기 수학식 33의

가 음(-)으로 나타나며, -d축에 있는 경우는

가 양(+)으로 나타난다.

[수학식 33]

초기 위치 판별 방법

	부호	초기 위치 결정 방법
	양 (+)
	음 (-)

따라서,

이 음이면, 회전자 위치가 동기 좌표계의 d축에 있는 것이므로, 추정 위치를 수정하지 않고 이용할 수 있다. 반대로,

이 양이면, 회전자 위치가 동기 좌표계의 -d축에 있는 것이므로, 추정 위치에

를 더해서 이용할 수 있다.

한편, 상기 실시예는 동기 전동기에 대하여 적용한 것이지만, 유도 전동기의 센서리스 제어 기법 또한 자속의 위치에 따른 돌극성을 찾는 것이므로, 본 실시예에서 사용된 수식 및 분석들을 유도 전동기에 대해서도 유사하게 적용할 수 있다.

도 26은 본 발명의 다른 실시예에 따른 교류전동기의 제어장치의 제어 구성을 나타낸 도면이다.

도면에서 속도지령치 ωr* 및 속도추정치 ωr^가 비교기(107)에 입력되어, 상기 비교기(107)는 그 편차를 출력한다. 벡터 제어기(108)는 상기 속도지령치 및 속도추정치의 편차 및 자속지령치를 입력으로 하고, 부하상태에 상관없이 속도추정치가 지령치에 일치하도록 전동기 전류의 자속성분 및 토크 성분을 결정하여 속도 및 전류를 제어하기 위하여 전압지령치를 회전좌표계에서 2상 전압지령치 vsd*, vsq*로 하여 출력한다. 상기 벡터 제어기(108) 출력은 전동기(101)에 원하는 전압을 인가하는 전압제어기(110)에 입력되고, 전압제어기(110)은 공간전압 벡터 변조법에 근거하여, 임의로 설정된 시간 주기내에서 지령 전압 벡터를 시간평균적으로 전동기(101)에 인가한다.

도 40a 및 도 40b는 공간전압 벡터 변조법을 설명하기 위한 도면이다. 상기 도 40에서 임의로 설정된 공간 주기가 2Ts에서 나타난다. 도 40a에는 공간전압 벡터 변조에서 기본 벡터 V1 내지 V7이 표시되어 있다. 상기 도면에 표시되어 있는 예에서는 전압지령 벡터 vs*가 구현가능한 두 개의 인접한 전압 벡터 V1 및 V2를 이용하여 시간평균적으로 형성된다. 여기에서, V1(100)은 3상 인버터의 U상측의 상단 반도체 스위치를 온시키고, 하단측을 오프시킨다. V상 및 W상측은 상단 상단을 오프시키고, 하단을 온으로 하여 상태를 표시한다. 한편, V2는 U상 및 V상 측의 상단을 온시키고, 하단을 오프시키며, W상측은 상단을 오프로 하단을 온으로 한다. 2Ts 주기에서 각 상의 스위칭 상태는 도 40b에 도시되어 있다. 이 때, 온 시간 t₁ 및 t₂는 하기 수학식에 의하여 계산된다.

[수학식 34]

상기식에서, θv는 전압 벡터 V1으로부터 지령전압 벡터까지의 위상각이고, |vs*|는 전압지령 벡터의 진폭이며, Vmax는 전압제어기의 출력최대전압이다.

전압지령 벡터의 갱신은, 전술하 바와 같이 임의로 설정한 시간주기의 반주기 Ts 마다 실시되어, 오프 시간 t0, t7은 반주기 Ts 로부터 온 시간 t1, t2를 끌어당겼다 남은 시간을 분할하여 설정된다. 그 밖의 분면에서도 마찬가지로 전압 벡터를 결정한다.

다시 도 26을 참조하면, 본 발명의 제어장치에는 구형파 전압발생부(109)가 설치될 수 있다. 상기 구형파 전압발생부(109)는 임의로 설정된 시간주기 2Ts 기간마다 양의 방향 및 음의 방향으로 번갈아가며 변화하는 구형파 전압 지령을 벡터 제어기(108)의 출력에 중첩하여, 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작한다. 도 41 및 도 42는 그 동작을 나타낸 것이다. 단, 설명의 편의를 위하여, 원래의 전압지령 벡터는 시간주기 2Ts 동안에 변화가 없는 것으로 하여 표시하였다. 도 41은 구형파 발생기(109)로부터 출력되는 전압진폭 지령 ΔVh 및 위상 지령 Δθh를 표시하는 타이밍도이다. 구형파 발생기(109)는 시간 주기 2Ts 마다, 양의 방향 및 음의 방향으로 번갈아가며 변화하는 전압진폭지령 ΔVh 및 위상 지령 Δθh를 출력하고, 이들 지령이 전압제어기(110)에 입력된다. 전압제어기(110)는 이들 지령을 이용하여 전압의 온 시간 t1, t2를 하기 수학식 35와 같이 변화시킨다.

[수학식 35]

상기와 같이 진폭 및 위상을 조작함으로써, 온 시간 t1, t2의 폭은 도 41에 나타난 바와 같이, 시간 주기 2Ts 기간 마다 확장 및 축소를 반복하게 된다. 도 42은 그 때의 전압 벡터의 상태를 나타낸 것으로, 시간 주기 2Ts의 각 기간 마다 진폭이 증가 및 감소를 반복하여, 위상은 선행(lead)과 지연(lag)을 반복한다. 도 43에서, 전압지령 벡터의 진폭 및 위상을 조작함에 따라 발생하는 전압제어기(110)의 출력 전류 Ih의 변화를 나타낸다. 도시되어 있는 바와 같이, 전류 Ih는 삼각파가 되어, 그 주파수는 fh=1/(4Ts), 즉 스위칭 주파수의 1/2이다. 그 전류 Ih에 근거하여 자극 위치를 연산할 수 있다. 이하에서는 그 연산 방법을 설명한다.

전동기 전류(u상, v상, w상 중의 2상 또는 3상 분)은, 전류검출기(102)에 의하여 검출되고, 검출된 전류신호는 도 26에 도시된 좌표변환기(103)에 입력된다. 본 실시예에서 전류 검출의 타이밍은 도 43에서 전류 Ih의 파형상에 원형으로 표시된 곳이고, 도 43로부터 알 수 있는 바와 같이 전류 검출은 반주기 Ts 마다 나타나지만, 전류 Ih의 반주기(2TS) 또는 이보다 짧은 주기라면 어떠한 타이밍에서 전류검출을 수행하여도 좋다. 상기 타이밍은 구동용 전압 벡터가 0(제로)가 되는 점이고, 노이즈 등의 영향을 받지 않는다는 이점이 있다. 그러나, 전류검출에서 지연 시간의 존재를 고려하면, 스위칭에 동반하는 고주파를 검출하게 된다. 따라서, 검출된 전류에는, 구동용 기본파 성분, 전류 Ih의 주파성분 fh, 스위칭 주파수의 2배의 고주파 성분(4fh)을 포함하게 된다. 상기 검출된 전류를 좌표 변환기(103)에서 정지좌표계에서 2상 전류로 변환한다. 좌표변환기(103)는 하기 수학식 36에 의하여 연산을 수행한다.

[수학식 36]

상기식에서, iu, iv, iw는 전동기 각상의 상전압이고, 검출전압은 그 중에서 2상분을 검출한다면 키르히호프 법칙에 의하여 나머지의 상전류를 구할 수 있다. 또한, isα, isβ는 u상을 기준축 α축으로 정의하고, 이것에 직교하는 좌표축을 β축으로 정의하여 정지좌표계에서 2상 전류이고, 전류 Ih와 동일한 주파수대의 전류를 isαh, isβh로 정의한다.

여기에서, 정지좌표계의 전류성분은 실제 자극위치에 따른 좌표변환 행렬과 인덕턴스 행렬 및 적분연산자의 역수로 구성되는 행렬과, 실제 자극위치 및 제어좌표축의 위상 오차에 따른 좌표변호나 행렬과, 회전좌표계에의 전압성분과의 벡터 승산으로 표시된다. 즉, 전압을 적분한 것을 인덕턴스로 나눗셈하고, 좌표변환하고, 더 나아가서 제어좌표축과 실제 자극 위치와의 오차를 고려하는 것에 의하여, 정지좌표계의 전류성분이 구해진다. 본 실시예에서, 전압지령 ΔVh와 위상지령 Δθh를 조작하고, 제어자극 위치에만 구형파 전압 지령 ΔVdh를 제공한다. 이러한 경우 구형파 전압 지령 ΔVdh에 따른 정지좌표계의 전류성분 isαh, isβh는 하기 수학식 37에 의하여 표현된다.

[수학식 37]

상기식에서, θ*는 제어상의 자극위치이고, θ는 실제 자극위치이며, Δθ는 이들의 편차 Δθ=θ-θ*를 나타낸다. 또한, Ldh, Lqh는 구형파의 주파수 대역에서 자극위치 및 자극위치로부터 90도 위상이 앞서 있는 곳의 인덕턴스를 나타낸다. 더욱이, 구형파 전압의 적분치는 전류를 사용하여 하기 수학식 38와 같이 나타낸다.

[수학식 38]

상기식에서, ωk는 구형파 전압 지령의 각주파수이다.

상기 수학식에서 isαh, isβh는 하기 수학식 39과 같다.

[수학식 39]

전동기의 인덕턴스 Ldh, Lqh에서 편차가 있는 경우, 즉 자기돌극성이 있는 전동기의 경우, 상기 2상 전류의 진폭은 자극위치 θ의 정보를 포함하고 있고, 이 주파수대역만을 추출하는 것에 의하여, 도 44에 표시된 바와 같이 전류 Ih의 삼각파의 정점이 cosθ, sinθ의 계수에 의존하여 변화하는 전류파형이 된다. 도 44는 구동 주파수가 2.5Hz인 경우의 파형이다. 자기 돌극성을 지닌 전동기로서는 영구 자석 내장 전동기, 동기 리럭턴스 전동기나 자기포화에 의한 인덕턴스 변동을 지닌 유도전동기 등이 있다.

도 26을 참조하면, 좌표변환기(103)의 출력 isα, isβ는 포락선 추출기(104)에 입력된다. 포락선 추출기(104)는 전류 Ih의 삼각파의 정점을 연결하여 얻을 수 있는, 도 19에 도시된 포락선에 관한 정보를 추출한다. 상기 포락선은 cosθ, sinθ의 정보를 포함하므로, 포락선에 관한 정보를 추출하는 것에 의하여, 전류 isαh, isβh의 포락선인 2상의 전류치 Icos, Isin을 추출할 수 있다.

포락선 추출기(104)의 출력은, 자극 위치 연산기(105)에 입력된다. 자극위치연산기(105)는 isαh, isβh의 포락선인 2상의 전류치 Icos, Isin으로부터 하기 수학식에 의하여 역탄젠트 연산을 사용하여 자극 위치를 연산한다.

[수학식 40]

전동기 기동 전에는 θ*를 제로(0)로 설정하고, 상기 수학식 40의 연산결과가 제로(0)가 되도록 θ*를 조정해서, Δθ를 제로(0)로 할 수 있다. 한 차례 Δθ를 제로(0)로 하여, 실제 구동 중에도 Δθ를 거의 제로(0) 상태로 유지할 수 있다.

또한, 역탄젠트 연산을 수행하지 아니하면서, 하기 수학식 41에 의하여 자극 위치 연산을 수행하는 것도 가능하다.

[수학식 41]

Icos, Isin은 포락선 검출기로부터 반주기 Ts 마다 순차적으로 출력시키기 위하여, 전류의 과거 샘플치를 사용하지 아니하면서, 자극위치를 연산할 수 있다. 연산한 자극위치를 사용하여 하기 수학식 9의 연산에 의하여 전압제어기(110)로 설정한 전압위상을 구할 수 있다.

[수학식 9]

상기 식에서, mod는 정수 나눗셈을 하여, 그 나머지를 반환하는 함수이다. 몫은 전압 벡터를 인가하는 섹터 판별에 사용한다.

마찬가지로, 구형파 전압 지령 ΔVh 및 위상 지령 Δθh를 조작하고, 제어자극 위치로부터 90도 위상이 앞선 위치에만 구형파 전압 지령을 제공하는 경우에는, isαh, isβh는 하기 수학식 43과 같다.

[수학식 43]

그러한 경우, 전류 Isαh 및 Isβh의 진폭에도 자극 위치 θ의 정보를 포함하고, 상기 주파수 대역만을 추출하는 것에 의하여 상기 수학식 40 및 41과 마찬가지 방법으로 자극위치를 연산할 수 있다. 마찬가지 방법에 의하여, 구형파 전압 지령 ΔVh 및 위상지령 Δθh를 임의로 조작하고, 자극 위치를 연산할 수 있다.

도 26에 도시되어 있는 바와 같이, 자극위치 연산기(105)의 출력인 자극위치 신호는, 전압제어기에 입력되는 것과 동시에 속도연산기(106)에도 입력된다. 속도 연산기(106)은 수학식 7에 의하여 연산된 자극위치를 미분연산하여 속도를 연산하고, 그 출력을 비교기(107)에 입력한다. 더욱이, 자극 위치에 근거하여 회전자의 위치를 추정하고, 위치 지령치에 맞춘 제어를 부가한다면, 위치 제어도 가능하게 된다.

다음으로, 포락선 추출기(104)에 대하여 상세히 설명한다. 도 27는 포락선 추출기(104)의 구성을 나타낸 블록도이다. 상기 포락선 추출기(104)는 구형파 전압발생기(109)로부터 구형파 전압 지령신호가 입력되는 부호 판별기(201), 좌표변환기(103)의 출력인 전류신호 isα, isβ가 입력되는 대역 통과 필터기(BPF)(202, 203)을 구비한다. 대역 통과 필터기(BPF)(202, 203)은 스위칭 주기에 관한 고주파 성분 4hf를 제거하는 것과 함께 전류 Ih를 투과시키는 것으로, 통과된 전류 Ih의 위상과 게인을 저하시키지 않도록 통과 주파수 및 감쇄계수를 설정한다. 이러한 경우, 스위칭 주기와 전류 Ih의 주기는 2배 떨어져 있어서, 주파수 분리는 용이하다. 부호 판별기(201)은 구혀파 전아 지령신호의 부호를 판별하고, 부호가 양인 경우에는 1을 출력하고, 음의 경우에는 -1을 출력한다.

부호 판별기(201)의 출력은 게인 승산기(204)에 입력되고, 해당 게인 승산기(204)는 부호 판별기의 출력에 게인을 승산하여, 그 결과를 전류 신호 isαh, isβh에 승산한다. 그 결과 전류 isαh, isβh는 양의 방향에 전파 정류되고, 그 진폭을 Gh배증폭시킨다. 이는 무부하시 등의 전류 Ih의 진폭이 낮은 경우의 SN비를 높이기 위하여, 전류 Ih의 주기에 맞추어 전류 Ih의 삼각파의 정점을 연결하는 포락선의 진폭을 증폭하기 위한 것이다.

미분기(207, 208)은 전파정류한 전류 신호 isαh, isβh를 미분연산하고, 그 포락선인 2상 전류치 Icos, Isin을 출력한다. 삼각파의 미분치는 구형파가 되기 위하여, 미분에 의하여 삼각파의 피크치를 연결하는 포락선을 추출할 수 있다. 도 28은 도 27의 포락선 추출기에서 미분기(207, 208)를 유사미분기(307, 308)로 치환한 것이다. 도 27에 나탄난 구성의 포락선 추출기를 이용하는 경우에는, 구형파 전압을 인가하는 시간 및 전류검출 타이밍이 도 43과 같은 경우에 미분기에 의하여 포락선을 추출할 수 있으나, 타이밍에 오차가 발생하면, 포락선을 펄스 모양의 노이즈 성분을 포함하게 된다. 도 28에 나타난 포락선 추출기는 미분특성 및 저역 필터의 양 특성을 갖는 유사 미분기를 사용해서 미분과 노이즈 성분의 제거를 동시에 달성할 수 있는 이점이 있다.

도 29는 본 발명의 제2 실시예를 도시한 것이다. 제1 실시예와 상이한 것은, 도 26에서 자극위치 연산기(105)와 속도연산기(106)를 일체화하여, 자극위치 및 속도연산기(405)로 하는 것이다. 자극 위치 및 속도연산기(405)의 상세한 구성은 도 30에 도시하였다. 포락선 신호인 2상 전류치 Icos, Isin은 역탄젠트 연산기(501)에 입력되고, 여기에서 제1 자극위치가 연산된다. 최종적인 출력인 제2 자극위치는 감산기(502)에 되돌리고, 제1 전극위치와의 편차가 연산된다. 편차는 제로(0)가 되도록 하기 수학식 44에 의하여 속도를 연산한다.

[수학식 44]

상기 수학식 44의 우변 첫 번째 항은 비례적분제어를 나타내고, 두 번째 항은 속도연산응답을 높이기 위한 전향 보상이다

제2 자극위치는, 속도연산치를 적분하여 구한다. 상기 제2 자극위치를 최종적인 자극위치로서 제어에 이용한다. 제2 실시예의 구성에 의하면, 속도 연산에 미분을 불필요한 것으로 하기 위하여, 미분연산으로 발생하는 노이즈를 저감할 수 있고, 또한 제1 자극위치를 제2 자극위치에 따르게 하기 위하여 비례적분 제어 및 전향 보상을 부가하여 제어하기 때문에 자극위치의 추정 지연을 개선할 수 있다.

도 31은 본 발명의 제3 실시예의 구성을 도시한 도면이다. 제1 실시예와 상이한 것은, 제2 좌표변환기(611)을 새로이 추가한 점, 자극위치 연산기와 속도연산기를 일체화하여 자극위치 및 속도추정치(605)로 한 점이며, 구성성분의 부호는 도 26에서 대응하는 부분의 부호의 100의 자리수를 "6"으로 치환하여 표시하였다. 제2 좌표변환기(611)은 제1좌표변환기(603)로 검출전류를 변환한 정지좌표계의 2상 전류 isα, isβ를 입력으로 하고, 이를 제어자극 위치로부터 45도 지연된 위상의 회전좌표계에서 2상 전류 idm, iqm으로 좌표변환하는 것이다. 2상 전류 idm, iqm에서 구형파 전압 지령 ΔVdh에 따른 전류성분인 고주파 전류 idmh, iqmh의 전류 벡터를 도 45(a), (b)에 도시하였다. 도 45(b)에 도시되어 있는 바와 같이, 고주파전류 idmh, iqmh는 각각 정상시에는 일정한 진폭의 상각파가 되며 그 주파수는 fh이다. 또한, 삼각파의 진폭은 각각의 인덕턴스에 의존하여 인덕턴스가 큰 곳에서는 진폭이 작아지고, 인덕덕스가 작은 곳에서는 진폭이 커진다. 따라서, 제어자극 위치와 실제 자극위치가 일치하는 경우, 즉 도 45a의 γ (감마)축과 d축이 일치하는 경우에는 그 축을 사이에 두고 2상 전류 idmh, iqmh의 전류 진폭은 인덕턴스가 동일해서 일치하게 된다. 따라서, 전류 idmh 및 전류 iqmh 각각의 삼각파의 정점을 연결하는 포락선 Idm 및 Iqm을 추출하고, 그 값이 일치하도록 자극위치 및 속도를 연산하는 것이 바람직하다. 포락선 추출기(604)는 제1 및 제2 실시예와 마찬가지로 도 42 또는 도 43로 구성할 수 있다. 도 32에 표시된 포락선 추출기는, 도 27에 도시된 것과 동일하고, 대응하는 부분은 도 2와 동일한 부호에서 100의 자리수만을 "7"로 치환하여 표시하고, 그 상세한 설명은 생략한다. 도 33에 도시된 포락선 추출기는 도 28에 도시된 것과 동일하고, 대응하는 부분은 동일한 부호에서 100의 자리수만을 "8"로 치환하여 표시하고, 그 상세한 설명은 생략한다.

도 34는 더욱 구별되는 형태의 포락선 추출기를 도시한 것으로, 그 예에 따른 포락선 추출기는 대역통과 필터기(902)의 저역통과역을 fh보다 충분이 낮게 하여, 도 32의 미분기(707, 708) 또는 도 33의 유사미분기(807, 808)을 생략하기 위한 것이다. 도 35은 필터의 조정 자유도를 높이기 위하여 저역 필터(1007, 1008)을 부가한 포락선 추출기의 구성을 도시한 것이다.

도 31의 실시예에서는 포락선 추출기(604)의 출력인 idmh, iqmh의 진폭치 Idm, Iqm을 자극위치 및 속도 연산기(605)에 입력하고, 자극위치 및 속도를 연산한다. 자극위치 및 속도연산기(605)는 도 36 또는 도 37에 도시되어 있는 바와 같이 구성할 수 있다. 도 36은 Idm 및 Iqm으로 역정접 연산기(1101)로 위상을 연산하고, 그 연산 결과로부터 감산기(1102)에 의하여 45도 감소하면 제어자극 위치 및 실제 자극위치 사이의 오차각 Δθ를 구할 수 있다. 상기 오차각 Δθ를 제로(0)로 하기 위하여 수학식 45로 속도를 연산한다.

[수학식 45]

상기 수학식 44과 마찬가지로, 수학식 45의 우변 첫 번째 항은 비례적분제어를 나타내고, 두 번째 항은 속도연산응답을 높이기 위한 전향 보상이다. 자극위치는 속도연산치를 적분하여 연산한다. 도 11에서 1103, 1104, 1105, 1106, 107은 수학식 12의 연산을 나타내는 것이다. 제어 게인(1103)은 수학식 12의 우변의 첫 번째 항의 비례게인 L1, 1104는 우변 첫 번째 항의 적분게인 L2를 나타내며, Δθ가 제로(0)에 수렴한다. 즉, 속도연산치가 수렴하는 응답성에 영향을 준다. 또한, 1105는 수학식 12의 우변 두 번째 항의 전향 보상 게인 L3이고, 상기 응답성을 높이는 역할을 수행한다. 또한, 1106은 수학식 12에서 가산기이고, 1107은 적분기이다.

또한, 도 37의 구성에서는, 역정접 연산기를 사용하지 아니하고, 직접 전류 진폭치로부터 속도연산을 실행한다.

[수학식 38]

이와 같은 제3 실시예의 구성은 인덕턴스 분포의 45도 영역을 이용하기 때문에, 인덕턴스 분포의 최소치 또는 최대치 근방이 왜곡되어 있더라도, 정밀도가 우수하게 자극위치를 연산할 수 있고, 다른 실시예와 비교할 때 보다 실용적이다. 본 실시예에서 실시예 1과 마찬가지로 제어자극 위치에만 구형파전압지령 ΔVdh를 제공한 경우에 대하여 설명하였지만, 마찬가지의 방법보다는 제어자극 위치로부터 90도 위상이 앞선 곳에만 구형파 전압지령을 제공하는 것에 의하여 실시하는 것도 가능하다.

도 38은 제 4 실시예의 구성을 도시한 것이다. 도 29에 도시된 제2 실시예와 상이한 것은, 도 29에서 포락선 추출기(404)를 생략하고, 자극위치 및 속도연산기(1305)에 구형파 전압 지령 및 정지좌표계의 2상 전류 isα, isβ를 이용할 수 있다. 자극위치, 속도연산기의 상세한 구성은 도 39에 도시되어 있다. 구형파 전압 지령은 전류와 마찬가지로, 정지좌표계에서 2상 성분으로 하여 나타낼 수 있고, 도 39의 자극위치 오차각 연산기(1401)에서는 자극위치를 이용하여 수학식 47의 연산을 수행한다.

[수학식 47]

상기 수학식 47에서 연산된 전압 성분과 BPF (1402, 1403)에 의하여 2상 전류 isα, isβ로부터 추출된 구형파 전압 지령에 근거한 고주파 전류 isαh, isβh에 의하여 무효전력 Q를 하기 수학식 48에 의하여 연산한다.

[수학식 48]

또한, 마찬가지로 유효전력 P를 하기 수학식 49와 같이 연산한다.

[수학식 49]

Q는 연산한 자극위치에 오차가 없는 경우는 제로(0)가 된다. 또한, P는 구형파 전압과 이에 의하여 발생하는 고주파 전류와의 곱(積)을 나타낸다. 자극위치의 오차각 Δθ는 수학식 48 및 49에서 연산된 무효전력, 유효전력 각각의 저역 필터에 통과시키고 나서 제산하는 것에 의하여 하기 수학식 50의 연산에 의하여 구할 수 있다.

[수학식 5]

이상의 수학식 47 내지 50의 연산을 자극위치 오차각 연산기(1401)에서 실행한다. 여기에서, 획득할 수 있는 오차각을 제로(0)로 하기 위하여 제3 실시예의 수학식 45에 근거하여 속도를 연산한다. 또한 속도를 적분하여, 자극위치를 연산한다. 또한, 유효전력의 연산과 오차각 연산에서 나눗셈은 속도연산 시에는 수학식 45의 게인에 포함시켜 생략할 수 있다. 본 실시에에서는 제2실시예와 마찬가지로, 제어자극위치에만 구형파 전압지령 ΔVdh를 제공한 경우와 관련하여 설명하였으나, 마찬가지 방법보다, 제어자극위치로부터 90도 위상이 앞선 곳에만 구형파 전압 지령을 제공하는 것에 의하여 실시하는 것도 가능하다.

이와 같이 제1실시예, 제2실시예 및 제3실시에에서는 임의의 설정시간 2Ts 마다 구형파 전압 지령을 양의 방향 및 음의 방향의 번갈아 가며 변화시켜, 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하는 구형파 전압 발생기, Ts 마다 검출전류에 근거하여 자극위치에 따라 변화하는 전류의 포락선을 추출하는 포락선 추출부, 추출된 전류 포락선에 근거하여 순차적으로 자극위치를 연산하는 자극위치 연산기로 구성하여, 자극위치를 지연시간 없이 높은 정밀도로 추정하고, 위치 및 속도 센서를 사용하지 아니하면서 전동기를 높은 응답성을 갖는 토크 제어, 속도 제어, 위치 제어를 구현할 수 있다.

또한, 제4실시예에서는 전력량을 이용하는 것에 의하여 위치 및 속도 센서를 이용하지 아니하면서 전동기를 높은 응답성을 갖는 토크 제어, 속도제어, 위치제어를 구현할 수 있다.

본 발명에서는 전술한 바와 같이 공간전압 벡터 변조법을 이용하면 임의로 설정한 시간주기의 중심시각에 대하여 전후 반주기의 전압 출력 패턴이 완전이 대칭되므로, 자극 위치 연산 및 속도 연산에 이용되는 전류성분 이외의 노이즈 성분을 최대한 저감시킬 수 있다. 따라서, 공간전압 벡터 변조법을 이용하는 방법에 대하여 설명하였다. 본 명세서에 기재된 실시예에 따라 임의로 설정된 시간주기 동안 지령전압이 변화하지 않는 경우, 일반적으로 q급된 삼각파 비교 PWM 변조법에서도 지령전압의 제공 방법을 고안하여 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다. 이 경우, 임의로 설정된 시간주기에서 각 상에 평균 전압치를 분재하는 전압지령치를 제공하고, 더욱이 스위칭의 중심 시각이 임의로 설정된 시간주기의 중심시각과 일치하는 것처럼 오프셋 전압을 앞의 전압지령치에 가산할 필요가 있다.

본 발명에 따른 실시예는 상술한 것으로 한정되지 않고, 본 발명과 관련하여 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 범위 내에서 여러 가지 대안, 수정 및 변경하여 실시할 수 있다.

Claims (26)

1. 위치 센서 없이 회전자의 위치 및 속도를 추정하여 교류전동기를 제어하는 장치로서,
   전동기의 토크 또는 자속을 제어하기 위하여 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호를 제어하는 전류제어기;
   구형파 전압을 상기 전류제어기의 출력부에 인가하는 고주파 전압 주입부;
   상기 교류전동기에 입력되는 상기 전류 신호를 입력받아 회전자 위치 추정의 오차 신호를 생성하는 신호 처리부; 및
   상기 신호 처리부의 오차 신호로부터 회전자의 위치를 추정하는 위치 추정부를 포함하고,
   상기 신호 처리부는 상기 구형파 전압에 의하여 유기된, 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호의 동기 좌표계에서의 d축 및 q축 전류 신호 각각의 샘플링 사이의 변화량을 역탄젠트 연산하여 회전자 위치 추정의 오차 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호는 상기 전류 제어기로 귀환되는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 고주파 전압 주입부는 구형파 전압을 추정된 동기 좌표계의 d축에 인가하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
4. 삭제
5. 제 1 항에 있어서, 상기 위치 추정부의 이득은 동기 좌표계의 d축 및 q축 인덕턴스에 의하여 결정되는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
6. 제 1 항에 있어서, 상기 구형파 전압에 의하여 유기된, 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호의 2고조파 신호의 부호를 판단하여, 회전자의 초기 위치를 추정하는 초기 위치 추정부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
7. 위치 센서 없이 회전자의 위치 및 속도를 추정하여 교류전동기를 제어하는 방법으로서,
   전동기의 토크 또는 자속을 제어하기 위하여 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호를 제어하는 전류제어기의 출력부에 구형파 전압을 인가하는 단계;
   상기 구형파 전압에 의하여 유기되며, 상기 교류전동기에 입력되는 상기 전류 신호를 입력받아 회전자 위치 추정의 오차 신호를 생성하는 단계; 및
   상기 생성된 오차 신호로부터 회전자의 위치를 추정하는 단계를 포함하고,
   상기 오차 신호 생성 단계에서, 상기 구형파 전압에 의하여 유기된, 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호의 동기 좌표계에서의 d축 및 q축 전류 신호 각각의 샘플링 사이의 변화량을 역탄젠트 연산하여 회전자 위치 추정의 오차 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어방법.
8. 제 7 항에 있어서, 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호는 상기 전류 제어기로 귀환되는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어방법.
9. 제 7 항에 있어서, 상기 구형파 전압 인가 단계에서 상기 구형파 전압은 추정된 동기 좌표계의 d축에 인가되는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어방법.
10. 삭제
11. 제 7 항에 있어서, 상기 위치 추정 단계에서 이득은 동기 좌표계의 d축 및 q축 인덕턴스에 의하여 결정되는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어방법.
12. 제 7 항에 있어서, 제어 초기에, 상기 구형파 전압에 의하여 유기된, 상기 교류전동기에 입력되는 전류 신호의 2고조파 신호의 부호를 판단하여, 회전자의 초기 위치를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어방법.
13. 임의로 설정된 시간주기내에서 지령전압 벡터를 시간평균적으로 출력하는 전압제어기를 구비하는 교류전동기의 제어장치로서,
    상기 시간 주기 마다 양의 방향 및 음의 방향으로 번갈아 가면서 변화하는 구형파 전압 지령에 따라 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하는 구형파 전압 발생부;
    상기 시간주기의 1/N (단, N≥1)의 주기로 동기시킨 전동기 전류를 검출하는 전류 검출부;
    상기 전동기 전류의 검출치를 정지좌표계의 2상전류로 좌표변환시키는 좌표변환부;
    상기 2상 전류를 입력으로 하여, 상기 2상 전류로부터 진폭이 주기적으로 변화하는 파형의 2상 전류를 획득하고, 상기 진폭의 정점을 연결하는 포락선을 추출하는 포락선추출기;
    상기 포락선 추출기의 출력인 상기 2상 전류의 상기 포락선에 포함되는 자극위치 정보를 구하는 연산에 의하여 자극 위치 추정치를 출력하는 자극 위치 연산기; 및
    상기 자극위치 추정치에 근거하여 속도를 연산하는 속도 연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
14. 제 13 항에 있어서, 상기 포락선 추출기는,
    상기 구형파 전압 지령에 근거하여 전류성분을 통과시키는 대역 통과 필터기; 및
    상기 구형파 전압 지령의 부호와 상기 대역 통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기; 및
    상기 승산기의 출력을 미분하는 미분기를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
15. 제 13 항에 있어서, 상기 포락선 추출기는,
    상기 구형파 전압 지령에 근거하여 전류성분을 통과시키는 대역 통과 필터기;
    상기 구형파 전압 지령의 부호와 상기 대역 통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기; 및
    유사미분기(pseudo-differentiator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
16. 제 13 항에 있어서, 상기 자극 위치 연산기는 상기 2상전류의 포락선으로부터 역탄젠트 연산에 따라 자극 위치를 연산하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
17. 제 13 항에 있어서, 상기 속도연산기는, 상기 자극 위치 추정치를 제1자극위치연산치로 하여 제2자극위치연산치를 연산함에 있어서 상기 제1자극위치연산치와 상기 제2자극위치연산치의 편차가 제로(0)가 되도록 속도를 연산하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
18. 제 17 항에 있어서, 상기 제2자극위치연산치는 상기 연산된 속도의 값을 적분연산하여 구하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
19. 임의로 설정된 시간주기 내에서 지령전압 벡터를 시간 평균적으로 출력하는 전압제어기를 구비하는 교류전동기의 제어장치로서,
    상기 시간주기마다 양의 방향 및 음의 방향으로 번갈아 가며 변화하는 구형파 전압 지령에 따라 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하는 구형파 전압발생기;
    상기 시간주기의 1/N (단, N≥1)의 주기로 동기시킨 전동기 전류를 검출하는 전류 검출부;
    상기 전동기 전류의 검출치를 정지좌표계의 2상 전류로 좌표 변환하는 제1 좌표변환기;
    적어도 상기 2상 전류에서 상기 구형파 전압에 근거하여 전류를 제어자극 위치로부터 45도 지연된 위치에 위치하는 회전좌표계의 2상 전류로 좌표변환하는 제2좌표변환기;
    상기 회전좌표계의 2상전류로부터 상기 구형파 전압에 근거하여 전류 성분을 추출하고, 그 진폭 및 정점을 연결하는 포락선을 2개의 스칼라 전류로서 추출하는 포락선 추출기;
    상기 포락선 추출기의 출력인 2개의 스칼라 전류에 근거하여 자극위치를 추정하고 교류전동기의 속도를 연산하는 자극 및 속도 연산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
20. 제 19 항에 있어서, 상기 포락선 추출기는,
    상기 구형파 전압에 근거하여 전류성분을 통과시키는 대역 통과 필터기;
    상기 구형파전압 지령의 부호와 상기 회전좌표계의 2상 전류를 승산하는 승산기; 및
    상기 승산기의 출력치를 미분하는 미분기를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
21. 제 19 항에 있어서, 상기 포락선 추출기는,
    상기 회전좌표계의 2상 전류로부터 상기 구형파 전압에 근거하여 고주파 전류성분을 통과시키는 대역통과 필터기;
    상기 구형파 전압 지령의 부호 및 상기 대역 통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기; 및
    상기 승산기의 출력치로부터 상기 시간주기의 1/2 주파수 성분을 제거하는 유사 미분기(pseudo-differentiator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
22. 제 19 항에 있어서, 상기 포락선 추출기는,
    상기 회전좌표계의 2상 전류로부터 상기 시간 주기의 주파수 성분을 통과시키는 대역 통과 필터기; 및
    상기 구형파 전압 지령의 부호와 상기 대역통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
23. 제 19 항에 있어서,
    상기 회전 좌표계의 2상 전류로부터 상기 시간주기의 주파수 성분을 통과하는 대역통과 필터기;
    상기 구형파 전압지령의 부호와 상기 대역통과 필터기의 출력인 2상 전류를 승산하는 승산기; 및
    상기 승산기의 출력으로부터 오프셋 양을 추출하는 저주파역 통과 필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
24. 제 19 항에 있어서, 상기 속도연산기에서 속도연산치는 상기 2개의 스칼라 전류의 편차가 제로(0)가 되도록 속도를 연산하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
25. 제 24 항에 있어서, 상기 자극 위치는 상기 속도연산치를 적분연산하여 구하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.
26. 임의로 설정한 시간주기 내에서 지령전압 벡터를 시간평균적으로 출력하는 전압제어기를 구비하는 교류전동기의 제어장치로서,
    상기 시간주기마다 양의 방향 및 음의 방향을 번갈아가며 변화하는 구형파 전압지령에 따라 전동기 인가전압의 진폭 및 위상을 조작하는 구형파 전압발생기;
    상기 시간주기의 1/N (N≥1)의 주기에 동기시켜 전동기 전류를 검출하는 전류검출기;
    상기 전동기 전류의 검출치를 정지 좌표계의 2상 전류에 좌표변환하는 좌표변환기;
    상기 정지좌표계의 2상전류에서 상기 구형파전압에 근거하여 전류와 상기 구형파전압 지령에 근거하여 자극 위치를 추정하는 자극 위치 연산기; 및
    상기 추정된 자극 위치에 근거하여 교류전동기의 속도를 연산하는 속도연산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 교류전동기 제어장치.

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