JP3985792B2 - 電動機駆動装置およびそれを用いた空気調和機 - Google Patents
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Description
レスモータ3の各相へ印加するべき電圧のピークが、インバータ印加電圧検出手段16によって検出した直流電源1から出力されるDC電圧を超える割合である電圧飽和率と、予め設定された一定の電圧飽和率設定値とを比較して、電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値よりも小さくなるまで外部から与えられる回転速度目標値を下げるなどの保護制御を電圧飽和制御手段20で行っている。以上のような回路構成にて、ブラシレスモータ3の駆動制御を行っている。
機の回転速度もしくは電動機の回転速度目標値に応じて切り替えることによって、電圧飽和率が小さい場合は直流電源の電圧を小さくしてモータの高効率運転を可能とした電動機駆動装置を実現するものである。
図1は本発明の実施の形態1における電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。可変直流電源1により供給される直流電圧は、インバータ2により所望の周波数および電圧の交流電圧に変換され、ブラシレスモータ3に給電される。前記インバータ2は制御部6によりスイッチング制御される。
により変換され、各スイッチング素子12u,12v,12w,13u,13v,13wが動作する。
eu=vu−R・iu−L・d(iu)/dt・・・(1)
ev=vv−R・iv−L・d(iv)/dt・・・(2)
ew=vw−R・iw−L・d(iw)/dt・・・(3)
式(1)、(2)、(3)をさらに詳細に展開すると式 (4)、(5)、(6)となる。
eu=vu−R・iu−(la+La)・d(iu)/dt
−Las・cos(2θm)・d(iu)/dt
−Las・iu・d{cos(2θm)}/dt
+0.5・La・d(iv)/dt
−Las・cos(2θm−120°)・d(iv)/dt
−Las・iv・d{cos(2θm−120°)}/dt
0.5・La・d(iw)/dt
−Las・cos(2θm+120°)・d(iw)/dt
−Las・iw・d{cos(2θm+120°)}/dt・・・(4)
ev=vv−R・iv−(la+La)・d(iv)/dt
−Las・cos(2θm+120°)・d(iv)/dt
−Las・iv・d{cos(2θm+120°)}/dt
+0.5・La・d(iw)/dt
−Las・cos(2θm)・d(iw)/dt
−Las・iw・d{cos(2θm)}/dt
+0.5・La・d(iu)/dt
−Las・cos(2θm−120°)・d(iu)/dt
−Las・iu・d{cos(2θm−120°)}/dt・・・(5)
ew=vw−R・iw−(la+La)・d(iw)/dt
−Las・cos(2θm−120°)・d(iw)/dt
−Las・iw・d{cos(2θm−120°)}/dt
+0.5・La・d(iu)/dt
−Las・cos(2θm+120°)・d(iu)/dt
Las・iu・d{cos(2θm+120°)}/dt
+0.5・La・d(iv)/dt
−Las・cos(2θm)・d(iv)/dt
−Las・iv・d{cos(2θm)}/dt・・・(6)
ここで、d/dtは時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるdθ/dtには推定速度ωmを電気角速度に変換したものを用いる。また、d(iu)/dt、d(iv)/dt、d(iw)/dtは、1次オイラー近似で求める。なお、w相電流値iwは式(14)のように、u相電流値iuとv相電流値ivとの和の符号を変えたものとする。ここで、Rは巻線一相あたりの抵抗、laは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Laは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、およびLasは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。
eu=vu+R・ia・sin(θm+βT)
+1.5・(la+La)・cos(θm+βT)
−1.5・Las・cos(θm−βT) …(7)
ev=vv+R・ia・sin(θm+βT−120°)
+1.5・(la+La)・cos(θm+βT−120°)
1.5・Las・cos(θm−βT−120°)・・・(8)
ew=vw+R・ia・sin(θm+βT−240°)
+1.5・(la+La)・cos(θm+βT−240°)
−1.5・Las・cos(θm−βT−240°)・・・(9)
次に、回転子位置速度推定手段18の動作について説明する。誘起電圧推定手段17により推定された推定誘起電圧値eu、ev、ewから、回転子5の位置と速度を推定する。これは、回転子位置速度推定手段18が認識している推定角度θmを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させるものである。また、そこから、推定速度ωmを作成する。
eum=em・sin(θm+βT)
evm=em・sin(θm+βT−120°)
ewm=em・sin(θm+βT−240°)・・・(10)
ここで、em:誘起電圧振幅値は、推定誘起電圧eu、ev、ewの振幅値と一致させることにより求める。
ε=es−esm・・・(11)
(s:相 u/v/w)
この偏差が、0になれば推定角度θmが真値になるので、偏差εを0にするように推定角度θmを比例積分演算し補正値をPWM信号生成手段9に送信する。また、回転子位置速度推定手段18で推定角度θmの変動値を演算することにより、推定速度ωmを作成し、目標速度ω*を実現するために、目標速度ω*と推定速度ωmとの差△ωにより、
KP△ω+K1△ω・・・(12)
(KP:比例ゲイン、KI:積分ゲイン)
の補正値をPWM信号生成手段9に送信する。
Vu*=V*・sin(θm+βT)
Vv*=V*・sin(θm+βT−120°)
Vw*=V*・sin(θm+βT−240°)・・・(13)
さらに、このようにして求められた電圧Vs*(s:相 u/v/w)を出力するための各スイッチング素子12u,12v,12w,13u,13v,13wのPWM信号は、デューティ補正手段19により補正され、ベースドライバ10に出力した後、各スイッチング素子12u,12v,12w,13u,13v,13wが駆動して正弦波状の交流を生成する。
iu+iv+iw=0・・・(14)
の関係から3相それぞれの電流が求められることは明白である。
定が不能になり、ブラシレスモータ3の駆動ができなくなる。
図1において、昇降圧手段21は、回転子位置速度推定手段18により推定されたブラシレスモータ3の回転速度に応じて切替わる昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値を保持する。このような回転速度に応じての切替えは、回転子位置速度推定手段18により推定されたブラシレスモータ3の回転速度が予め設定された値より大きい場合はブラシレスモータ3の負荷が軽く、回転子の位置の推定誤差が大きくなっても脱調しづらいと判断し、昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値を大きくするもので、可変直流電源1を昇圧しづらくなるため、モータの高効率運転範囲の拡大が可能となる。
図1において、電流検出手段11により検出された各相の巻線に流れる相電流(iu、iv、iw)が小さい場合、ブラシレスモータ3の負荷が軽く、回転子の位置の推定誤差が大きくなっても脱調の恐れがないと判定される場合は、電流検出手段11 により検出された各相の巻線に流れる相電流(iu、iv、iw)に応じて昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値の切替えを行うことにより、同様の効果を得ることができ
る。
図1において、目標速度が大きい場合、ブラシレスモータ3の負荷が軽く、回転子の位置の推定誤差が大きくなっても脱調の恐れがないと判定される場合は、目標速度に応じて昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値の切替えを行うことにより、同様の効果を得ることができる。
3 ブラシレスモータ(圧縮機用3相電動機)
9 PWM信号生成手段
11 電流センサ(電流検出手段)
16 インバータ印加電圧検出手段
17 誘起電圧推定手段
18 回転子位置速度推定手段
19 デューティ補正手段
21 昇降圧手段
Claims (2)
- 3相電動機を駆動するインバータと、インバータ母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータに接続される可変直流電源の電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータの出力電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置と回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、推定された回転子磁極位置の情報に基づいて前記インバータを制御するPWM信号を生成するPWM信号生成手段と、前記PWM信号生成手段で生成されたPWM信号のデューティを補正するデューティ補正手段と、前記直流電圧検出手段の出力と前記電動機に印加する電圧指令値から電圧飽和の度合いである電圧飽和率を演算して、あらかじめ設定された昇圧用電圧飽和率設定値と比較し電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以上の場合は前記可変直流電源の電圧を高くし、前記電圧飽和率が前記昇圧用電圧飽和率設定値より小さな値に設定された降圧用電圧飽和率設定値以下の場合、前記可変直流電源の電圧を低くする昇降圧手段とを備え、昇圧用電圧飽和率設定値と降圧用電圧飽和率設定値を、電動機の回転速度もしくは電動機の回転速度目標値に応じて切り替えることを特徴とする電動機駆動装置。
- 請求項1記載の電動機駆動装置を用いたことを特徴とする空気調和機。
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