JP2005229736A - 電動機駆動装置およびそれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単なシステム構成で相電流を正確に検出し、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動が可能で、かつモータの高効率運転を可能にする。
【解決手段】インバータの入力電圧、出力電圧、出力電流から電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段１７と、推定誘起電圧に基づいて電動機の回転子磁極位置と回転速度を推定する回転子位置速度推定手段１８と、推定回転子磁極位置の情報に基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段９と、生成したＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段１９と、入力電圧と電動機への印加電圧指令値から電圧飽和の度合いである電圧飽和率を演算して、この電圧飽和率に応じてインバータの入力電圧を可変する昇降圧手段２１とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの圧縮機用電動機を任意の回転数で駆動する圧縮機用の電動機駆動装置に関する。

近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高い圧縮機用電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。

空気調和機における圧縮機のような電動機を駆動する場合、圧縮機用電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術が提案されている。回転子の位置を推定する方法としては、圧縮機用電動機の誘起電圧を推定することにより行う方法がある(例えば特許文献１参照)。

図９にこの種の位置センサレス正弦波駆動を行うためのシステム構成を示す。１は直流電源、２はインバータ、３はブラシレスモータ、４は固定子、５は回転子、６は制御部、７ｖと７ｗは電流センサである。ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続される。

インバータ２は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路を、Ｕ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｕ、および下流側スイッチング素子１３ｕより成る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｖ、および下流側スイッチング素子１３ｖより成る。Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、および下流側スイッチング素子１２ｗより成る。なお、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、各スイッチング素子と並列に接続される。

インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕ，１３ｕの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，１３ｖの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，１３ｗの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。

制御部６は、ブラシレスモータ３の相巻線４ｖ，４ｗに流れる電流を電流センサ７ｖ,７ｗによって検出し、この電流値をもとに誘起電圧推定手段１７で前記ブラシレスモータ３の誘起電圧を推定し、前記誘起電圧推定手段１７の情報をもとに回転子位置速度検出手段１８で前記回転子５の位置および速度を検出している。この検出速度をもとに目標速度を実現するための出力すべき電圧をＰＷＭ信号生成手段９で決定し、ベースドライバ１０で増幅し、インバータ２を制御する信号を出力する。

また、ブラシレスモータ３に印加される電圧が正弦波から歪みを生じて回転子の位置の推定誤差が大きくなることを防止するために、ＰＷＭ信号生成手段９で決定されたブラシ
レスモータ３の各相へ印加するべき電圧のピークが、インバータ印加電圧検出手段１６によって検出した直流電源１から出力されるＤＣ電圧を超える割合である電圧飽和率と、予め設定された一定の電圧飽和率設定値とを比較して、電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値よりも小さくなるまで外部から与えられる回転速度目標値を下げるなどの保護制御を電圧飽和制御手段２０で行っている。以上のような回路構成にて、ブラシレスモータ３の駆動制御を行っている。
特開２０００−３５０４８９号公報 特開２００３−１８９６７０号公報

このような従来の、誘起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動においては、高速回転域の拡大のために、電圧飽和制御手段によって行われる回転速度目標値を下げるなどの保護制御を動作させないよう、あらかじめ直流電源の電圧を大きくする必要があり、保護制御が動作しない低速回転域等においては、直流電源の電圧が大きいため、モータの鉄損が増加し効率が低下するとういう課題があった。

本発明は上記従来の課題を解決するもので、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動（脱調停止しない安定な駆動、低騒音・低振動）が可能で、かつモータの高効率運転を可能とした電動機駆動装置を提供することを目的とする。

上記従来の課題を解決するために本発明の電動機駆動装置は、インバータ母線電流にて３相電動機の各相の電流を検知し、デューティ補正手段を備えることによって低速回転域から高速回転域まで良質な駆動を実現し、かつ電圧指令値の電圧飽和の度合いである電圧飽和率と電圧飽和率設定値とを比較し、電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以上の場合は前記可変直流電源の電圧を高くし、前記電圧飽和率が前記昇圧用電圧飽和率設定値より小さな値に設定された降圧用電圧飽和率設定値以下の場合、前記可変直流電源の電圧を低くする昇降圧手段とを備えることによって、電圧飽和率が小さい場合は直流電源の電圧を小さくしてモータの高効率運転を可能とした電動機駆動装置を実現するものである。

本発明の電動機駆動装置によれば、電圧指令値の電圧飽和の度合いである電圧飽和率と電圧飽和率設定値とを比較し、電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以上の場合は前記可変直流電源の電圧を高くし、前記電圧飽和率が前記昇圧用電圧飽和率設定値より小さな値に設定された降圧用電圧飽和率設定値以下の場合、前記可変直流電源の電圧を小さくする昇降圧手段とを備えることによって、電圧飽和率が低い場合は直流電源の電圧を低くしてモータの高効率運転が可能となる。

第１の発明は、インバータ母線電流を検出する電流検出手段とＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを有することにより、狭いデューティにおいてもインバータ母線電流つまりは三相電動機の各相の電流を確実に検知できるとともに、電動機に印加する電圧指令値の電圧飽和の度合いである電圧飽和率と電圧飽和率設定値とを比較し、電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以上の場合は前記可変直流電源の電圧を高くし、前記電圧飽和率が前記昇圧用電圧飽和率設定値より小さな値に設定された降圧用電圧飽和率設定値以下の場合、前記可変直流電源の電圧を低くする昇降圧手段とを備えることによって、電圧飽和率が小さい場合は直流電源の電圧を低くしてモータの高効率運転が可能となる。

第２の発明は、特に第１の発明の昇圧用電圧飽和率設定値と降圧用電圧飽和率設定値を、電動機の回転速度に応じて切り替えることにより、モータの高効率運転範囲を拡大することが可能となる。

第３の発明は、特に第１の発明の昇圧用電圧飽和率設定値と降圧用電圧飽和率設定値を、インバータ母線電流に応じて切り替えることにより、モータの高効率運転範囲を拡大することが可能となる。

第３の発明は、特に第１の発明の昇圧用電圧飽和率設定値と降圧用電圧飽和率設定値を、電動機の回転速度目標値に応じて切り替えることにより、モータの高効率運転範囲を拡大することが可能となる。

第５の発明は、特に第１〜４いずれか１つの発明の電動機駆動装置を空気調和機に用いることにより、それぞれの特長を生かした広回転域で高効率な空気調和機を実現することができる。

以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。可変直流電源１により供給される直流電圧は、インバータ２により所望の周波数および電圧の交流電圧に変換され、ブラシレスモータ３に給電される。前記インバータ２は制御部６によりスイッチング制御される。

ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続される。

インバータ２は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路を、Ｕ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら直列回路に、可変直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｕ、および下流側スイッチング素子１３ｕより成る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｖ、および下流側スイッチング素子１３ｖより成る。Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、および下流側スイッチング素子１２ｗより成る。なお、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、各スイッチング素子と並列に接続される。

インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕ，１３ｕの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，１３ｖの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，１３ｗの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子などの回路によって３相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。

外部より与えられる目標速度を実現するべく、現在の速度との誤差から演算された出力電圧を出力するために、ＰＷＭ信号生成手段９によりインバータ２のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号はデューティ補正手段１９により補正を行った後、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号にベースドライバ１０
により変換され、各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗが動作する。

制御部６での動作を簡単に説明する。インバータ母線に配した電流検出手段１１により検出されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成手段９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段１６が検出した直流電源１から出力されるＤＣ電圧より、ブラシレスモータ３の誘起電圧が誘起電圧推定手段１７により推定される。さらに、推定された誘起電圧から、回転子位置速度推定手段１８でブラシレスモータ３の回転子磁極位置および速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいてＰＷＭ信号生成手段９でブラシレスモータ３を駆動するための各相へ印加するべき電圧が決定され、決定された電圧に基づいてＰＷＭ信号が生成される。このようにして推定された回転子５の速度と、外部から与えられる目標速度との偏差等の情報から、回転子速度が目標速度となるように制御される。

次に、誘起電圧推定手段１７の動作を詳細に説明する。電流検出手段１１ により検出された各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を得る。また、ＰＷＭ信号生成手段９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段１６が検出したインバータ印加電圧の情報から、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）が求められる。原理的には、これらの値から、下記式(１)、(２)、(３)の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが求められる。ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ・・・（１）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ・・・（２）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ・・・（３）
式(１)、(２)、(３)をさらに詳細に展開すると式 (４)、(５)、(６)となる。
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ
０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ・・・（４）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ・・・（５）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ−１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ＋１２０°）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θｍ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θｍ）｝／ｄｔ・・・（６）
ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度ωｍを電気角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、ｗ相電流値ｉｗは式（１４）のように、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとの和の符号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、およびＬａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。

誘起電圧推定手段１７においては、式(４)、(５)、(６)を簡略化した、次の式(７)、(８)、(９)を使用する。簡略化は、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが正弦波であると仮定し、電流指令振幅ｉａと電流指令位相βＴとから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作成し、簡略化したものである。
ｅｕ＝ｖｕ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ） …（７）
ｅｖ＝ｖｖ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−１２０°）
１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−１２０°）・・・（８）
ｅｗ＝ｖｗ＋Ｒ・ｉａ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θｍ＋βＴ−２４０°）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θｍ−βＴ−２４０°）・・・（９）
次に、回転子位置速度推定手段１８の動作について説明する。誘起電圧推定手段１７により推定された推定誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗから、回転子５の位置と速度を推定する。これは、回転子位置速度推定手段１８が認識している推定角度θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させるものである。また、そこから、推定速度ωｍを作成する。

まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を以下の式で求める。
ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°）・・・（１０）
ここで、ｅｍ：誘起電圧振幅値は、推定誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。

この様にして求めた誘起電圧基準値と誘起電圧推定値との偏差εを作成する。下記式(１１)のように、誘起電圧推定値ｅｓから誘起電圧基準値ｅｓｍを減算したものを偏差εにする。
ε＝ｅｓ−ｅｓｍ・・・（１１）
（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）
この偏差が、０になれば推定角度θｍが真値になるので、偏差εを０にするように推定角度θｍを比例積分演算し補正値をＰＷＭ信号生成手段９に送信する。また、回転子位置速度推定手段１８で推定角度θｍの変動値を演算することにより、推定速度ωｍを作成し、目標速度ω＊を実現するために、目標速度ω＊と推定速度ωｍとの差△ωにより、
ＫＰ△ω＋Ｋ１△ω・・・（１２）
（ＫＰ：比例ゲイン、ＫＩ：積分ゲイン）
の補正値をＰＷＭ信号生成手段９に送信する。

ＰＷＭ信号生成手段９では前記補正値に基づき、出力するべき電圧Ｖ＊を計算し、電圧値Ｖ＊から各相に出力するべき電圧Ｖｓ＊（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を以下の様にして求める。
Ｖｕ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
Ｖｖ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
Ｖｗ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°）・・・（１３）
さらに、このようにして求められた電圧Ｖｓ＊（ｓ：相 ｕ／ｖ／ｗ）を出力するための各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗのＰＷＭ信号は、デューティ補正手段１９により補正され、ベースドライバ１０に出力した後、各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗが駆動して正弦波状の交流を生成する。

以上のごとく、この実施の形態では、推定誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θｍを作成し、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。

次に、デューティ補正手段１９の動作について説明する前に、インバータ母線に流れる電流にブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を、図２〜６を用いて説明する。図２は、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流れる相電流の状態を電気角の区切り毎に表した図である。

電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成手段９で生成されたＰＷＭ信号が図３のように変化した場合（Ｕはスイッチング素子１２ｕを、Ｖはスイッチング素子１２ｖを、Ｗはスイッチング素子１２ｗを、Ｘはスイッチング素子１３ｕを、Ｙはスイッチング素子１３ｖを、Ｚはスイッチング素子１３ｗを動作させる信号で、アクティブＨｉで記載）、インバータ母線には図４に示すようにタイミング１では０、タイミング２ではＷ相巻線４ｗに流れる電流、タイミング３ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。

他にも、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成手段９で生成されたＰＷＭ信号が図５のように変化した場合、インバータ母線には図６に示すようにタイミング１では０、タイミング２ではＵ相巻線４ｕに流れる電流、タイミング３ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。

このように、インバータ２のスイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの状態によってインバータ母線にブラシレスモータ３の相電流が現れることが分かる。上述のように近接したタイミングでニ相分の電流を判断することができれば、
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０・・・（１４）
の関係から３相それぞれの電流が求められることは明白である。

しかしながら、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成手段９で生成されたＰＷＭ信号が図７のように変化した場合、インバータ母線にはタイミング１で０、タイミング３でＶ相巻線４ｖに流れる電流しか現れない。このような変化のＰＷＭ信号が繰り返されると３相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定手段１７で誘起電圧の推
定が不能になり、ブラシレスモータ３の駆動ができなくなる。

デューティ補正手段１９では、上記のような不具合を回避すべく、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流れる相電流を検出する必要が生じた際には、ＰＷＭ信号生成手段９で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、万が一、図７のような信号変化だった場合、例えば図３に示したようなＰＷＭ信号に補正してからベースドライバ１０へ供給する。

このようにして、デューティ補正手段１９から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報が電流検出手段１１ に入力され、電流検出手段１１ではインバータ母線電流にブラシレスモータ３のどの相の電流が現れているのか判断しながら３相それぞれの電流に変換し、以降の誘起電圧推定手段１７での誘起電圧の推定演算に活用される。

このようにして、デューティ補正手段１９から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報が電流検出手段１１ に入力され、電流検出手段１１ではインバータ母線電流にブラシレスモータ３のどの相の電流が現れているのか判断しながら三相それぞれの電流に変換し、以降の誘起電圧推定手段１７での誘起電圧の推定演算に活用される。

また、ブラシレスモータ３に印加される電圧が正弦波から歪みを生じて回転子の位置の推定誤差が大きくなることを防止するために、ＰＷＭ信号生成手段９で決定されたブラシレスモータ３の各相へ印加するべき電圧のピークがインバータ印加電圧検出手段１６によって検出した可変直流電源１から出力されるＤＣ電圧を超える割合である電圧飽和率と、昇降圧手段２１に設定された昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値とを比較して、電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以上の場合は例えば昇圧チョッパ回路を動作させ前記可変直流電源１の電圧を高くし、前記電圧飽和率が前記昇圧用電圧飽和率設定値より小さな値に設定された降圧用電圧飽和率設定値以下の場合、例えば降圧チョッパ回路を動作させるまたは昇圧チョッパ回路の動作を停止させるなどして前記可変直流電源１の電圧を低くしている。

これによって、電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以下の場合は昇圧されず、降圧用電圧飽和率設定値以下の場合は降圧されるため、電圧飽和率が小さい場合、可変直流電源１の電圧が低く保持される。従って、図８に示すとおりＰＷＭ制御されるブラシレスモータ３は可変直流電源１の電圧が低くなると鉄損が減少しモータ効率が高くなるという特性を有するため、モータの高効率運転が可能となる。

（実施の形態２）
図１において、昇降圧手段２１は、回転子位置速度推定手段１８により推定されたブラシレスモータ３の回転速度に応じて切替わる昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値を保持する。このような回転速度に応じての切替えは、回転子位置速度推定手段１８により推定されたブラシレスモータ３の回転速度が予め設定された値より大きい場合はブラシレスモータ３の負荷が軽く、回転子の位置の推定誤差が大きくなっても脱調しづらいと判断し、昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値を大きくするもので、可変直流電源１を昇圧しづらくなるため、モータの高効率運転範囲の拡大が可能となる。

（実施の形態３）
図１において、電流検出手段１１により検出された各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が小さい場合、ブラシレスモータ３の負荷が軽く、回転子の位置の推定誤差が大きくなっても脱調の恐れがないと判定される場合は、電流検出手段１１ により検出された各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）に応じて昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値の切替えを行うことにより、同様の効果を得ることができ
る。

（実施の形態４）
図１において、目標速度が大きい場合、ブラシレスモータ３の負荷が軽く、回転子の位置の推定誤差が大きくなっても脱調の恐れがないと判定される場合は、目標速度に応じて昇圧用電圧飽和率設定値および降圧用電圧飽和率設定値の切替えを行うことにより、同様の効果を得ることができる。

以上のように、インバータ母線電流を検知する電流検出手段１１とデューティ補正手段１９によりブラシレスモータ３の各相の巻線に流れる相電流を検出可能とし、ブラシレスモータ３の各相へ印加される電圧の電圧飽和率設定値を切替え可能とすることでモータの高効率運転範囲の拡大を可能としている。

本発明の電動機駆動装置によれば、電圧指令値の電圧飽和の度合いである電圧飽和率と切替可能な電圧飽和率設定値とを比較し、電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以上の場合は前記可変直流電源の電圧を大きくし、前記電圧飽和率が前記昇圧用電圧飽和率設定値より小さな値に設定された降圧用電圧飽和率設定値以下の場合、前記可変直流電源の電圧を小さくする昇降圧手段とを備えることによって、電圧飽和率が小さい場合は直流電源の電圧を小さくしてモータの高効率運転が可能となるものである。

本発明にかかる空気調和機の圧縮機用電動機駆動装置は、電圧飽和率と電圧飽和率設定値を比較し、前記可変直流電源を昇降圧することによって、モータの高効率運転が可能となるもので、ブラシレスＤＣモータなどの圧縮機用電動機を任意の回転数で駆動する圧縮機用電動機駆動装置等に有用である。

本発明の圧縮機用電動機駆動装置の一実施例の構成を示すブロック図 圧縮機用電動機の相電流状態の時間的変化の一例を表す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を表す図 図３における、ＰＷＭ信号の変化時に圧縮機用電動機、インバータに流れる電流状態を表す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を表す図 図５における、ＰＷＭ信号の変化時に圧縮機用電動機、インバータに流れる電流状態を表す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を表す図 モータ効率と印可電圧の関係の一例を表す図 従来例を表すブロック図

符号の説明

２ インバータ
３ ブラシレスモータ（圧縮機用３相電動機）
９ ＰＷＭ信号生成手段
１１ 電流センサ（電流検出手段）
１６ インバータ印加電圧検出手段
１７ 誘起電圧推定手段
１８ 回転子位置速度推定手段
１９ デューティ補正手段
２１ 昇降圧手段

Claims (5)

1. ３相電動機を駆動するインバータと、インバータ母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータに接続される可変直流電源の電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記インバータの出力電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置と回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、推定された回転子磁極位置の情報に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段と、前記直流電圧検出手段の出力と前記電動機に印加する電圧指令値から電圧飽和の度合いである電圧飽和率を演算して、あらかじめ設定された昇圧用電圧飽和率設定値と比較し電圧飽和率が昇圧用電圧飽和率設定値以上の場合は前記可変直流電源の電圧を高くし、前記電圧飽和率が前記昇圧用電圧飽和率設定値より小さな値に設定された降圧用電圧飽和率設定値以下の場合、前記可変直流電源の電圧を低くする昇降圧手段とを備えたことを特徴とする電動機駆動装置。
2. 昇圧用電圧飽和率設定値と降圧用電圧飽和率設定値を、電動機の回転速度に応じて、切り替えることを特徴とするた請求項１記載の電動機駆動装置。
3. 昇圧用電圧飽和率設定値と降圧用電圧飽和率設定値を、インバータ母線電流に応じて、切り替えることを特徴とする請求項１記載の電動機駆動装置。
4. 昇圧用電圧飽和率設定値と降圧用電圧飽和率設定値を、電動機の回転速度目標値に応じて、切り替えることを特徴とする請求項１記載の電動機駆動装置。
5. 請求項１〜４いずれか１項記載の電動機駆動装置を用いたことを特徴とする空気調和機。

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