JP2010288348A - 同期モータの制御装置とそれを用いた冷凍装置および空調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷トルクが同期モータの回転に同期して変動する場合に、簡単な構成で振動を抑制できる同期モータの制御装置を提供する。さらに、この制御装置を用いた低振動かつ低騒音の冷凍装置および空調装置を提供する。
【解決手段】同期モータ２の制御装置４は、モータ電圧とモータ電流との位相差に基づいてモータ電圧の振幅の基準値Ａを算出する。制御装置４は、さらに、圧縮機３の負荷トルクの変動に合うように予め設定された補正係数Ｃ（Θ）を用いて、算出した振幅の基準値Ａを補正する。このとき、同期モータ２の１回転中で負荷トルクが最小となる機械角の近辺である特定の機械角においてγ軸電流が目標値に一致するように、補正係数Ｃ（Θ）の変化幅が調整される。これによって、同期モータ２の複数回転にわたって負荷トルクが一定のパターンから変動した場合でも、負荷トルクとモータトルクとの差を最小化できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータによって同期モータを制御する同期モータの制御装置、ならびにその同期モータを用いて圧縮機を駆動する冷凍装置および空調装置に関する。

インバータを用いた同期モータの可変速制御は、高効率および高出力運転が可能であるために広く利用されている。その用途の１つに、シングルロータ型圧縮機あるいはレシプロ型圧縮機などが挙げられる。これらの圧縮機は、空気調和機や冷蔵庫などの家電製品に搭載される圧縮機として広く使用されている。

これらの圧縮機用の同期モータを用いて可変速制御を行なう場合に、いくつかの問題がある。第１の問題は、これらの圧縮機では、吸入、圧縮、吐出の各工程ごとに冷媒ガスの圧力が変化するので周期的に負荷トルクが変動することである。このため、負荷トルクの変動に合わせてトルク制御を適切に行なわないと、モータ１回転中で回転速度が変動するために振動や騒音が大きくなってしまう。第２の問題は、圧縮機の内部が高温、高圧となるために、ロータにホールセンサなどのフィードバック用の位置検出器を設けることが困難なことである。このため、センサレス制御によってモータを駆動する必要がある。

上記の問題点を解決するために、周期的に変動する負荷トルクに応じて位置センサレスでモータトルクを制御する同期モータの制御法が開発されている。

図１８は、第１の従来技術の同期モータの制御装置１０４の構成を示すブロック図である（たとえば、特開平１０−２０１２８９号公報（特許文献１）参照）。図１８に示すように、第１の従来技術の同期モータの制御装置１０４は、交流電源１０６の出力を直流電力に変換する整流回路１０７と、整流回路１０７の出力を交流電力に変換してブラシレスモータ１０２に出力するインバータ回路１０５と、位置検出回路１０９と、駆動制御回路１０８とを含む。位置検出回路１０９は、１２０度駆動方式で通電されたブラシレスモータ１０２の端子電圧に含まれている誘起電圧を用いて回転子の位置を検出する。駆動制御回路１０８は、検出された回転子の位置に基づいてブラシレスモータの電機子巻線の通電を切り替える。このとき、ブラシレスモータの１回転が複数区間に分割され、駆動制御回路１０８は、位置検出をもとに各区間の時間を計時するとともに、ブラシレスモータの１回転の平均周期を算出する。駆動制御回路１０８は、得られた平均周期および各区間の時間をもとにして１回転中における速度変化分を算出し、この速度変化分をもとにして１回転中の各区間の印加電圧を補正してトルク制御を行う。

また、特開２００２−４４９８５号公報（特許文献２）に開示される第２の従来技術では、ロータの機械的位置と負荷トルクとの関係が１つのパターンに決定できることに着目する。そして、予め実験によりロータの機械的位置と負荷トルクとの関係を示すトルクパターンを作成し、作成されたトルクパターンに基づいてモータトルクの制御を行なう。モータトルクは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号のデューティ比によって制御される。

特開平１０−２０１２８９号公報 特開２００２−４４９８５号公報

上記の第１の従来技術では、誘起電圧のゼロクロスを検出してロータ位置検出を行っているため、モータの３相をそれぞれ１２０度通電することにより駆動している。したがって、非通電区間ではトルク制御が行えない。また、１２０度通電は１８０度通電に比べ、モータ電流の変化が急峻となるため騒音や騒音が大きくなるという問題もある。また、誘起電圧のゼロクロスを検出するには、同期モータの制御装置に、モータの端子電圧を分圧するための分圧抵抗、およびモータの各端子電圧の分圧同士を比較するコンパレータなどを設けることが必要となる。このため、回路のコストが増加するという問題がある。また、非通電区間が存在するために電流脈動が大きくなり、迅速に制御を安定させるのが困難である。

第２の従来技術の方法は、シングルロータ型圧縮機の負荷トルクの変動に起因した振動が小さくなるように、事前に実験を行なって機械角ごとの制御パラメータを予め求めておくものである。この方法は、非通電区間のない１８０度通電方式にも適用することが可能である。しかしながら、上記の第２の従来技術の場合、トルク制御のために設定した制御パラメータが固定されているため、次に説明するように、負荷トルクが一定のパターンから変化した場合に振動・騒音が増加するという問題がある。

図１９は、負荷トルクおよびモータトルクとロータ角速度との関係を示す図である。図１９（Ａ）はモータトルクを一定に制御した場合のグラフであり、図１９（Ｂ）は負荷トルクの変動に合うようにモータトルクを変化させた場合のグラフである。また、図１９（Ｃ）は、図１９（Ｂ）の場合から負荷トルクのパターンに変化が生じた場合である。図１９（Ａ）〜（Ｃ）において、負荷トルクと機械角との関係は実線で示され、モータトルクと機械角との関係は破線で示され、ロータ角速度と機械角との関係は一点鎖線で示される。

前述のように、モータ１回転中の圧縮機の負荷トルクは、ロータの機械角に応じた一定のパターンで変動する。このため、図１９（Ａ）のようにモータトルクが一定の場合には、負荷トルクの変動に応じてロータの回転速度が変化する。この結果、同期モータに振動や騒音が発生する。

これに対して、図１９（Ｂ）に示すようにモータトルクが負荷トルクに等しくなるようにモータトルクを制御した場合には、ほぼ一定のロータ角速度が得られる。ところが、図１９（Ｃ）のように負荷トルクが一定のトルクパターンからさらに変化した場合には、負荷トルクとモータトルクとの間に差が生じるので、再びロータ角速度が振動することになる。

上記の問題に対して、負荷トルクの大きさを推定することによってモータトルクを制御する方法が考えられる。モータ電流やモータパラメータなどを使用して負荷トルクの大きさを推定することは一応可能ではあるけれども、システムが複雑となるばかりでなく、モータパラメータの推定誤差、モータ電流検出誤差などの複数の推定誤差の累積によりシステムが不安定となることもあり得る。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものである。この発明の目的は、負荷トルクが同期モータの回転に同期して変動する場合に、簡単な構成で振動を抑制できる同期モータの制御装置を提供することであり、さらに、この制御装置を用いた低振動かつ低騒音の冷凍装置および空調装置を提供することである。

この発明は一局面において、負荷装置に接続された同期モータの制御装置であって、インバータ装置と、振幅基準値算出部と、γ軸電流検出部と、補正部と、信号生成部とを備える。ここで、負荷装置の負荷トルクは、同期モータのロータの回転に同期して変動する。インバータ装置は、制御信号を受け、入力された直流電力を制御信号に対応したモータ電圧を有する多相の交流電力に変換して同期モータに出力する。振幅基準値算出部は、同期モータのステータを流れるモータ電流に基づいて、モータ電圧の振幅の基準値を算出する。γ軸電流検出部は、モータ電流を回転座標系に変換したときにモータ電圧の軸と直交する成分電流であるγ軸電流を、同期モータの１回転中で負荷トルクが最小となる機械角の近辺の予め定めた第１の機械角において検出する。補正部は、負荷トルクの変動に合うように予め定められた変動パターンに基づいて振幅の基準値を補正し、さらに、第１の機械角において検出されたγ軸電流が目標値に一致するように変動パターンによる振幅の基準値の補正量を調整する。信号生成部は、補正部によって補正された振幅の基準値に基づいて制御信号を生成する。

好ましくは、第１の機械角は、モータ電圧を正弦波で表わした場合に、各相のモータ電圧が０となる電気角０°および１８０°に対応した機械角のうちで、負荷トルクが最小となる機械角である。

また、好ましくは、同期モータの制御装置は、モータ電流に対応して予め設定された目標位相差を記憶する目標位相差記憶部をさらに備える。この場合、振幅基準値算出部は、モータ電圧とモータ電流との位相差が、目標位相差に一致するように振幅の基準値を算出する。

また、好ましくは、同期モータの制御装置は、同期モータの１回転中の負荷トルクの変動に起因したモータ電流の変動に基づいて、同期モータの機械角と電気角との対応関係を判定する機械角判定部をさらに備える。

また、好ましくは、インバータ装置は、制御信号としてのパルス幅変調信号に応答してスイッチングする複数のスイッチング素子を含む。そして、同期モータの制御装置は、インバータ装置の入力電流を検出する電流センサと、モータ電流推定部とをさらに備える。モータ電流推定部は、パルス幅変調信号に基づいて、複数のスイッチング素子がスイッチングする直前と直後の電流センサによる検出値の変化分を求め、求めた変化分に基づいてモータ電流を推定する。

また、好ましくは、負荷装置は圧縮機である。
また、この発明は他の局面において、同期モータと、同期モータの回転に同期して負荷トルクが変動する負荷装置としての圧縮機と、同期モータを制御する上記の同期モータの制御装置とを備えた冷凍装置または空調装置である。

この発明の同期モータの制御装置によれば、モータ電圧とモータ電流とに基づいて決定したモータ電圧の振幅の基準値が、負荷トルクの変動に合うように予め定められた変動パターンに基づいて補正される。さらに、第１の機械角において検出されたγ軸電流が目標値に一致するように変動パターンによる振幅の基準値の補正量が調整される。これによって、負荷トルクとモータトルクとの差を容易に最小化でき、回転速度の変動や振動を抑制することができる。さらに、この制御装置を用いることによって低振動、低騒音の冷凍装置および空調装置を提供することができる。

この発明の実施の一形態による空調装置１の構成を示す機能ブロック図である。 目標位相差のデータテーブルの一例を示す図である。 図１のモータ電流推定部１２の構成の一例を示すブロック図である。 圧縮機３の負荷トルクの変動パターンを示す図である。 負荷トルクおよびモータトルクとロータ角速度との関係を示す図である。 図１のモータ電流積算部１９の機能を説明するための図である。 モータ電流の積算方法を説明するための表である。 同期モータ２のベクトル図である。 図１の補正係数記憶部２６に記憶された補正係数のデータテーブルの一例を示す図である。 負荷トルクの変動に一致するようにモータトルクを制御した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。 図１０の場合において同期モータのベクトル図の一例を示す図である。 図１０の状態から負荷トルクが増加した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。 図１２の場合において同期モータのベクトル図の一例を示す図である。 図１２の状態からモータ電圧の振幅の補正量を増加した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。 図１４の状態から負荷トルクが減少した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。 図１５の場合において同期モータのベクトル図の一例を示す図である。 図１のγ軸電流検出部２２および補正量算出部２５の処理手順を示すフローチャートである。 第１の従来技術の同期モータの制御装置１０４の構成を示すブロック図である。 負荷トルクおよびモータトルクとロータ角速度との関係を示す図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

［モータ制御装置の全体構成］
図１は、この発明の実施の一形態による空調装置１の構成を示す機能ブロック図である。図１を参照して、空調装置１は、同期モータ２と、同期モータ２に接続された負荷装置としての圧縮機３と、同期モータ２を駆動制御する制御装置４を含む。さらに、制御装置４は、交流（ＡＣ：Alternating Current）電源６と、コンバータ回路７と、インバータ回路５と、電流センサとしての電流検出抵抗（シャント抵抗）１０と、電流検出回路１１と、マイクロコンピュータ８とを含む。

なお、空調装置１は、図１に示した構成の他に、少なくとも室内熱交換器、室外熱交換器、膨張装置、およびこれらを接続する冷媒配管を含む。冷媒配管に設けた四方弁の切り替えにより、冷房運転を行うときには冷媒配管の冷媒の流れ方向を圧縮機→室外熱交換器→膨張装置→室内熱交換器→圧縮機の方向とし、暖房運転を行うときには冷媒回路の冷媒の流れ方向を圧縮機→室内熱交換器→膨張装置→室外熱交換器→圧縮機の方向とする。

図１の同期モータ２は、インバータ回路５によって駆動される４極３相の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）である。この実施の形態の場合、同期モータ２はロータ表面に永久磁石を貼り付けた表面磁石構造の同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）であってもよいし、永久磁石をロータの内部に埋め込んだ埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）であってもよい。ＩＰＭＳＭは、マグネットトルクのほかにリラクタンストルクも利用できるので、ＳＰＭＳＭに比べてより高効率で可変速範囲が広くなる。

同期モータ２によって駆動される圧縮機３は、たとえば、空調装置１によく用いられるシングルロータ型圧縮機である。圧縮機３の負荷トルクは、同期モータ２の回転に同期して変動する。

コンバータ回路７は、交流電源６から出力された単相交流を直流に変換してインバータ回路５に供給する。

インバータ回路５は、コンバータ回路７から出力された直流を３相交流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換して同期モータ２のステータの電機子巻線に供給する。図１の場合、インバータ回路５の各相アームは、高電圧側ノードＨＶと低電圧側ノードＬＶとの間に直列接続された各２個のスイッチング素子としてのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を含む。具体的にＵ相アームはＩＧＢＴＱｕ，Ｑｘを含み、これらの接続ノードが同期モータ２のＵ相巻線に接続される。同様に、Ｖ相アームを構成するＩＧＢＴＱｖ，Ｑｙの接続ノードが同期モータ２のＶ相巻線に接続され、Ｗ相アームを構成するＩＧＢＴＱｗ，Ｑｚの接続ノードが同期モータ２のＷ相巻線に接続される。ＩＧＢＴＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚの各ゲート電極には、後述するパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号生成部１６からＰＷＭ信号が供給される。ＩＧＢＴＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，ＱｚがＰＷＭ信号に応答してスイッチングすることによって、擬似的な正弦波であるモータ電圧が同期モータ２に供給される。また、インバータ回路５は、ＩＧＢＴＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚと逆バイアス方向にそれぞれ並列接続された還流ダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚを含む。

電流検出抵抗１０は、インバータ回路５に入力される直流電流Ｉｄｃを検出するために設けられる。図１の場合、電流検出抵抗１０は、コンバータ回路７の低電圧側の出力ノードとインバータ回路５の低電圧側ノードＬＶとを接続する直流ラインに設けられる。

電流検出回路１１は、電流検出抵抗１０の両端に発生する電圧に基づいてインバータ回路５に供給される直流電流Ｉｄｃを検出する。電流検出回路１１は、直流電流Ｉｄｃの検出値を増幅して、直流電流信号としてマイクロコンピュータ８に出力する。図３を参照して後述するように、この直流電流信号に基づいて同期モータ２のステータの各相に流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが推定される。

マイクロコンピュータ８は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random-Access Memory）、ＲＯＭ（Read-Only Memory）、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器、およびＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器を含む。マイクロコンピュータ８は、Ａ／Ｄ変換器を介して、電流検出回路１１から出力された直流電流信号を検出する。また、マイクロコンピュータ８は、検出した直流電流信号に基づいて、同期モータ２を駆動制御するためのＰＷＭ信号を生成する。生成されたＰＷＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換された後、インバータ回路５に出力される。マイクロコンピュータ８の処理は、プログラムに基づくソフトウェア処理によって行なわれる。

ここで、本実施の形態による同期モータ２の速度制御方式は、他制運転（速度オープンループ運転）方式である。すなわち、マイクロコンピュータ８による制御によって、インバータ回路５は、回転数指令値に対応した強制励磁角周波数ωを有するモータ電圧を同期モータ２の各相に印加する。このとき、マイクロコンピュータ８は、モータ電圧とステータの各相を流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの位相差を検出し、検出した位相差が目標位相差となるようにフィードバック制御する。このような位相差制御は、同期モータ２のロータとステータとの相対位置を直接検出するものではない。しかしながら、位相差とロータおよびステータの相対位置とは、ほぼ比例関係にあるので、位相差を制御することによって間接的にロータおよびステータの相対位置を制御することができる。この結果、同期モータ２の高効率駆動のために適切なタイミングでモータに通電することができる。

図２は、目標位相差のデータテーブルの一例を示す図である。図２に示すように、モータ電圧とモータ電流との位相差の目標値である目標位相差は、同期モータ２のモータ電流の振幅値に対応して予め定められる。図２のデータテーブルでは、１０ビットのＡ／Ｄ変換によって変換されたモータ電流値に対応して目標位相差が与えられている。目標位相差は、同期モータ２の構成によって異なるため、実験やシミュレーションなどによって同期モータ２を高効率に駆動するために適した値が予め決められる。

［マイクロコンピュータによるモータ制御］
再び図１を参照して、マイクロコンピュータ８の動作について詳しく説明する。機能的に見ると、マイクロコンピュータ８は、モータ電流推定部１２と、位相差検出部１３と、目標位相差記憶部１４と、振幅基準値算出部１５と、ＰＷＭ信号生成部１６と、回転数設定部１７と、正弦波データ作成部１８とを含む。主にこれらの構成要素によって、前述の位相差情報のフィードバック制御による他制運転が実現される。

さらに、マイクロコンピュータ８は、モータ電流積算部１９と、平均化部２０と、ロータ位置判定部２１と、γ軸電流検出部２２と、乗算部２４と、補正量算出部２５と、補正係数記憶部２６とを含む。これらの構成要素よって、負荷トルクの変動に応じたモータトルクの制御が実現される。なお、乗算部２４および補正量算出部２５がこの発明の補正部２３に対応する。以下、主として図１を参照して、上記の各構成について説明する。

モータ電流推定部１２は、ＰＷＭ信号生成部１６が生成するＰＷＭ信号に基づいて、各ＩＧＢＴＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚがスイッチングする直前と直後の直流電流信号の変化分を求め、求めた変化分に基づいてモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。モータ電流推定部１２は、特開平８−１９２６３号公報に記載されているものと同様である。

図３は、図１のモータ電流推定部１２の構成の一例を示すブロック図である。図３を参照して、モータ電流推定部１２は、電流検出回路１１から受けた直流電流信号Ｉｄｃに基づいて、各相のモータ電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを算出して出力する。モータ電流推定部１２は、サンプルホールド部３１，３２と、タイミング制御部３３と、減算部３４と、分配演算部３５とを含む。

サンプルホールド部３１，３２は、ＰＷＭ信号によるスイッチングパターンに基づいて、直流電流信号Ｉｄｃのサンプリングおよびサンプリングした値の一時的記憶を交互に行なう。このときのサンプルタイミングは、インバータ回路５のＵ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームのスイッチングパターンに応じてタイミング制御部３３によって制御される。具体的に、サンプルホールド部３１，３２は、一方が各相のアームのスイッチング直前の直流電流信号Ｉｄｃをサンプリングするときに他方がスイッチング直後の直流電流信号Ｉｄｃをサンプリングする。

タイミング制御部３３は、インバータ回路５の各相アームのオン／オフを制御するＰＷＭ信号から各相アームのスイッチングのタイミングを検知し、検知したスイッチングのタイミングに基づいてサンプルホールド部３１，３２でのサンプルタイミングを決定する。

減算部３４は、サンプルホールド部３１，３２がそれぞれサンプリングした直流電流信号Ｉｄ１，Ｉｄ２の差であるΔＩｄを算出する。

分配演算部３５は、電流差ΔＩｄを各相別に分配することによって電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを得る。この信号分配のタイミングは、タイミング制御部３３によって制御される。こうして得られた各相のスイッチング前後の電流差ΔＩｄが、インバータ回路５の各相の出力電流（モータ電流）である。

このようなモータ電流推定部１２を設けることにより、インバータ回路５の出力側に、コイルおよびホール素子で構成された電流センサ、カレントトランスといったモータ電流を検出するための電流センサを設ける必要がないので、コストを削減することができる。

再び図１を参照して、位相差検出部１３は、ＰＷＭ信号生成部１６から出力されたモータ電圧信号とモータ電流推定部１２から出力されたモータ電流信号とを用いてモータ電圧とモータ電流との位相差を検出し、検出した位相差φに関する情報（以下、位相差情報という）を振幅基準値算出部１５に出力する。ここで、モータ電圧信号はＰＷＭ信号生成部１６で作成するので、同期モータ２の各相のモータ電圧を直接検出する必要はない。位相差検出部１３において検出する位相差φは、モータ電圧がモータ電流に対して進み位相の場合は正の値、遅れ位相の場合は負の値、同相の場合は０とする。また、モータ電圧のゼロクロス点とモータ電流のゼロクロス点の位相差から位相差情報を検出する場合、ゼロクロス点は電気角３６０度中に０度と１８０度の２点存在するため、電気角３６０度中に２回位相差を検出することができる。したがって、同期モータ２が４極３相同期モータである場合、モータの１回転が電気角の２周期に対応するので、モータの１回転中に１相あたり４回位相差を検出することができる。

目標位相差記憶部１４は、図２で説明したように、モータ電流と目標位相差との関係を示すデータテーブルを格納している。目標位相差記憶部１４は、モータ電流の大きさに応じた目標位相差φ＊を振幅基準値算出部１５に出力する。

振幅基準値算出部１５は、位相差φと目標位相差φ＊との誤差量を求め、誤差データに対して所定の増幅を行って比例誤差データ（Ｐ）を算出する。さらに、振幅基準値算出部１５は、誤差量を積算してその積算値を増幅して積分誤差データ（Ｉ）を算出する。比例誤差データ（Ｐ）と積分誤差データ（Ｉ）とを加算することによって、モータ電圧の振幅の基準値Ａが得られる。振幅の基準値Ａは、ロータの機械角によらず一定の値である。振幅の基準値Ａは、後述する補正部２３によって補正され、補正後の振幅の基準値がＰＷＭ信号生成部１６に出力される。

回転数設定部１７は、目標とする回転数指令値に対応する強制励磁角周波数ωを決定し、その決定した強制励磁角周波数ωを正弦波データ作成部１８に出力する。同期モータ２の極数を２ｐ（ただし、この実施の形態ではｐ＝２）とし、回転数指令値をＮ［ｒｐｍ］とし、円周率をπとしたとき、強制励磁角周波数ωは、
ω＝２π×ｐ×Ｎ／６０ …(1)
で与えられる。

正弦波データ作成部１８は、所定のデータ個数で構成された正弦波データテーブルを予め記憶している。そして、正弦波データ作成部１８は、強制励磁角周波数ωを用いて、同期モータ２の各相に対応した正弦波データ（電気角で１２０度ずつずらした正弦波データ）ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを正弦波データテーブルから読み出して、ＰＷＭ信号生成部１６に出力する。なお、この正弦波データの作成は、正弦波データテーブルを基に作成する代わりに、演算によって作成しても構わない。

ＰＷＭ信号生成部１６は、正弦波データ作成部１８で作成された各相の正弦波データＳＵ，ＳＶ，ＳＷの各々と、補正部２３から出力された補正後の振幅基準値と乗算することによって、各相のモータ電圧の指令値であるモータ電圧信号を算出する。さらに、ＰＷＭ信号生成部１６は、ＰＷＭ信号のキャリア周期で三角波を発生させ、この三角波の波高値と各相のモータ電圧信号とを比較し、その比較結果に応じてＨレベル／Ｌレベルの信号を出力することによってＰＷＭ信号を生成する。このときのＰＷＭ信号のデューティ値は、補正後の振幅の基準値に応じた値になる。生成された各相のＰＷＭ信号は上アームのＩＧＢＴＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗのゲート電極に出力される。また、下アームのＩＧＢＴＱｘ，Ｑｙ，Ｑｚのゲート電極には、それぞれ上アームのＩＧＢＴＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗに出力するＰＷＭ信号を反転させた信号が出力される。

以上の構成により、同期モータ２のロータ位置を検出する位置センサを設けなくても、１８０度通電方式で高効率に同期モータ２を駆動することが可能となる。

［負荷トルクが周期的に変動する場合のモータ制御］
次に、圧縮機３のように負荷トルクが同期モータ２の回転に同期して変動する場合のモータ制御について説明する。

図４は、圧縮機３の負荷トルクの変動パターンを示す図である。図４において横軸は、ロータの機械角［度]であり、縦軸は負荷トルク［Ｎ・ｍ］を示す。図４に示すように、負荷トルクは機械角に対して一定のパターンで変動する。この理由は、モータ１回転中の吸入、圧縮、吐出の各工程ごとに冷媒ガスの圧力が変化するからである。圧縮工程で負荷トルクが大きくなり、吐出工程で負荷トルクが小さくなる。さらに、負荷トルクの最大値は、吸入圧力値、吐出圧力値、および冷媒流量などの条件に応じて変動する。図４に示す場合には、Ａ〜Ｄの順で負荷トルクの最大値が増加し、負荷トルクの最大値が増加するにつれて、負荷トルクの最大値に対応する機械角も変動している。一方、負荷トルクの最小値は、図４のＡ〜Ｄのいずれの条件の場合もほぼ０であり、このときの機械角もほぼ一定（図４で２７０°〜３００°）になる。

図５は、負荷トルクおよびモータトルクとロータ角速度との関係を示す図である。図５は、モータ電流振幅を一定にした場合の関係を示している。図５の上段の実線のグラフは負荷トルクとロータの機械角との関係を示し、破線のグラフはモータトルクと機械角との関係を示し、一点鎖線のグラフはロータの角速度と機械角との関係を示す。図５の下段のグラフはモータ電圧振幅と機械角との関係を示す。

図５の場合、モータ１回転中で負荷トルクが変動するのに対して、モータ電圧の振幅を一定に制御しているのでモータトルクは機械角に対して一定の値になる。この結果、負荷トルクに応じてモータの回転数が変化することになる。すなわち、モータトルクが負荷トルクより大きい場合にはモータが加速され、逆にモータトルクが負荷トルクより小さい場合にはモータが減速される。結果として、図５に示すようにロータ角速度が振動する。したがって、ロータの角速度を一定に制御するためには、負荷トルクとモータトルクとがほぼ等しくなるようにモータ電圧の振幅を変化させる必要がある。

そこで、図１の補正部２３は、機械角Θに対応して周期的に変化するように予め設定された補正係数Ｃ（Θ）を用いてモータ電圧の振幅の基準値Ａを補正する。さらに、補正部２３は、モータ電圧軸と直交したモータ電流の成分であるγ軸電流を用いて、補正係数Ｃ（Θ）の変化幅を調整する。この場合、補正部２３は、負荷トルクが最小になる機械角の近辺における予め定めた特定の機械角でのγ軸電流の大きさが目標値（たとえば、０）に一致するように制御する。この制御方法は、圧縮機３の負荷トルクの最小値およびそのときの機械角がほとんど変化しない点に着目したものである。負荷トルクの最大値を推定し、推定した負荷トルクの最大値に合わせてモータトルクを制御することも一応可能と考えられるが、ほぼ一定の値になる負荷トルクの最小値に合わせてモータトルクを制御することのほうがはるかに容易である。

上記の制御に必要な機械角Θの値は、モータ電流積算部１９、平均化部２０、およびロータ位置判定部２１によって判定される。また、補正係数Ｃ（Θ）の値は、補正係数記憶部２６に予め記憶される。γ軸電流の値は、γ軸電流検出部２２によってモータ電流に基づいて検出される。以下、これらの構成要素の機能について詳しく説明する。

［電気角と機械角との対応関係の判定］
図６は、図１のモータ電流積算部１９の機能を説明するための図である。図６は、上から順に負荷トルクＴＬ、各相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、Ｕ相のモータ電圧Ｖｕ、およびモータ電流の積算値を示している。横軸は同期モータ２の電気角および機械角である。

また、図７は、モータ電流の積算方法を説明するための表である。以下、図６、図７を参照して図１のモータ電流積算部１９の機能について説明する。

一般に、機械角０°がＵ相の電気角０°に対応するとすると、極数２ｐ（極対数ｐ）のモータの場合の機械角ΘとＵ相の電気角θとの関係は、
Θ＝θ／ｐ …(2)
で表わされる。したがって、この実施の形態の４極３相モータの場合には、機械角０°〜３６０°が電気角０°〜７２０°に対応する。すなわち、機械角で１８０°の位相がずれたとき電気角では３６０°だけ位相がずれることになる。したがって、電気角に基づいてロータの機械的位置を判定するためには、ロータが機械角０°（電気角０°）から機械角１８０°（電気角３６０°）の範囲（図６の区間Ａ）にあるのか、機械角１８０°（電気角３６０°）から機械角３６０°（電気角７２０°）の範囲（図６の区間Ｂ）にあるのかを判別する必要がある。

この実施の形態の同期モータの制御装置４は、ロータの機械的位置を判定するために、負荷トルクＴＬの変動に起因した各相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅の変動を利用する。この場合、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅の変動を検出するために、モータ電流の積算値が用いられる。

具体的には図７の表に示すように、モータ電流積算部１９は、各相のモータ電流のゼロクロス点から次のゼロクロス点までの積分の絶対値を算出する。すなわち、モータ電流を正弦波で表わした場合、各相の電気角０°〜１８０°および１８０°〜３６０°の区間でモータ電流の積分計算が行なわれることになる。したがって、４極３相同期モータの場合には、モータ電流積算値はモータの１回転中で１２回算出されることになる。図６のモータ電流積算値のグラフは、図７の表に基づいて、機械角（電気角）と各相のモータ電流積算値との関係をプロットしたものである。

モータ電流積算部１９の出力を受けて、平均化部２０は、各電気角ごとに、モータ数回転分のモータ電流積算値を平均化する。

ロータ位置判定部２１は、平均化部２０によって平均化されたモータ電流積算値からロータの機械的位置を判定し、その判定結果を補正量算出部２５に与える。具体的には、機械角で１８０°位相がずれたモータ電流積算値の大小比較を行なうことによってロータの機械的位置を判定する。図６の場合、最も大小の差が大きいＵ相モータ電流の位相０°〜１８０°の積算値（符合ＵＰ）を利用してロータの機械的位置を判定するのが好ましい。判定に際して、できるだけ精度よく判定を行なうために、所定の回転数のときに極端な軽負荷または高負荷を避けて判定が行なわれる。なお、ロータの機械的位置の判定を一度行なえばその後は電気角をもとに同期モータの制御を行うことができる。

［γ軸電流の検出］
次に、図１のγ軸電流検出部２２の機能について説明する。

図８は、同期モータ２のベクトル図である。図８のベクトル図では、ロータの磁極の中心の軸がｄ軸と定められ、これより９０°位相の進んだ軸がｑ軸と定められる。また、モータ電圧（端子電圧）Ｖａの方向がδ軸と定められ、δ軸と直交する軸（モータ電圧Ｖａよりも９０°位相が遅れた軸）がγ軸と定められる。このとき、モータ電流のγ軸、δ軸の成分電流Ｉγ，Ｉδは、次式（３）に従ってモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを三相二相変換して二相電流Ｉα，Ｉβを求め、続いて次式（４）に従ってＵ相のモータ電圧の位相θ（ただしθ＝ωｔ、ωは強制励磁角周波数）を基準にして回転座標変換することによって与えられる。

図８に示すように、電機子鎖交磁束ベクトルΨｏは、ロータの永久磁石による電機子鎖交磁束Ψａと、電機子巻線のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑによる電機子反作用とを合成したものである。出力トルク（モータトルクとも称する）は、この電機子鎖交磁束ベクトルΨｏと電流ベクトルＩａとの外積に極対数ｐを乗じることによって得られる。埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）の場合はＬｄ＜Ｌｑの逆突極性を有するため、負のｄ軸電流Ｉｄを流すことによって、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクも出力トルクに加算される。

また、図８のベクトル図において、モータ電圧（端子電圧）Ｖａは、電機子鎖交磁束ベクトルΨｏによって生じた誘導起電力Ｖｏ（＝ωΨｏ）と電機子巻線抵抗Ｒａによる電圧降下ＲａＩａとのベクトル和によって与えられる。このとき、モータ電圧Ｖａと電流ベクトルＩａとの位相差φは、モータ電圧Ｖａとｑ軸との位相差δから電流ベクトルＩａとｑ軸との位相差βを減じたδ−βによって与えられる。

さて、図１のγ軸電流検出部２２は、負荷トルクが最小になる機械角の近辺の予め定めた機械角において、図８の電流ベクトルＩａのγ軸方向の成分電流であるγ軸電流Ｉγを検出する。

ここで、γ軸電流Ｉγは上式（３），（４）に従ってベクトル演算によって算出してもよいが、この実施の形態のγ軸電流検出部２２では、各相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正弦波で表わした場合にモータ電圧が０になる電気角θ＝０°および１８０°におけるモータ電流を利用する。４極３相モータの場合、モータ１回転中の１２箇所（機械角Θ＝０°，３０°，６０°，９０°，１２０°，１５０°，１８０°，２１０°，２４０°，２７０°，３００°，３３０°）でγ軸電流Ｉγはモータ電流Ｉａに等しくなるのでγ軸電流Ｉγを直接検知することができる。γ軸電流検出部２２は、これらの機械角のうちで負荷トルクが最小になるときの機械角（たとえば、３００°）におけるモータ電流を出力する。このようにγ軸電流をモータ電流から直接検知することによって高度な演算処理が必要でなくなるので、低速度の安価なマイクロコンピュータを利用することが可能になる。

［振幅基準値の補正］
図１の補正係数記憶部２６は、同期モータ２の１回転を複数の区間に分けて、各区間における負荷トルクの大きさに合うように予め設定された補正係数Ｃを記憶する。補正係数Ｃは、機械角Θの関数Ｃ（Θ）として表わされることになる。

図９は、図１の補正係数記憶部２６に記憶された補正係数のデータテーブルの一例を示す図である。図９の場合、モータ１回転が機械角で３０°ずつの１２個の区間に分割される。補正係数Ｃ（Θ）は、その平均値が０であり、各区間の負荷トルクの大きさに合うように設定されている。すなわち、補正係数Ｃ（Θ）は、負荷トルクの増加に伴って増加し、負荷トルクの減少に伴なって減少するように周期的に変化する正弦波状の周期関数として与えられる。

図１の補正量算出部２５は、ロータ位置判定部２１から出力された機械角Θに対応する補正係数Ｃ（Θ）を補正係数記憶部２６から読み出し、読み出した補正係数Ｃ（Θ）を用いてモータ電圧の振幅の基準値Ａを補正する。このとき、補正量算出部２５は、γ軸電流検出部２２から出力された特定の機械角（たとえば、３００°）におけるγ軸電流の検出値に応じて、補正係数Ｃ（Θ）の変化幅を調整する。

具体的にこの実施の形態の場合、補正量算出部２５の出力は（１＋ｍ×Ｃ（Θ））と表わされる。乗算部２４は、振幅基準値算出部１５から出力された基準値Ａに補正量（１＋ｍ×Ｃ（Θ））を乗じた、
Ａ×（１＋ｍ×Ｃ（Θ）） …(5)
をＰＷＭ信号生成部１６に出力する。

上式（５）において、補正係数Ｃ（Θ）のよる基準値Ａの補正だけで負荷トルクがモータトルクに等しくなる場合は、上式（５）のｍの値はｍ＝１となる。補正係数Ｃ（Θ）によって基準値Ａを補正した後、負荷トルクがモータトルクよりも増加した場合には、特定の機械角Θ（たとえば、３００°）におけるγ軸電流の値は減少するので、上式（５）のｍを増加させることによって（ｍ＞１）、γ軸電流の値が目標値（たとえば、０）になるように制御する。逆に負荷トルクがモータトルクよりも減少した場合には、特定の機械角Θ（たとえば、３００°）におけるγ軸電流の値は増加するので、定式（５）のｍを減少させることによって（０＜ｍ＜１）、γ軸電流の値が目標値（たとえば、０）になるように制御する。これによって、モータ１回転中での負荷トルクの変動に加えて、複数の回転周期にわたって負荷トルクが変動する場合にも、その変動に合わせてモータトルクを調整することが可能になる。

［モータ制御の具体例］
次に、図１０〜図１６に示す具体例を参照しながら、上記の振幅基準値の補正方法について具体的に説明する。以下の図１０、図１２、図１３、および図１５において、上段の破線のグラフはγ軸電流と機械角との関係を示す。中段の実線のグラフは負荷トルクとロータの機械角との関係を示し、破線のグラフはモータトルクと機械角との関係を示し、一点鎖線のグラフはロータの角速度と機械角との関係を示す。また、下段の実線のグラフは、モータ電圧の振幅と機械角との関係を示す。

図１０は、負荷トルクの変動に一致するようにモータトルクを制御した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。

図１１は、図１０の場合において同期モータのベクトル図の一例を示す図である。
図１０の場合、補正係数記憶部２６に記憶された補正係数Ｃを用いてモータ電圧の振幅の基準値が補正されることによって、モータトルクがモータ１回転中の全ての区間で負荷トルクの変動に一致している。この場合、図１の同期モータ２が非突極性（Ｌｄ＝Ｌｑ）を示す表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）であれば、図１１に示すようにｄ軸電流Ｉｄが０となって高効率の最大トルク制御が実現されている。通常、モータ電圧Ｖａとモータ電流Ｉａ（Ｉａ＝Ｉｑ，Ｉｄ＝０）には位相差φがあるので、図１１に示すようにｄ軸電流Ｉｄが０のときγ軸電流Ｉγはわずかに正の値を示す。なお、埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）の場合には、最大トルク制御ではリラクタンストルクを利用するためにＩｄ＜０で運転されるので、γ軸電流Ｉγはほぼ０になる。

このように、モータ１回転中の全区間でモータトルクを負荷トルクに等しく制御することによって、ロータの角速度はほぼ一定にすることができる。この結果、同期モータ２および圧縮機３の振動および騒音を抑制することができる。

図１２は、図１０の状態から負荷トルクが増加した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。

図１３は、図１２の場合において同期モータのベクトル図の一例を示す図である。
図１２、図１３は、圧縮機の負荷トルクが増加したために、モータトルクが負荷トルクに比べて不足している場合を示している。このようにモータ電圧が不足している状況では、図１３に示すように、モータトルクを増やすべく同期モータ自身が弱め界磁で運転することになる。特に、圧縮機の吐出過程で負荷トルクが最小となる機械角の近辺（図１２の場合、機械角３００°付近）では、ｄ軸電流（励磁成分電流）Ｉｄが負方向に増大する。この結果、図１３に示すようにβ＞δ（φ＜０）となり、γ軸電流Ｉγは減少して負の値になる。また、このようにモータトルクと負荷トルクとにずれが生じた場合には、回転数が変動するので圧縮機の振動、騒音が増大する。

図１４は、図１２の状態からモータ電圧の振幅の補正量を増加した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。図１４の場合には、モータ電圧の振幅の補正量を増加させることによって、特定機械角（図１４の場合３００°）のγ軸電流が目標値である０付近となるように制御されている。この結果、負荷トルクとモータトルクとがほぼ等しくなり、回転速度の変動が低減するので、圧縮機の振動、騒音が減少する。

図１５は、図１４の状態から負荷トルクが減少した場合においてγ軸電流の大きさを模式的に示す図である。

図１６は、図１５の場合において同期モータのベクトル図の一例を示す図である。
図１５、図１６は、圧縮機の負荷トルクが小さくなったために、負荷トルクに比較してモータトルクが過大になっている場合を示している。このようにモータ電圧が過大になっている状況では、図１６に示すように、同期モータ自身が強め界磁で運転することになる。特に、圧縮機の吐出過程で負荷トルクが最小となる機械角の近辺（図１５の場合、機械角３００°付近）では、ｄ軸電流（励磁成分電流）Ｉｄが正方向に増大する。この結果、図１６に示すようにβ＜０となり、γ軸電流Ｉγは増加して０を超える値になる。また、このようにモータトルクと負荷トルクとにずれが生じた場合には、回転数が変動するので圧縮機の振動、騒音が増大する。

図１５、図１６の場合は、図１２、図１３の場合とは逆に、モータ電圧の振幅の補正量を減少させることによって、特定機械角３００°のγ軸電流が目標値（およそ０）に等しくなるように制御される。この結果、負荷トルクとモータトルクとがほぼ等しくなって回転速度の変動が低減するので、圧縮機の振動、騒音が減少する。

［まとめ］
図１７は、図１のγ軸電流検出部２２および補正量算出部２５の処理手順を示すフローチャートである。以下、図１、図１７を参照してこれまでの説明を総括する。

ステップＳ１１で、γ軸電流検出部２２は、モータ１回転中で負荷トルクが最小となる機械角の近辺の特定の機械角でγ軸電流を検出する。γ軸電流をモータ電流から直接検知する場合には、モータ電圧を正弦波で表わした場合の各相の電気角０°および１８０°に対応する機械角のうちで、負荷トルクが最小となるときの機械角が特定の機械角として選択される。

次のステップＳ１２で、補正量算出部２５は、γ軸電流検出部２２から出力されたγ軸電流の検出値と予め設定されたγ軸電流の目標値とを比較する。γ軸電流の目標値は通常０付近に設定される。γ軸電流の検出値が目標値よりも大きい場合には（ステップＳ１２でＹＥＳ）、ステップＳ１４に進み、γ軸電流の検出値が目標値よりも小さい場合には（ステップＳ１２でＮＯ）、ステップＳ１３に進む。

ステップＳ１３で、補正量算出部２５は、周期的に変化する補正係数Ｃ（Θ）の変化幅を増やすことによって、モータ電圧の振幅の基準値Ａの補正量を増加させる。補正後の基準値が前述の式（５）で表わされる場合には、ｍを増加させることになる。また、ステップＳ１４で、補正量算出部２５は、周期的に変化する補正係数Ｃ（Θ）の変化幅を減らすことによって、モータ電圧の振幅の基準値Ａの補正量を減少させる。補正後の基準値が前述の式（５）で表わされる場合には、ｍを減少させることになる。

こうして決定された補正量が基準値Ａに乗算され、補正後の基準値Ａに基づいてＰＷＭ信号が生成される。上記の手順は、モータ１回転ごとに繰返され、最終的にγ軸電流の検出値が目標値に一致するように制御される。

このようにこの実施の形態の同期モータ２の制御装置４によれば、補正部２３は、負荷トルクの変動に合うように予め設定された補正係数Ｃ（Θ）を用いてモータ電圧の振幅の基準値Ａを補正する。このとき、周期的に変化する補正係数Ｃ（Θ）の変化幅は、同期モータ２の１回転中で負荷トルクが最小となる機械角の近辺である特定の機械角におけるγ軸電流Ｉγの大きさが目標値に一致するように調整される。これによって、負荷トルクが一定のパターンから変動した場合でも、特定の機械角におけるγ軸電流の変動に合わせて補正係数Ｃ（Θ）を調整するという簡単な構成によって、負荷トルクとモータトルクとの差を最小化して、回転速度の周期的な変動を抑制することができる。このような構成の同期モータ２の制御装置４は、１８０度通電方式のセンサレス駆動の同期モータに好適に用いることができる。さらに、この制御装置４を用いることによって低振動、低騒音の空調装置を提供することができる。

また、この実施の形態の同期モータの制御装置４は、空調装置１に限らず冷凍装置の圧縮機用の同期モータの駆動にも用いることができる。冷凍装置の場合にはレシプロ型圧縮機がしばしば用いられる。さらに、この実施の形態の同期モータの制御装置４は、周期的な負荷トルク変動を伴う負荷装置全般に対して、このような負荷装置を駆動する同期モータ２として使用することができ、このような負荷装置を高効率で安定に駆動することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 空調装置、２ 同期モータ、３ 圧縮機、４ 同期モータの制御装置、５ インバータ回路、８ マイクロコンピュータ、１０ 電流検出抵抗、１１ 電流検出回路、１２ モータ電流推定部、１３ 位相差検出部、１４ 目標位相差記憶部、１５ 振幅基準値算出部、１６ ＰＷＭ信号生成部、２２ γ軸電流検出部、２３ 補正部、２４ 乗算部、２５ 補正量算出部、２６ 補正係数記憶部、Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）。

Claims (8)

1. 負荷装置に接続された同期モータの制御装置であって、
   前記負荷装置の負荷トルクは、前記同期モータのロータの回転に同期して変動し、
   制御信号を受け、入力された直流電力を前記制御信号に対応したモータ電圧を有する多相の交流電力に変換して前記同期モータに出力するインバータ装置と、
   前記同期モータのステータを流れるモータ電流に基づいて、前記モータ電圧の振幅の基準値を算出する振幅基準値算出部と、
   前記モータ電流を回転座標系に変換したときに前記モータ電圧の軸と直交する成分電流であるγ軸電流を、前記同期モータの１回転中で前記負荷トルクが最小となる機械角の近辺の予め定めた第１の機械角において検出するγ軸電流検出部と、
   前記負荷トルクの変動に合うように予め定められた変動パターンに基づいて前記振幅の基準値を補正し、さらに、前記第１の機械角において検出されたγ軸電流が目標値に一致するように前記変動パターンによる前記振幅の基準値の補正量を調整する補正部と、
   前記補正部によって補正された前記振幅の基準値に基づいて前記制御信号を生成する信号生成部とを備える、同期モータの制御装置。
2. 前記第１の機械角は、前記モータ電圧を正弦波で表わした場合に、各相の前記モータ電圧が０となる電気角０°および１８０°に対応した機械角のうちで、前記負荷トルクが最小となる機械角である、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
3. 前記同期モータの制御装置は、前記モータ電流に対応して予め設定された目標位相差を記憶する目標位相差記憶部をさらに備え、
   前記振幅基準値算出部は、前記モータ電圧と前記モータ電流との位相差が、前記目標位相差に一致するように前記振幅の基準値を算出する、請求項１または２に記載の同期モータの制御装置。
4. 前記同期モータの制御装置は、前記同期モータの１回転中の前記負荷トルクの変動に起因した前記モータ電流の変動に基づいて、前記同期モータの機械角と電気角との対応関係を判定する機械角判定部をさらに備える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置。
5. 前記インバータ装置は、前記制御信号としてのパルス幅変調信号に応答してスイッチングする複数のスイッチング素子を含み、
   前記同期モータの制御装置は、
   前記インバータ装置の入力電流を検出する電流センサと、
   前記パルス幅変調信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子がスイッチングする直前と直後の前記電流センサによる検出値の変化分を求め、求めた前記変化分に基づいて前記モータ電流を推定するモータ電流推定部とをさらに備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置。
6. 前記負荷装置は圧縮機である、請求項１〜５のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置。
7. 同期モータと、
   前記同期モータの回転に同期して負荷トルクが変動する負荷装置としての圧縮機と、
   前記同期モータを制御する請求項１〜６のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置とを備える、冷凍装置。
8. 同期モータと、
   前記同期モータの回転に同期して負荷トルクが変動する負荷装置としての圧縮機と、
   前記同期モータを制御する請求項１〜６のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置とを備える、空調装置。

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