WO2005006534A1

WO2005006534A1 - 空気調和機の圧縮機用電動機駆動装置

Info

Publication number: WO2005006534A1
Application number: PCT/JP2004/010367
Authority: WO
Inventors: Yasuyuki Ejima; Kazuhiro Harada; Hirofumi Noma; Eiji Gotoh
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2003-07-15
Filing date: 2004-07-14
Publication date: 2005-01-20

Description

明細書空気調和機の圧縮機用電動機駆動装置技術分野

本発明は、ブラシレス D Cモータなどの圧縮機用電動機を任意の回転数で駆動する圧縮機用電動機駆動装置に関する。背景技術

近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、効率の高いブラシレス D Cモータを、. インバータを用ヽて可変周波数で駆動するタイプの圧縮機用電動機が広く採用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くできる正弦波駆動技術が注目されている。空気調和機における圧縮機電動機にブラシレス D Cモータを使用する場合、そのモータの回転子位置を検出するためのセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術が提供されている。また、回転子の位置を推定する方法として、モータの誘起電圧を推定することにより行う方法がに記載されている（例えば、特許文献 1参照）。

図 9にこの種の位置センサレス正弦波駆動を行うためのシステム構成を示す。直流電源 1よりの直流電圧は、インバータ 2で交流電圧に変換され、その交流電圧でブラシレスモータ 3が駆動される。このブラシレスモータ 3は、中性点を中心に Y結線された 3つの相巻/線 4 u， 4 V , 4 wが取付けられる固定子 4、および、磁石が装着されている回転子 5を備える。 U相卷線 4 uの非結線端に U相端子 8 u、 V相卷線 4 Vの非結線端に V相端子 8 v、 W相卷線 4 wの非結線端に W 相端子 8 wが接続される。制御部 6はィンバータ 2を制御する。電流センサ 7 V と 7 wはィンバータ 2の出力電流を検出する。ィンバータ 2は、一対のスィッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路を、 U相用， V相用， W相用として 3つ有する。これら直列回路に、直流電源 1から出力される D C電圧が印加される。 U相用の直列回路は、上流側スィツチング素子 1 2 u、および下流側スィツチング素子 1 3 uより成る。 V相用の直列回路は、上流側スイッチング素子 1 2 v、および下流側スィツチング素子 1 3 Vより成る。 W相用の直列回路は、上流側スィツチング素子 1 2 w、および下流側スィツチング素子 1 3 wより成る。なお、フリ一ホイールダィオード 1 4 u , 1 4 V , 1 4 w, 1 5 u , 1 5 v , 1 5 wが、各スイッチング素子と並列に接続される。

ィンバータ 2におけるスィツチング素子 1 2 u , 1 3 uの相互接続点、スィッチング素子 1 2 V， 1 3 Vの相互接続点、およびスィツチング素子 1 2 w， 1 3 wの相互接続点に、ブラシレスモータ 3の端子 8 u , 8 V , 8 wがそれぞれ接続される。

制御部 6において、ブラシレスモータ 3の相卷線 4 V , 4 wに流れる電流を電流センサ 7 V , 7 wによつて検出し、この電流値をもとに誘起電圧推定手段 1 7 は、ブラシレスモータ 3の誘起電圧を推定し、そしてその誘起電圧から回転子位置速度推定手段 1 8は、ブラシレスモータ 3の回転位置および回転速度を推定する。前記検出した回転速度と目標速度との差分信号と、前記検出した回転位置と、相電流とから、 PWM信号生成手段 9は、 PWM (パルス幅変調)信号を作成し、ベースドライバ 1 0を通じてインバータ 2の各スィツチング素子のベースに供給される。これにより、ブラシレスモータ 3は目標速度となるように駆動される。

特許文献 1 ：特開 2000- 350489公報など「位置センサレスモータ制御装置」 (請求項 1、図 1 ) 発明の開示

(発明が解決しようとする技術的課題）

このような従来の、誘起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動においては、駆動する圧縮機用電動機の相電流を検出するために、電流センサとして変流器を最低でも 2つ用いなければならず、駆動装置を構成する上でコストアップの要因となってしまうという問題があった。また、圧縮電動機用としてのこの種のブラシレスモータには、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動性能、および起動時の安定性が要求されていた。

本発明は上記の課題を解決するもので、安価な構成で相電流を正確に検出し、そして、起動時の安定性に優れ、カゝつ、起動時に負荷変動が大きい場合にも安定性に優れた圧縮機用電動機駆動装置を提供することを目的とする。

(その解決方法）

上記課題を解決するために請求の範囲 1に記載の発明は、

3相の電動機を駆動するインバータと、

インバータ入力電流を検出し、その検出電流および後記のデューティ補正手段力ら得たデューティ情報から各相の電流を判定する電流検出手段と、

前記ィンパータの入力電圧値および前記各相の電流から前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、

推定した誘起電圧に基づいて前記電動機の回転子磁極位置及び回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、

前記推定回転子磁極位置を比例積分して角度補正値を得る角度 P I演算手段と、目標速度及び推定回転速度より比例積分を行ない電流指令値を出力する速度 P I演算手段と、

前記電流指令値と前記各相の電流との差分に対して比例積分を行なつて電流補正値を出力する電流 P I演算手段と、

前記両捕正値に基づいて前記ィンバータを制御する PWM信号を生成する P W M信号生成手段と、

前記 PWM信号のデューティを適正に補正するデューティ補正手段を備える。

(従来技術より有効な効果）

請求の範囲 1の発明では、ィンバータ母線電流 (入力電流）のラインの一方にて入力電流を検出し、その入力電流から 3相電動機の各相電流を算出するため、システムを安価に提供できる。また、電流 P I演算手段での比例項ゲインの設定によって起動時の安定した駆動を実現できる。

ィンバータ母線電流から相電流を検出するには、 UVWの各相の信号間での互いの立上がり、立下り部分の時間差にほぼ 5マイクロ秒以上必要となる。そこで請求の範囲 2に記載されるように、デューティ補正手段により、前記時間差が 5 マイクロ秒以下とならないようにデューティを補正することにより、相電流の検出を確実に行える。

請求の範囲 3に記載されるように、電流 P I (比例積分)演算手段の電流比例ゲィンを圧縮機用電動機の起動時において所定時間ごとに可変とすることで、負荷変動の大きい起動時でも各速度に応じたゲインを設定することができ速度安定性を得ることができる。

請求の範囲 4に記載されるように、前記電流 P I制御の電流比例ゲインを読み書き可能なメモリ一に記憶することで、メモリ一のデータを変更するだけで種々の負荷（圧縮機用 3相電動機や使用する製品の差等）に対応可能となり、マイク口コンピュータや電子制御装置の共通化が図れる。図面の簡単な説明

図 1 ：本発明の圧縮機用電動機駆動装置の一実施例の構成を示すプロック図図 2 ：圧縮機用電動機の相電流状態の時間的変化の一例を表す図

図 3 ： PWM信号の変化の一例を表す図

図 4 ：図 3における、 PWM信号の変化時に圧縮機用電動機、インバータに流れる電流状態を表す図

図 5 ： PWM信号の変化の一例を表す図

図 6 ：図 5における、 PWM信号の変化時に圧縮機用電動機、インバータに流れる電流状態を表す図

図 7 ： PWM信号の変化の一例を表す図

図 8 ：速度 P I演算手段の速度比例ゲイン K P設定値

図 9 ：従来例を表すブロック図発明を実施するための最良の形態以下本発明の実施例について図面を参照して説明する。図 1は本実施の形態の構成を示すブロック図である。直流電源 1により供給される直流電圧は、インバータ 2により、所望の周波数および電圧の交流電圧に変換され、ブラシレスモータ 3に給電される。前記ィンバータ 2は制御部 6によりスィツチング制御される。ブラシレスモータ 3は、中性点を中心に Y結線された 3つの相巻線 4 u， 4 V ,

4 wが取付けられる固定子 4、および磁石が装着されている回転子 5を備える。 U相卷線 4 uの非結線端に U相端子 8 u、 V相卷線 4 Vの非結線端に V相端子 8 V、 W相卷線 4 wの非結線端に W相端子 8 wが接続される。

ィンバータ 2は、一対のスィツチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路を、 U相用， V相用， W相用として 3つ有する。これら直列回路に、直流電源 1から出力される D C電圧が印加される。 U相用の直列回路は、上流側スィツチング素子 1 2 u、および下流側スィツチング素子 1 3 uより成る。 V相用の直列回路は、上流側スイッチング素子 1 2 v、および下流側スィツチング素子 1 3 Vより成る。 W相用の直列回路は、上流側スィツチング素子 1 2 w、および下流側スィツチング素子 1 3 wより成る。なお、フリ一ホイールダィオード 1 4 U , 1 4 V , 1 4 w， 1 5 u , 1 5 v , 1 5 wが、各スイッチング素子と並列に接続される。

インバータ 2におけるスイッチング素子 1 2 u， 1 3 uの相互接続点、スイツチング素子 1 2 V， 1 3 Vの相互接続点、およびスィツチング素子 1 2 w， 1 3 wの相互接続点に、ブラシレスモータ 3の端子 8 u , 8 V , 8 wがそれぞれ接続される。

インバータ 2に印加されている直流電圧は、上述したインバータ 2内のスィッチング素子などの回路によって 3相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ 3が駆動される。

外部より与えられる目標速度を実現するために、制御部 6は、その目標速度と、推定した現在の速度との誤差から、ィンバータ 2内の各スィツチング素子を駆動するためのドライブ信号を作成している。

まず、制御部 6での動作の概略を説明する。インバータ母線 (直流側入力ライン）の N側ラインに電流センサ (例えばシャント抵抗器） 1 1が設けられる。相電流検出手段 1 1 aは、電流センサ 1 1の両端に生じた電圧から、ブラシレスモータ 3の相電流を検出する。誘起電圧推定手段 1 7は、前記相電流と、 PWM信号生成手段 9で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段 16が検出したインバータ印加電圧の情報から、ブラシレスモータ 3の誘起電圧を推定する。回転子位置速度推定手段 1 8は、前記誘起電圧から、ブラシレスモータ 3の

"回転子磁極角度 (位置)" および "回転速度" を推定する。角度 P I演算手段 2 0は、前記回転子磁極角度の情報を比例積分して "角度補正値" を得る。速度 P I演算手段 2 1は、目標速度と推定速度との差分を比例積分演算して "電流指令値" を算出する。電流 P I演算手段 22は、前記電流指令値と、電流検出手段 1 1で検出した相電流とから、比例積分演算して電圧指令値の "電流補正値" を算出する。

PWM信号生成手段 9は、両補; iH直に基づいてブラシレスモータ 3を駆動するための "PWM信号" を生成する。その PWM信号はデューティ補正手段 1 9でデューティが適切に補正され、そして、ベースドライバ 10によってドライブ信号に変換される。このように、推定した回転子 5の回転速度と、外部から与えられる目標速度との偏差等の情報から、回転子速度が目標速度となるように、インバータ 2が制御される。

最初に、誘起電圧推定手段 1 7の動作を詳細に説明する。電流検出手段 (その動作は後で述べる） 1 1により検出された各相の巻線に流れる相電流（i u、 i v、 i w) と、 PWM信号生成手段 9で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段 1 6が検出したインバータ印加電圧との情報から、各相の卷線に印加される相電圧（v u、 v v、 vw) が求められる。原理的には、これらの値から、下記式（1)、（2)、（3)の演算により、各相の卷線に誘起される誘起電圧値 e u、 e v、 e w力 S求められる。

e u = v u— R - i u-L - d ( i u) /d t 〜（1)

e v = v v— R ■ i v— L · d ( i v ) / ά t 〜 (2)

e w= v w— R - i w— L · d ( i w) / ά t 〜 (3)

式（1)、（2)、（3)をさらに詳細に展開すると式（4)、（5)、（6)となる。 e u = V u— R ■ i u— ( 1 a + L a ) · d ( i u / d t ― L a s · c o s (2 0 m) · d ( i u) /d t

― L a s - i u - d { c o s (2 0 m) } / d t

+ 0. 5 · L a · d ( i v) /d t

— L a s - c o s (2 Θ m— 1 20° ) . d ( i v) / ά t

-L a s - i v - d { c o s (2 Θ m— 1 20° ) } /d t

+ 0. 5 · L a ■ d ( i w) /d t

— L a s - c o s (2 Θ m+ 1 20° ) - d ( i w) /d t

— L a s i w · d { c o s (2 Θ m+ 1 20° ) } /d t 〜（4) e v = v v— R i v- ( 1 a + L a) · d ( i v) /d t

— L a s c o s (2 Θ m+ 1 20° ) · d ( i v) / ά t

— L a s i v - d {c o s (2 0m+ 1 20° ) } Zd t

+ 0. 5 L a · d ( i w) /d t

— L a s c o s (2 0 m) · d ( i w) / ά t

— L a s i w ■ d { c o s (2 Θ m) } / ά t

+ 0. 5 · L a · d ( i u) / ά t

-L a s - c o s (2 Θ m- 1 20° ) ' d ( i u) / ά t

— L a s i u - d {c o s (2 Θ — 1 20° ) } _ d t 〜（5) e w= v w— R i w- ( 1 a + L a) - d ( i w) /ά t

— L a s c o s (2 Θ m— 1 20° ) - ( i w Zd t

— L a s i w ■ d { c o s (2 Θ m— 1 20° ) } / ά t

+ 0. 5 · L a ■ d ( i u) /d t

— L a s - c o s (2 Θ m+ 1 20° ) - d ( i u) / ά t

-L a s - i u - d { c o s (2 Θ m+ 1 20° ) } Zd t

+ 0. 5 · L a · d ( i v) /d t

— L a s · c o s (2 0m) · d ( i v ) / d t

— L a s ■ i v - d { c o s (2 0 m) } / ά t 〜 (6)

で、 d ( i u) /d t_N d ( i v) /d t、 d ( i w) /d はそれぞれ u i v、 i wの時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れる d Θ

/d tには推定速度 c mを電気角速度に変換したものを用いる。また、 d ( u) /d t、 d ( i v) /d t, d ( i w) /d tは、 1次オイラー近似で求める。なお、 w相電流値 i wは式（1 5)を用いて求める。また、 Rは卷泉一相あたりの抵抗、 1 aは巻線 1相あたりの漏れィンダクタンス、 L aは卷線 1相あたりの有効ィンダクタンスの平均^:、および L a sは巻線 1相あたりの有効ィンダクタンスの振幅である。

更に、相電流値 i u、 i v、 i wが正弦波であると仮定し、 PWM信号生成手段 9の出力電圧に含まれる、電流指令振幅 i aおよび電流指令位相 β Τを用いることで、式（4)、（5)、（6)は、次式（7)、（8)、（9)のごとく簡略化され、誘起電圧推定手段 1 7は、このようにして得られた誘起電圧 e u、 e v、 ewを最終的に出力する。

e u == v u + R i a · s i n ( Θ m+ β T)

+ 1. 5 ( 1 a + L a) - c o s (Θ m+ β T)

- 1. 5 L a s ■ c o s (Θ m- β T) 〜（7)

e v = v v + R i a · s i n (0m+ ]3 T— 1 20° )

+ 1. 5 ( 1 a + L a) - c o s ( 0 m+ ]3 T_ 1 20° )

- 1. 5 L a s · c o s (0m— ;3 T_ 1 20° ) 〜（8)

e w = v w+ R i a ■ s i n (Θ m+ β T一 240° )

+ 1. 5 ( 1 a + L a) - c o s (Θ m+ ]3 T- 240° )

- 1. 5 L a s · c o s (Θ m— T— 240° ) 〜（9)

次に、回転子位置速度推定手段 18の動作について説明する。この回転子位置速度推定手段 1 8は、自身が認識している推定角度 (位置）を、誘起電圧値 e u、 e v、 ewの誤差で補正して真値に収束させることによって、角度 0mを推定し、また、その推定角度 θπιの変動値を演算することにより、速度 comを推定し、これらの各推定値を、角度 Ρ I演算手段 20および速度 Ρ I演算手段 2 1にそれぞれ供給する。

まず、各相の誘起電圧基準値（e um、 e vm、 e wm) を以下の式で求める。 e u m= e m · s i n ( Θ m+ β T)

e v m= e m · s i n (6m+j8 T— 1 20° )

e wm= e m - s i n (Θ m+ β Τ- 240° ) 〜（； L 0) ここで、 e m：誘起電圧振幅値は、推^ 起電圧 e u、 e v、 ewの振幅値と一致させることにより求める。

次に下記式（1 1) のように、推定誘起電圧値 e _Sから誘起電圧基準値 e sm を減算して偏差 εを得る。

ε =β s— e sm 〜 (1 1〉

( s ：相 u/ v/ w)

この偏差 εが 0になれば推定角度 Θ mが真ィ直になるので、偏差 εが 0となるように、角度 Ρ I演算手段 20において、推定角度 0 mを比例積分して補正し、その角度補正値を PWM信号生成手段 9に送信する。

速度 P I演算手段 2 1では、回転子 5の回転速度が目標速度となるように、目標速度 ω *と推定速度 comとの差 Δωから式（1 2 )により比例積分を行い、電流指令値 I *を作成し、電流 Ρ I演算手段 22に供給する。

I *= 1 ΡΔ ω + Κ1 I Δω 〜（1 2)

(KI P :比例ゲイン、 K 1 I ：積分ゲイン）

電流 P I演算手段 22では、固定子 4に電流指令値 I *を流すために、電流指令値 I *と検出された電流との差 Δ Iから式（1 3)で比例積分を行い、得られた電流補正値を PWM信号生成手段 9に供給する。

K2 ΡΔ I +K2 I厶 I 〜（1 3)

(K2 P：比例ゲイン、 K 2 I ：積分ゲイン）

P WM信号生成手段 9では、角度 P I演算手段 20と電流演算手段 22からの両捕正値に基づき、出力すべき電圧 V*を計算し、その電圧値 V*から各相に出力すべき電圧 V s * (s ：相 u/vZw) を式（14)により求める。

Vu *=V* - s i n (Θ m+ β Τ)

V ν *=V* · s i n (θ m+i3 Τ- 1 20° )

Vw*=V* - s i n (θ m+ Τ— 240° ) 〜（14)

このようにして求められた電圧 V s * (s ：相 uZvZw) が実際に出力電圧として出力されるために、各スイッチング素子 1 2 u， 1 2 V , 1 2 w, 1 3 u， 1 3 v， 1 3 wの駆動信号用として PWM信号が作成され、デューティ補正手段 1 9に供給される。次にデューティ補正手段 1 9の動作を説明する前に、インバータ母線に流れる電流に、ブラシレスモータ 3の相電流が現れる様子を、図 2〜6を用いて説明する。図 2は、ブラシレスモータ 3の各相の卷,線に流る相電流の状態を、電気角の区切り毎に表した図である。

電気角 0〜 6 0 ° の区間においては、 U相卷線 4 uと W相卷線 4 wには非結線端から中性点に向けて、 V相巻線 4 Vには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。電気角 6 0〜1 2 0 ° の区間においては、 U相卷線 4 uには非結線端から中性点に向けて、 V相巻線 4 Vと W相卷線 4 wには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。以降、電気角 6 0 ° 毎に各相の卷線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。例えば、図 2において電気角 3 0 ° の時に PWM信号生成手段 9で生成された PWM信号が図 3のように変化した場合（Uはスイッチング素子 1 2 uを、 V はスイッチング素子 1 2 Vを、 Wはスイッチング素子 1 2 wを、 Xはスィッチング素子 1 3 uを、 Yはスイッチング素子 1 3 Vを、 Zはスイッチング素子 1 3 w を動作させる信号で、それぞれアクティブ H iで記載）、インバータ母線には図 4に示すようにタイミング 1では 0、タイミング 2では W相巻線 4 wに流れる電流、タイミング 3では V相卷線 4 Vに流れる電流が現れる。

他にも、図 2において電気角 3 0 ° の時に PWM信号生成手段 9で生成された P WM信号が図 5のように変化した場合、ィンバータ母線には図 6に示すようにタイミング 1では 0、タイミング 2では U相卷線 4 uに流れる電流、タイミング 3では V相卷線 4 Vに流れる電流が現れる。

このように、インバータ 2のスイッチング素子 1 2 u， 1 2 V , 1 2 w , 1 3 u , 1 3 v， 1 3 wの状態によってインバータ母線にブラシレスモ.ータ 3の相電流が現れることが分かる。上述のように近接した 2つのタイミングで、 2相分の電流を判断できれば、

i u + i V + i w= 0 〜丄 5 )

の関係式から他の 1相の電流が求められる。

し力しながら、図 2において電気角 3 0° の時に PWM信号生成手段 9で生成された PWM信号が図 7のごとく、 U相と W相の信号間での互いの立上がり、立下りがほぼ同時に起きた場合は、インバータ母線にはタイミング 1で 0、タイミング 3で V相巻線 4 Vに流れる電流しか現れない。このような変化の P WM信号が繰り返されると 3相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定手段 1 7で誘起電圧の推定が不能になり、ブラシレスモータ 3の駆動ができなくなる。

デューティ補正手段 1 9では、上記のような不具合を回避すべく、 P WM信号生成手段 9で生成される P WM信号をチェックし、万が一、図 7のごとく、 U V Wの各相の信号間での互いの立上がり、立下り部分の時間差が無い時、図 3に示したように、 U VWの各相の信号間での互いの立上がり、立下り部分の時間差が 5マイクロ秒以下とならないように、デューティを補正する。具体的には、 U相のオンタイミングを遅らせ、 W相のオンタイミングを早めている。デューティを補正した P WM信号はベースドライノ 1 0へ供給される。ベースドライバ 1 0は、このようにデューティが適正に補正された P WMで各スィツチング素子 1 2 u， 1 2 V , 1 2 w , 1 3 u , 1 3 v , 1 3 wを正弦波駆動する。

最後に相電流検出手段 1 1 aの動作を説明する。この相電流検出手段 1 1 aは、デューティ補正手段 1 9から出力された P WM信号のデューティ情報 I N Fを参照することで、図 2で述べたような原理に基づき、インバータ母線電流にブラシレスモータ 3のどの相の電流が現れているのかを判定し、入力電流から 3相それぞれの電流に変換する。この相電流は、上述したように誘起電圧推定手段 1 7での誘起電圧の推定演算に活用される。

以上のごとく、この実施の形態では、推 ¾ ^起電圧値と誘起電圧基準値との偏差 εを用いて推定角度 θ πιを作成し、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ 3の正弦波駆動を実現している。そして、制御部 6内の制御ループを成立させるために、ブラシレスモータ 3の各相の卷線に流れる相電流を検出する必要が生じた際に、誘起電圧を推定するアルゴリズムを変えることなく簡単に、かつ確実に相電流検出を行うことができるので安価なシステムを提供できる。さて、図 8に示すように圧縮機の起動時は必要なトルク T qが大幅に変化する。これは圧縮機が停止していて吸込みと吐出間に圧力差のない状態から冷媒を急速に圧縮して吸込みと吐出間に圧力差が発生するまでの急激な変化によるものである。

そこで、電流 P I演算手段 2 2にて電流比例ゲイン K Pの値を図 8に示す時間に応じた多段階の設定とすることでトルク不足や過電流の発生を抑制している。図 8において矢印 1よりも電流比例ゲイン K Pを大きくすると制御が敏感になりすぎィンバータ 2の各スィツチング素子に過電流が流れる状態となり、矢印 2よりも小さくするとゲイン不足で応答が悪くトルク不足となる力多段階の細かな設定によって本不具合が発生するのを防止している。

さらに、電流比例ゲイン K P値を制御部 6の外部から読み書き可能な E E P R OM等のメモリーによる起動データ設定手段 2 2 aに記憶する方式とし、圧縮機用 3相電動機を用いた圧縮機等の容量差等による負荷の差に応じた値をその起動データ設定手段 2 2 aに記憶させることで各負荷に対応した値とすることができ、マイクロコンピュータの R OMを変更することなく電子制御装置の共通化を図れる。産業上の利用の可能性

圧縮機用以外にも、ブラシレスモータを用いた種々の装置に本発明を適用できる。

Claims

請求の範囲

1 . 3相の電動機を駆動するインバータと、

インバータ入力電流を検出し、その検出電流および後記のデューティ補正手段から得たデューティ情報から各相の電流を判定する電流検出手段と、

前記ィンバータの入力電圧値およぴ前記各相の電流から前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、

前記推定回転子磁極位置を比例積分して角度補正値を得る角度 P I演算手段と、目標速度と推定回転速度との差分に対して比例積分を行ない電流指令値を出力する速度 P I演算手段と、

前記両補正値に基づいて前記ィンバータを制御する PWM信号を生成する PW M信号生成手段と、

前記 PWM信号のデューティを適正に補正するデューティ補正手段を備えたことを特徴とする圧縮機用電動機駆動装置。

2 . 前記デューティ捕正手段は、 UVWの各相の信号間での互いの立上がり、立下り部分の時間差が 5マイク口秒以下とならないようにデューティを補正する請求の範囲 1に記載の圧縮機用電動機駆動装置。

3 . 前記電流 P I演算手段における電流比例ゲインを、前記圧縮機用電動機の起動時の必要トルクに応じて多段階に設定する請求の範囲 1または 2に記載の圧縮

4. 前記電流比例ゲインの設定値を読み書き可能なメモリーに記憶する請求の範囲 3に記載の圧縮機用電動機駆動装置。