JP2010252523A

JP2010252523A - 交流モータの制御装置および制御方法

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Publication number: JP2010252523A
Application number: JP2009098986A
Authority: JP
Inventors: Noriko Matsuo; 紀子松尾; Hiroyuki Inagaki; 浩之稲垣
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 2009-04-15
Filing date: 2009-04-15
Publication date: 2010-11-04
Anticipated expiration: 2029-04-15
Also published as: EP2242174A3; US8248007B2; EP2242174A2; JP5515384B2; US20100264859A1

Abstract

【課題】インバータを制御する制御モードやサイクルタイムが切り替わる前後においてそれぞれ出力の安定性および応答性を確保するとともに、切替時にも出力が連続的に切り替わる、制御性の良好な交流モータの制御装置を提供する。
【解決手段】回転磁石形交流モータのロータ回転位置検出手段と、ステータコイル電流検出手段と、パルス幅変調方式を第１（正弦波）制御モードおよび第２（過変調）制御モードに切り替えるモード切替手段２１と、第１制御モード（正弦波）用パラメータを用いて制御信号を演算する第１（正弦波）制御モード演算手段２３と、第２制御モード（過変調）用パラメータを用いて制御信号を演算する第２（過変調）制御モード演算手段２４と、モード切替前後の制御信号の差分をオフセット量として新モードの制御信号に反映するオフセット演算手段２５と、制御信号に基づいて最終的な制御出力信号を演算する制御出力手段（２６、２７）と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、回転磁石形交流モータの制御装置および制御方法に関し、より詳細には、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する制御装置および制御方法に関する。

ロータに永久磁石を設けステータにコイルを設けた回転磁石形交流モータに、インバータを制御してコイル電流を通電する制御装置が知られている。インバータを用いれば、コイル電流の周波数ならびに通電位相を制御することができ、パルス幅変調方式を始めとする制御方式が実用化されている。また、高い制御性を確保するために、必要とされる要求出力に応じて電気入力を制御するだけでなく、ロータの回転位置およびコイル電流を逐次検出してフィードバック制御することが行われており、後述する二軸理論もこの範疇に属する。

この種の制御装置の一例が特許文献１に開示されている。特許文献１のモータ駆動システムの制御装置は、第１および第２のモータ制御手段を備え、交流モータの運転状態に応じて制御方式選択手段が制御方式を選択的に設定する、とされている。制御方式としては、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式および矩形波電力制御方式が示され、前者はさらに正弦波ＰＷＭと過変調ＰＷＭに細分されている。そして、従来必要とされていたインバータ入力側の直流電圧発生部の電圧を検出する電圧センサを不要にするとともに、電圧センサの検出誤差に起因して制御方式切替時に発生するトルク段差を回避できる、とされている。

また、制御装置には電子制御装置が用いられ、制御方式に応じた演算が行われるのが一般的である。三相の回転磁石形交流モータを制御する理論として二軸理論が知られており、非特許文献１などに解説されている。二軸理論は、ロータ上の永久磁石のＮ極の向きをｄ軸とし、ｄ軸から電気角９０度だけ回転した向きをｑ軸とし、ロータの回転位置を基にして三相のコイル電流ベクトルをｄｑ座標軸上の二軸の直流電流に変換し、ｄｑ座標軸上で演算を行って制御すべき変化量を求め、逆変換することで三相領域上の変化量を求める方法である。この二軸理論により、三相の電流ベクトルを制御する各種の制御方式が確立されている。

特開２００７−１５９３６８号公報

武田洋次ほか共著、「埋込磁石同期モータの設計と制御」旺文社、２００１年１０月発行

ところで、二軸理論で求めた変化量に基づきパルス幅変調方式でインバータを制御して交流モータを駆動するとき、要求出力の増加に伴い、制御装置はパルス幅変調方式を正弦波制御モードから過変調制御モードに切り替える必要がある。正弦波制御モードでは、要求出力に相当する正弦波形から基準三角波形を単純に減算して通電位相を示すパルス波形を生成するので、制御装置の演算負荷は軽く、短いサイクルタイムで制御することができる。また、過変調制御モードでは、正弦波形のピークが基準三角波形を超えるため、減算に加えて正弦波形を補正する演算が必要となり、制御装置の演算負荷が増加して、長いサイクルタイムが必要となる。つまり、正弦波制御モードと過変調制御モードで、制御を行うサイクルタイムが異なる。

一方、二軸理論によりｄｑ座標軸上で制御すべき変化量を求める演算では、比例積分微分（ＰＩＤ）制御などの手法により、一定値のパラメータを使用する場合が多い。このパラメータはサイクルタイムの長短に対応して適正に定めることが好ましい。仮に、正弦波制御モードと過変調制御モードで共通のパラメータを用いると、過大制御となってモータの出力が大小に振動する安定性の低下や、過小制御となって負荷変動への追従が遅れる応答性の低下が生じやすくなる。

また、正弦波制御モードと過変調制御モードで別々のパラメータを用いると、各モード内では適正な制御を行えるが、モード切り替えの前後に求めた変化量に一貫性がなくなり、出力が不連続になるおそれがある。正弦波制御モードにおけるサイクルタイムを過変調制御モードに合わせて長くするとともに共通のパラメータを用いるようにすればモード切替時の一貫性の問題は解決するが、正弦波制御モードにおける迅速な応答性が犠牲になる。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、インバータを制御するパルス幅変調方式の正弦波制御モードおよび過変調制御モードにおいてそれぞれ出力の安定性および応答性を確保するとともに、モード切替時にも出力が連続的に切り替わる、制御性の良好な交流モータの制御装置および制御方法を提供することを解決すべき課題とする。また、インバータを制御する際のサイクルタイムが切り替わる前後において、出力の安定性および応答性を確保するとともに、サイクルタイム切替時にも出力が連続的に切り替わる、制御性の良好な交流モータの制御装置および制御方法を提供することを解決すべき課題とする。

上記課題を解決する請求項１に係る交流モータの制御装置の発明は、永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御装置であって、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、前記コイル電流を検出する電流検出手段と、前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに前記パルス幅変調方式を第１制御モードとし、前記要求出力が大きいときに前記パルス幅変調方式を第２制御モードとするモード切替手段と、前記第１制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第１制御モード演算手段と、前記第２制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第２制御モード演算手段と、前記モード切替手段がモードを切り替えた際に、切替直前の旧モードで求めた制御信号と切替直後の新モードで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新モードの前記制御信号に反映するオフセット演算手段と、前記第１制御モード演算手段、前記第２制御モード演算手段、および前記オフセット演算手段で求めた前記制御信号に基づいて最終的な制御出力信号を演算し、パルス幅変調回路を介して前記インバータに送出する制御出力手段と、を備えることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御装置であって、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、前記コイル電流を検出する電流検出手段と、前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに相対的に短い間隔のサイクルタイムである第１サイクルタイムとし、前記要求出力が大きいときに相対的に長い間隔のサイクルタイムである第２サイクルタイムとするサイクルタイム切替手段と、前記第１サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第１サイクルタイム演算手段と、前記第２サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第２サイクルタイム演算手段と、前記サイクルタイム切替手段がサイクルタイムを切り替えた際に、切替直前の旧サイクルタイムで求めた制御信号と切替直後の新サイクルタイムで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新サイクルタイムの前記制御信号に反映するオフセット演算手段と、前記第１サイクルタイム演算手段、前記第２サイクルタイム演算手段、および前記オフセット演算手段で求めた前記制御信号に基づいて最終的な制御出力信号を演算し、パルス幅変調回路を介して前記インバータに送出する制御出力手段と、を備えることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１または２において、前記第１および前記第２制御モード演算手段、または前記第１および前記第２サイクルタイム演算手段は、まず、前記要求出力に相当する要求電流と検出した前記コイル電流との偏差を演算し、次に、該偏差と前記第１あるいは前記第２制御モード用パラメータとの演算、または該偏差と前記第１あるいは前記第２サイクルタイム用パラメータとの演算により必要とされる変化量を求めて前記制御信号とし、前記オフセット演算手段は、前記オフセット量を前記新モードまたは前記新サイクルタイムの前記制御信号に加える反映を行い、前記制御出力手段は、前回送出した制御出力信号と前記制御信号との和を演算して今回送出する制御出力信号とする、ことを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか一項において、前記交流モータは三相交流モータであり、前記第１および前記第２制御モード演算手段または前記第１および前記第２サイクルタイム演算手段と、前記オフセット演算手段と、前記制御出力手段とは、前記ロータ上の前記永久磁石の向きを基準とするｄｑ座標軸を用いて演算を行うことを特徴とする。

上記課題を解決する請求項５に係る交流モータの制御方法の発明は、永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御方法であって、前記ロータの回転位置および前記コイル電流を検出する検出ステップと、前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに前記パルス幅変調方式を第１制御モードとし、前記要求出力が大きいときに前記パルス幅変調方式を第２制御モードとするモード切替ステップと、前記第１制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第１制御モード演算ステップと、前記第２制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第２制御モード演算ステップと、前記モード切替ステップでモードを切り替えた際に、切替直前の旧モードで求めた制御信号と切替直後の新モードで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新モードの前記制御信号に反映するオフセット演算ステップと、前記第１制御モード演算ステップ、前記第２制御モード演算ステップ、および前記オフセット演算ステップの演算結果に基づき、最終的な制御出力信号を演算して前記インバータに送出する制御出力ステップと、を有することを特徴とする。

請求項６に係る発明は、永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御方法であって、前記ロータの回転位置および前記コイル電流を検出する検出ステップと、前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに相対的に短い間隔のサイクルタイムである第１サイクルタイムとし、前記要求出力が大きいときに相対的に長い間隔のサイクルタイムである第２サイクルタイムとするサイクルタイム切替ステップと、前記第１サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第１サイクルタイム演算ステップと、前記第２サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第２サイクルタイム演算ステップと、前記サイクルタイム切替ステップでサイクルタイムを切り替えた際に、切替直前の旧サイクルタイムで求めた制御信号と切替直後の新サイクルタイムで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新サイクルタイムの前記制御信号に反映するオフセット演算ステップと、前記第１サイクルタイム演算ステップ、前記第２サイクルタイム演算ステップ、および前記オフセット演算ステップの演算結果に基づき、最終的な制御出力信号を演算して前記インバータに送出する制御出力ステップと、を有することを特徴とする。

請求項１に係る発明では、交流モータに要求される要求出力に応じてモード切替手段が第１制御モードまたは第２制御モードを選択し、各モードで第１制御モード演算手段または第２制御モード演算手段がそれぞれのパラメータを用いて制御信号を演算し、この演算結果に基づいて制御出力手段が最終的な制御出力信号を演算し、パルス幅変調回路を介して前記インバータに送出する。したがって、各モードのパラメータを個別に設定することができ、適切な制御が行えて、モータ出力の安定性および応答性が確保される。また、モード切替手段がモードを切り替えた際には、オフセット演算手段が動作し、切替前後の制御信号の差分をオフセット量として演算し、このオフセット量を新モードの制御信号に反映する。したがって、モード切替前後の制御が一貫し、モータ出力が円滑に変化する。以上のように、各モード内においても、モード切替時においても、制御性が良好となる。

請求項２に係る発明では、交流モータに要求される要求出力に応じてサイクルタイム切替手段が第１サイクルタイムまたは第２サイクルタイムを選択し、各サイクルタイム内で第１サイクルタイム演算手段または第２サイクルタイム演算手段はそれぞれのパラメータを用いて制御信号を演算し、この演算結果に基づいて制御出力手段が最終的な制御出力信号を演算し、パルス幅変調回路を介して前記インバータに送出する。したがって、各サイクルタイムに基づいてパラメータを個別に設定することができ、適切な制御が行えて、モータ出力の安定性および応答性が確保される。また、サイクルタイム切替手段がサイクルタイムを切り替えた際には、オフセット演算手段が動作し、切替前後の制御信号の差分をオフセット量として演算し、このオフセット量を新サイクルタイムの制御信号に反映する。したがって、サイクルタイム切替前後の制御が一貫し、モータ出力が円滑に変化する。以上のように、各サイクルタイム内においても、サイクルタイム切替時においても、制御性が良好となる。

請求項３に係る発明では、前記第１および前記第２制御モード演算手段、または前記第１および前記第２サイクルタイム演算手段は、まず要求電流とコイル電流との偏差を演算し、次に偏差とパラメータとの演算により必要とされる変化量を求めて制御信号とし、制御出力手段は、前回の制御出力信号と変化量との和を今回の制御出力信号とする。したがって、要求電流が大きく変動しない定常時に、制御出力信号がわずかずつ変化して電流の偏差を確実に解消でき、制御の安定性が良好に保たれる。また、要求電流が変化してモードまたはサイクルタイムが切り替わるときには、オフセット演算手段がオフセット量を新モードまたは新サイクルタイムの制御信号に加える補正を行うことにより制御出力信号が連続的に変化するので、新モードまたは新サイクルタイムに円滑に移行して変動に追随でき、制御の応答性が良好となる。

請求項４に係る発明では、三相交流モータを対象として、ロータ上の永久磁石の向きを基準とするｄｑ座標軸を用いて演算を行う。したがって、直流のｄ軸電流およびｑ軸電流を扱うことで演算が簡略化されるとともに、コイル電流を制御する各種の制御方式、例えば最大トルク／電流制御方式を適用できる。

請求項５に係る方法の発明では、第１制御モードおよび第２制御モードにおいて適切なパラメータを用いた演算によりモータ出力の安定性および応答性を確保でき、モード切替時には切替前後の制御信号が一貫してモータ出力が連続的に切り替わり、制御性が良好となる。

請求項６に係る方法の発明では、第１サイクルタイムおよび第サイクルタイムにおいて適切なパラメータを用いた演算によりモータ出力の安定性および応答性を確保でき、サイクルタイム切替時には切替前後の制御信号が一貫してモータ出力が連続的に切り替わり、制御性が良好となる。

本発明の実施形態の交流モータの制御装置を説明する全体構成図である。図１の実施形態において、制御演算部の機能を説明する機能ブロック図である。図１の実施形態において、交流モータ制御のメインフローを説明するフローチャートである、図３中の電流制御演算のフローを説明するフローチャートである。図４中のオフセット演算のフローを説明するフローチャートである。実施形態の制御装置により三相交流モータおよびインバータを制御した実験結果のｄ軸電流およびｑ軸電流の波形である。従来の制御装置により三相交流モータおよびインバータを制御した比較実験結果のｄ軸電流およびｑ軸電流の波形である。

本発明を実施するための形態を、図１〜図５を参考にして説明する。図１は本発明の実施形態の交流モータの制御装置を説明する全体構成図である。図示されるように、実施形態の制御装置１は、三相交流モータ９１およびインバータ９２を制御するものであり、制御演算部２、回転位置センサ３、２個の電流センサ４Ｕ、４Ｖ、電源電圧センサ５、で構成されている。本発明では、センサ３、４Ｕ、4Ｖ、５も、制御装置１の構成要素として考える。

三相交流モータ９１は、永久磁石を有する図略のロータと、スター結線されたステータコイルＵ、Ｖ、Ｗを有するステータと、で構成されている。永久磁石の極対数や、コイルＵ、Ｖ、Ｗの結線および極数に特別な制約はない。三相交流モータ９１にコイル電流を通電するために、インバータ９２と直流電源９３が配されている。インバータ９２は、制御演算部２から出力されるパルス幅制御信号ＣＳにより制御され、直流電源９３の直流電圧ＤＶを断続して各コイルＵ、Ｖ、Ｗに印加するようになっている。インバータ９２には、周知の回路構成を用いることができる。

三相交流モータ９１のロータの回転位置を検出する位置検出手段として、回転位置センサ３が配設されている。回転位置センサ３には、ロータ上の永久磁石により形成された磁界の変化に応じて電気的出力が変化するコイルを有するレゾルバが用いられ、回転位置θを電気角で検出するようになっている。また、Ｕ相およびＶ相のステータコイルＵ、Ｖに流れるコイル電流ＩＵ、ＩＶを検出する電流検出手段として、２個の電流センサ４Ｕ、４Ｖが配設されている。さらに、直流電源９３の直流電圧ＤＶを検出する電源電圧センサ５が配設されている。各センサ３、４Ｕ、4Ｖ、５の出力は、制御演算部２に取り込まれている。また、三相交流モータ９１に要求される要求出力ＰＲが、図略の上位制御装置から制御演算部２に指令されるようになっている。

制御演算部２は、コンピュータを内蔵してソフトウェアで動作する電子制御装置およびパルス幅変調回路で構成されている。電子制御装置は、ロータとともに回転するｄｑ座標軸上で演算を行うようになっている。図2は、制御演算部２の機能を説明する機能ブロック図である。図示されるように、制御演算部２は、モード切替部２１、三相／ｄｑ軸変換部２２、正弦波制御モード演算部２３、過変調制御モード演算部２４、オフセット演算部２５、演算出力部２６、ｄｑ軸／三相変換部２７．パルス幅変調部２８の各機能部で構成されている。

なお、周知のように、三相電流をｄｑ軸上に変換する際には、三相電流のベクトル和がゼロであることを前提としている。また、以降の説明および図面中の記号・符号で、添字Ｒは上位制御装置から要求された量あるいは制御の目標量を示し、添字ｄおよびｑはｄ軸量およびｑ軸量を示し、添字ＳおよびＫは正弦波制御モード（Ｓ）および過変調制御モード（Ｋ）を示している。以下、各機能部２１〜２８の機能について説明する。

モード切替部２１は、三相交流モータ９１に要求される要求出力ＰＲの大小に応じてパルス幅変調方式を正弦波制御モードまたは過変調制御モードに切り替えるモード切替手段である。具体的には、モード切替部２１は、まず一定の時間間隔ＴＭで指令された要求出力ＰＲに基づき、ステータコイルＵ、Ｖ、Ｗに必要とされる三相の要求電圧実効値Ｖ０および要求電流ＩＲを求める。次に、要求電圧実効値Ｖ０を直流電源９３の電源電圧ＤＶで除した変調率（＝Ｖ０／ＤＶ）を演算し、変調率が所定値以下であれば正弦波制御モードを選択し、所定値を超過したときに過変調制御モードを選択する。モード切り替え用のモード制御信号ＭＳは、正弦波制御モード演算部２３と過変調制御モード演算部２４とを選択的に演算出力部２６に結合する切替器２１１を制御するとともに、オフセット演算部２５に伝送される。また、要求電流ＩＲは、三相／ｄｑ軸変換部２２に伝送されている。

また、本実施形態において、モード切替部２１はサイクルタイム切替手段を兼ねている。つまり、過変調制御モードでは要求電圧の正弦波形を補正して目標とする電圧波形を演算する必要上、サイクルタイムＴＫは相対的に長い間隔の第２サイクルタイムとされ、一方、正弦波制御モードのサイクルタイムＴＳは相対的に短い間隔の第１サイクルタイムとされている。そして、モード切替部２１は、正弦波制御モードの選択と同時に短い間隔のサイクルタイムＴＳを選択し、過変調制御モードの選択と同時に長い間隔のサイクルタイムＴＫを選択するように動作する。

三相／ｄｑ軸変換部２２は、検出されたロータの回転位置θを基にして、検出された２相のコイル電流ＩＵ、ＩＶをｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに変換し、同様に、モード切替部２１から伝送された要求電流ＩＲを要求ｄ軸電流ｉｄＲおよび要求ｑ軸電流ｉｑＲに変換する。ｄｑ座標軸上のコイル電流ｉｄ、ｉｑおよび要求電流ｉｄＲ、ｉｑＲはそれぞれ、正弦波制御モード演算部２３および過変調制御モード演算部２４に伝送される。

正弦波制御モード演算部２３は、第１制御モード演算手段であり、かつ第１サイクルタイム演算手段にも相当する。正弦波制御モード演算部２３は、まずｄｑ座標軸上で要求電流ｉｄＲ、ｉｑＲからコイル電流ｉｄ、ｉｑを差し引いて電流偏差Ｅ（ｅｄ、ｅｑ）を演算し、次に電流偏差Ｅと正弦波用パラメータＰＳとの演算により必要とされる変化量すなわち電圧偏差ＥＶＳ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）を求めて制御信号とする。正弦波用パラメータＰＳは、第１制御モード用パラメータであり、第１サイクルタイム用パラメータにも相当する。求めた電圧偏差ＥＶＳは、オフセット演算部２５に伝送されるとともに、切替器２１１を介して選択的に演算出力部２６に伝送される。

過変調制御モード演算部２４は、第２制御モード演算手段であり、かつ第２サイクルタイム演算手段にも相当する。過変調制御モード演算部２４は、まず電流偏差Ｅ（ｅｄ、ｅｑ）を演算し、次に電流偏差Ｅと過変調用パラメータＰＫとの演算により必要とされる変化量すなわち電圧偏差ＥＶＫ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）を求めて制御信号とする。過変調用パラメータＰＫは、第２制御モード用パラメータであり、第２サイクルタイム用パラメータにも相当する。求めた電圧偏差ＥＶＫは、オフセット演算部２５に伝送されるとともに、切替器２１１を介して選択的に演算出力部２６に伝送される。

オフセット演算部２５は、モード切替部２１から伝送されたモード制御信号ＭＳが切り替わった際にのみ実動する。詳述すると、切替前後の旧モードおよび新モードでそれぞれ求めた電圧偏差ＥＶＳ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）および電圧偏差ＥＶＫ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）の差分をオフセット量ＶＺ（ｖｄＺ、ｖｑＺ）として演算し、このオフセット量ＶＺを演算出力部２６に伝送する。

演算出力部２６は、正弦波制御モード演算手段２３で求めた電圧偏差ＥＶＳ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）、過変調制御モード演算手段２４で求めた電圧偏差ＥＶＫ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）、およびオフセット演算手段２５で求めたオフセット量ＶＺ（ｖｄＺ、ｖｑＺ）に基づき、目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）を演算してｄｑ軸／三相変換部２７に伝送する。演算出力部２６は、前回までの制御に用いた電圧偏差（ＥＶＳ、ＥＶＫ）を順次加算した積分和ＩＮＶ（ｉｎｖｄ、ｉｎｖｑ）を保持しており、かつ、この積分和ＩＮＶを前回の目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）としている。そして、モード切り替えがなければ、前回までの積分和ＩＮＶに今回の電圧偏差（ＥＶＳまたはＥＶＫ）を加えて今回の積分和ＩＮＶおよび目標電圧信号ＶＲとする。また、モード切り替えの際には、前回の積分和ＩＮＶにオフセット量ＶＺ（ｖｄＺ、ｖｑＺ）を加算して補正した後、新モードの電圧偏差（ＥＶＳまたはＥＶＫ）を加えて今回の目標電圧信号ＶＲとする。

ｄｑ軸／三相変換部２７は、ｄｑ座標軸上の目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）を三相領域に逆変換することにより、目標とする三相のコイル電圧波形ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを求めてパルス幅変調部２８に伝送する。パルス幅変調部２８は、三相のコイル電圧波形ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを内部の基準三角波形と比較し、前者が後者を超過している位相で通電するように、インバータ９２にパルス幅制御信号ＣＳを出力する。なおこのとき、直流電源９３の電源電圧ＤＶが参照される。また、演算出力部２６の目標電圧信号ＶＲ、およびｄｑ軸／三相変換部２７のコイル電圧波形ＶＵ、ＶＶ、ＶＷは、制御出力信号に相当するものである。

次に、上述のように構成された本発明の実施形態の交流モータの制御装置１の動作、処理内容について図３から図５の処理フローを参考にして説明する。図３は交流モータ制御のメインフローを説明するフローチャート、図４は図３中の電流制御演算のフローを説明するフローチャート、図５は図４中のオフセット演算のフローを説明するフローチャートである。図３のメインフローにおいて、一連の制御を行うサイクルタイムは正弦波制御モードでＴＳ、過変調制御モードでＴＫ（前述のようにＴＳ＜ＴＫ）であり、いずれもモード切替部２１がモードを見直す時間間隔ＴＭよりも桁違いに小さい。モードの切り替えは一連の制御が終了した後に行われ、メインフローの途中でモードが切り替わることはない。

図３のメインフローにおいて、まずステップＭ１で、２個の電流センサ４Ｕ、４ＶによりＵ相およびＶ相のステータコイルＵ、Ｖに流れるコイル電流ＩＵ、ＩＶが検出されて、制御演算部２に入力される。このとき、三相目のＷ相コイル電流ＩＷは、電流ベクトル和がゼロであることから自動演算される。次にステップＭ２で、回転位置センサ３によりロータ上の回転位置θが検出されて、制御演算部２に入力される。

ステップＭ３では、ロータの回転位置θを基にした変換式により、三相のコイル電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷがｄｑ座標軸上のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに変換される。図中には示されていないが、同じ形の変換式によって要求電流ＩＲも要求ｄ軸電流ｉｄＲ、要求ｑ軸電流ｉｑＲに変換される。ステップＭ４では、ｄｑ座標軸上で要求電流（ｉｄＲ、ｉｑＲ）からコイル電流（ｉｄ、ｉｑ、）が差し引かれて電流偏差Ｅ（ｅｄ、ｅｑ）が演算される。ステップＭ１からステップＭ４までの処理は、モードに関わらず実施される。

次のステップＭ５では、電流偏差Ｅ（ｅｄ、ｅｑ）を小さく制御するための目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）が演算される。この演算内容については図４の電流制御演算フローに示されている。図４において、記号に付されたかっこはサイクルタイムを示し、（ｎ）は今回値、（ｎ−１）は前回値を示している。

図４のステップＳ１１でまず、電流偏差Ｅ（ｅｄ、ｅｑ）の今回値がメインフローから持ち込まれた最新値に置き換えられる。次にステップＳ１２でモード切替直後か否かが判定され、モード切替がなければステップＳ１３に進む。ステップＳ１３では今回のモードが確認され、正弦波制御モードであればステップＳ１４に進み、過変調制御モードであればステップＳ１５に進む。

ステップＳ１４の正弦波制御モードでの電圧偏差ＥＶＳ演算では、比例積分制御により必要とされる変化量すなわち電圧偏差ＥＶＳ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）が制御信号として求められる。ここで、正弦波用パラメータＰＳを用いてｄ軸電圧偏差ｅｖｄを求める演算式は、電流偏差の変化分（ｅｄ（ｎ）―ｅｄ（ｎ−１））に関する比例項と、電流偏差の今回値ｅｄ（ｎ）に関する積分項の線形和で示される。そして、比例項に乗じるパラメータｋｐ１ｓおよび積分項に乗じるパラメータｋｉ１ｓは、正弦波制御モードのサイクルタイムＴＳに合わせて適切に定められている。同様に、ｑ軸電圧偏差ｅｖｑを求めるためのパラメータｋｐ２ｓ、ｋｉ２ｓも適切に定められている。

ステップＳ１５の過変調制御モードでの電圧偏差ＥＶＫ演算でも、ステップ１４と同一の形の演算式が用いられ、過変調用パラメータＰＫの値が異なる。４個の過変調用パラメータＰＫ（ｋｐ１ｋ、ｋｉ１ｋ、ｋｐ２ｋ、ｋｉ２ｋ）は、過変調制御モードのサイクルタイムＴＫに合わせて適切に定められている。

なお、正弦波用パラメータＰＳおよび過変調用パラメータＰＫは、交流モータ９１の機器定数および要求出力ＰＲの変化速度などを用いて設計により設定することができる。あるいは、パラメータの値を変更して比較実験を行った結果を参考にして設定することもできる。

ステップＳ１４およびステップＳ１５に続くステップＳ１６で、積分和ＩＮＶ（ｉｎｖｄ、ｉｎｖｑ）の今回値が演算される。つまり、積分和ＩＮＶの前回値に、ステップＳ１４またはステップＳ１５で求められた電圧偏差（ＥＶＳまたはＥＶＫ）が加算されて、積分和ＩＮＶの今回値とされる。そして、積分和ＩＮＶの今回値が目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）の今回値とされ、ステップＳ１９に進む。

一方、ステップＳ１２でモード切替があったときには、ステップＳ１７のオフセット演算に進む。オフセット演算の内容については、図５のオフセット演算フローに示されている。図５において、記号に付されたかっこ中の添字ＬおよびＮは、モード切替時の旧モードＬおよび新モードＮを示している。

図５のステップＳ３１でまず、新旧両モードにおける電圧偏差（ＥＶＳおよびＥＶＫ）が求められる。この演算は、図４のステップＳ１４およびステップＳ１５と同一である。次にステップＳ３２で、旧モードの電圧偏差（ＥＶＳまたはＥＶＫ）から新モードの電圧偏差（ＥＶＫまたはＥＶＳ）が差し引かれてオフセット量ＶＺ（ｖｄＺ、ｖｑＺ）が求められる。次にステップＳ３３で、前回演算済みの積分和ＩＮＶ（ｉｎｖｄ、ｉｎｖｑ）の前回値にオフセット量ＶＺが加算されて補正される。ステップＳ３３によりオフセット演算が終了し、補正された積分和ＩＮＶの前回値が図４のステップＳ１８に持ち帰られる。

図４のステップＳ１８では、ステップＳ１６と同形の式で、補正された積分和ＩＮＶ（ｉｎｖｄ、ｉｎｖｑ）の前回値に新モードで求められた電圧偏差（ＥＶＳまたはＥＶＫ）が加算され、積分和ＩＮＶの今回値が演算される。そして、積分和ＩＮＶの今回値が目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）の今回値とされ、ステップＳ１９に合流する。

ステップＳ１９では、今回の演算に用いられた電流偏差Ｅ（ｅｄ、ｅｑ）および積分和ＩＮＶ（ｉｎｖｄ、ｉｎｖｑ）が前回値として更新され、次回演算の準備が整えられる。ステップＳ１９により電流制御演算が終了し、ステップＳ１６またはステップＳ１８で求められた目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）の今回値が、図３のメインフローのステップＭ６に持ち帰られる。

ステップＭ６では、ｄｑ座標軸上の目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）が、目標とする三相のコイル電圧波形ＶＵ、ＶＶ、ＶＷに逆変換される。このコイル電圧波形ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを基にして、パルス幅制御信号ＣＳが求められる。

以上説明したメインフローの処理内容は、モード切替部２１が選択したモードのサイクルタイム（正弦波制御モードでＴＳ、過変調制御モードでＴＫ）で、繰り返して行われる。

次に、実施形態の制御装置１の作用、効果について、実験結果を参考にして説明する。図６は、実施形態の制御装置１により三相交流モータ９１およびインバータ９２を制御した実験結果のｄ軸電流およびｑ軸電流の波形である。図中の横軸は共通の時間軸ｔであり、縦軸は電流値を示している。上側のグラフの（１）は要求ｑ軸電流ｉｑＲ、（２）は実測されたｑ軸電流ｉｑであり、下側のグラフの（４）は要求ｄ軸電流ｉｄＲ、（５）は実測されたｄ軸電流ｉｄである。なお、上側のグラフの（３）および下側のグラフの（６）は、モードの切り替わりを示すモード制御信号ＭＳであり、電流値に意味はない。実験は、時刻ｔ０で比較的大きな一定の要求出力ＰＲが要求された条件を設定して行い、時刻ｔ１で正弦波制御モードから過変調制御モードに切り替わっている。正弦波制御モードにおけるサイクルタイムＴＳ、過変調制御モードにおけるサイクルタイムＴＫは正弦波のそれＴＳよりも大（ＴＳ＜ＴＫ）とされており、各サイクルタイムＴＳ、ＴＫに合わせて最適な正弦波用パラメータＰＳおよび過変調用パラメータＰＫが設定されている。

図６に示されるように、時刻ｔ０で（１）要求ｑ軸電流ｉｑＲおよび（４）要求ｄ軸電流ｉｄＲはステップ状に変化し、実際の（２）ｑ軸電流ｉｑおよび（５）ｄ軸電流ｉｄが追従している。後者が前者に概ね一致するまでの応答時間ＴＦ１である。また、（２）ｑ軸電流ｉｑおよび（５）ｄ軸電流ｉｄは、若干の振動はあるものの概ね安定して推移しており、さらには、時刻ｔ１におけるモード切り替えの際にも連続的に変化している。

一方、従来の制御装置で行った比較実験では、図７に示されるｄ軸電流およびｑ軸電流の波形が得られた。比較実験に用いた三相交流モータ９１およびインバータ９２は図６の実験と同一であり、要求負荷ＰＲを始めとする実験条件も同一である。ただ（Ａ）では目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）を演算する際に正弦波用パラメータＰＳのみを用い、（Ｂ）では過変調用パラメータＰＫのみを用いるようにしている。つまり、（Ａ）はサイクルタイムＴＳで最適に動作し（Ｂ）はサイクルタイムＴＫで最適に動作するようになっている。

従来の制御装置（Ａ）によれば、モードが切り替わる時刻ｔ１に達するまでは、図６と同一の（２）ｑ軸電流ｉｑおよび（５）ｄ軸電流ｉｄが得られ、応答時間ＴＦ２は実施形態の応答時間ＴＦ１に略一致している。しかしながら、時刻ｔ１以降の過変調制御モードでは、（２）ｑ軸電流ｉｑおよび（５）ｄ軸電流ｉｄの振動が増加して安定しない。この安定性の低下は、サイクルタイムＴＳで最適に動作する正弦波用パラメータＰＳと、過変調制御モードの実際のサイクルタイムＴＫとの不整合に起因する。

また、従来の制御装置（Ｂ）によれば、時刻ｔ０で要求出力ＰＲが指令された以降の応答時間ＴＦ３は、図６の実施形態の応答時間ＴＦ１の略３倍と大幅に延びている。この応答性の低下は、サイクルタイムＴＫで最適に動作する過変調用パラメータＰＫと、正弦波制御モードの実際のサイクルタイムＴＳとの不整合に起因する。

図６と図７とを比較すれば明らかなように、実施形態の制御装置１は、安定性および応答性の両面で従来よりも優れている。また、直接的には検証されていないが、図６において、時刻ｔ１のモード切替前後で（２）ｑ軸電流ｉｑおよび（５）ｄ軸電流ｉｄが連続的に変化するのは、オフセット演算部２５の作用によるものである。仮に、オフセット演算部２５を設けなければ、モード切替前後の目標電圧信号ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）に一貫性がなくなり、制御性が低下する。

なお、本実施形態では演算の簡略化などを目的としてｄｑ座標軸を用いているが、必要条件ではなく、他の演算手法を用いることもできる。また、図４のステップＳ１４およびステップＳ１５で電圧偏差ＥＶＳおよびＥＶＫを求める演算は比例積分制御によるものとしたが、他の制御手法を用いることもできる。

また、本実施形態では、正弦波制御モードおよび過変調制御モードの切り替えと同時にサイクルタイムの切り替えを行う態様で、出力の安定性および応答性を良好に確保できることを説明した。これに限定されず、本発明は、同一の制御モードを維持しつつサイクルタイムを切り替える態様や、逆に同一のサイクルタイムを維持しつつ制御モードを切り替える態様にも適用できる。その他、本発明は様々な応用が可能である。

１：交流モータの制御装置
２：制御演算部
２１：モード切替部（モード切替手段およびサイクルタイム切替手段を兼ねる）
２１１：切替器２２：三相／ｄｑ軸変換部
２３：正弦波制御モード演算部（第１制御モード演算手段であり第１サイクルタイム演算手段にも相当）
２４：過変調制御モード演算部（第２制御モード演算手段であり第２サイクルタイム演算手段にも相当）
２５：オフセット演算部２６：演算出力部
２７：ｄｑ軸／三相変換部２８：パルス幅変調部
３：回転位置センサ
４Ｕ、４Ｖ：電流センサ
５：電源電圧センサ
９１：三相交流モータＵ、Ｖ、Ｗ：ステータコイル
９２：インバータ９３：直流電源
θ：回転位置ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ：コイル電流ＤＶ：直流電圧
ＰＲ：要求出力Ｖ０：要求電圧実効値ＩＲ：要求電流
ｉｄＲ、ｉｑＲ：ｄｑ座標軸上の要求電流
ｉｄ、ｉｑ：ｄｑ座標軸上のコイル電流
ＭＳ：モード制御信号
ＴＳ：正弦波制御モードのサイクルタイム（第１サイクルタイム）
ＴＫ：過変調制御モードのサイクルタイム（第２サイクルタイム）
Ｅ（ｅｄ、ｅｑ）：電流偏差
ＥＶＳ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）：正弦波制御モードにおける電圧偏差
ＥＶＫ（ｅｖｄ、ｅｖｑ）：過変調制御モードにおける電圧偏差
ＰＳ（ｋｐ１ｓ、ｋｉ１ｓ、ｋｐ２ｓ、ｋｉ２ｓ）：正弦波用パラメータ（第１制御モード用パラメータであり第１サイクルタイム用パラメータにも相当）
ＰＫ（ｋｐ１ｋ、ｋｉ１ｋ、ｋｐ２ｋ、ｋｉ２ｋ）：過変調用パラメータ（第２制御モード用パラメータであり第２サイクルタイム用パラメータにも相当））
ＩＮＶ（ｉｎｖｄ、ｉｎｖｑ）：積分和
ＶＺ（ｖｄＺ、ｖｑＺ）：オフセット量
ＶＲ（ｖｄ、ｖｑ）：目標電圧信号
ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ：コイル電圧波形
ＣＳ：パルス幅制御信号

Claims

永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御装置であって、
前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、
前記コイル電流を検出する電流検出手段と、
前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに前記パルス幅変調方式を第１制御モードとし、前記要求出力が大きいときに前記パルス幅変調方式を第２制御モードとするモード切替手段と、
前記第１制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第１制御モード演算手段と、
前記第２制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第２制御モード演算手段と、
前記モード切替手段がモードを切り替えた際に、切替直前の旧モードで求めた制御信号と切替直後の新モードで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新モードの前記制御信号に反映するオフセット演算手段と、
前記第１制御モード演算手段、前記第２制御モード演算手段、および前記オフセット演算手段で求めた前記制御信号に基づいて最終的な制御出力信号を演算し、パルス幅変調回路を介して前記インバータに送出する制御出力手段と、
を備えることを特徴とする交流モータの制御装置。
永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御装置であって、
前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、
前記コイル電流を検出する電流検出手段と、
前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに相対的に短い間隔のサイクルタイムである第１サイクルタイムとし、前記要求出力が大きいときに相対的に長い間隔のサイクルタイムである第２サイクルタイムとするサイクルタイム切替手段と、
前記第１サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第１サイクルタイム演算手段と、
前記第２サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第２サイクルタイム演算手段と、
前記サイクルタイム切替手段がサイクルタイムを切り替えた際に、切替直前の旧サイクルタイムで求めた制御信号と切替直後の新サイクルタイムで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新サイクルタイムの前記制御信号に反映するオフセット演算手段と、
前記第１サイクルタイム演算手段、前記第２サイクルタイム演算手段、および前記オフセット演算手段で求めた前記制御信号に基づいて最終的な制御出力信号を演算し、パルス幅変調回路を介して前記インバータに送出する制御出力手段と、
を備えることを特徴とする交流モータの制御装置。
請求項１または２において、
前記第１および前記第２制御モード演算手段、または前記第１および前記第２サイクルタイム演算手段は、まず、前記要求出力に相当する要求電流と検出した前記コイル電流との偏差を演算し、次に、該偏差と前記第１あるいは前記第２制御モード用パラメータとの演算、または該偏差と前記第１あるいは前記第２サイクルタイム用パラメータとの演算により必要とされる変化量を求めて前記制御信号とし、
前記オフセット演算手段は、前記オフセット量を前記新モードまたは前記新サイクルタイムの前記制御信号に加える反映を行い、
前記制御出力手段は、前回送出した制御出力信号と前記制御信号との和を演算して今回送出する制御出力信号とする、
ことを特徴とする交流モータの制御装置。
請求項１〜３のいずれか一項において、前記交流モータは三相交流モータであり、前記第１および前記第２制御モード演算手段または前記第１および前記第２サイクルタイム演算手段と、前記オフセット演算手段と、前記制御出力手段とは、前記ロータ上の前記永久磁石の向きを基準とするｄｑ座標軸を用いて演算を行うことを特徴とする交流モータの制御装置。
永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御方法であって、
前記ロータの回転位置および前記コイル電流を検出する検出ステップと、
前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに前記パルス幅変調方式を第１制御モードとし、前記要求出力が大きいときに前記パルス幅変調方式を第２制御モードとするモード切替ステップと、
前記第１制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第１制御モード演算ステップと、
前記第２制御モードにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２制御モード用パラメータを用いて制御信号を演算する第２制御モード演算ステップと、
前記モード切替ステップでモードを切り替えた際に、切替直前の旧モードで求めた制御信号と切替直後の新モードで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新モードの前記制御信号に反映するオフセット演算ステップと、
前記第１制御モード演算ステップ、前記第２制御モード演算ステップ、および前記オフセット演算ステップの演算結果に基づき、最終的な制御出力信号を演算して前記インバータに送出する制御出力ステップと、
を有することを特徴とする交流モータの制御方法。
永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルに、パルス幅変調方式でインバータを制御してコイル電流を通電する交流モータの制御方法であって、
前記ロータの回転位置および前記コイル電流を検出する検出ステップと、
前記交流モータに要求される要求出力が小さいときに相対的に短い間隔のサイクルタイムである第１サイクルタイムとし、前記要求出力が大きいときに相対的に長い間隔のサイクルタイムである第２サイクルタイムとするサイクルタイム切替ステップと、
前記第１サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第１サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第１サイクルタイム演算ステップと、
前記第２サイクルタイムにおいて、検出した前記回転位置および前記コイル電流に基づき、第２サイクルタイム用パラメータを用いて制御信号を演算する第２サイクルタイム演算ステップと、
前記サイクルタイム切替ステップでサイクルタイムを切り替えた際に、切替直前の旧サイクルタイムで求めた制御信号と切替直後の新サイクルタイムで求めた制御信号との差分をオフセット量として演算し、該オフセット量を前記新サイクルタイムの前記制御信号に反映するオフセット演算ステップと、
前記第１サイクルタイム演算ステップ、前記第２サイクルタイム演算ステップ、および前記オフセット演算ステップの演算結果に基づき、最終的な制御出力信号を演算して前記インバータに送出する制御出力ステップと、
を有することを特徴とする交流モータの制御方法。