JP2008042963A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の作動中に電機子の抵抗を測定する範囲を拡大して、通電制御の精度を高めることができる電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ演算部５５は、電動機１が回転しているときに、Ｈｉｇｈサイドのスイッチング素子を全てＯＦＦすると共にＬｏｗサイドのトランジスタを全てＯＮして３相短絡状態とする。電流測定部７１は、３相短絡状態においてが異なるタイミングで３点の相電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃を測定し、抵抗算出部７３は、相電流の変化率とインダクタンス算出部７２により算出されたインダクタンスＬとに基いてコイル抵抗Ｒを算出する。コイル温度算出部７４は、コイル抵抗Ｒに基いてコイル温度Ｔmを算出し、誘起電圧定数算出部７５は、コイル抵抗Ｒに基いて誘起電圧定数Ｋeを算出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、永久磁石界磁型の回転電動機の定数を求め、該定数を用いて該回転電動機の通電制御を行う電動機の制御装置に関する。

永久磁石界磁型の回転電動機において、電機子のコイル抵抗は電動機の温度に依存して変化する。そのため、良好なトルク制御を行うためには、電動機の通電量を制御する際に電機子の抵抗の変化分を補償する必要がある。

そこで、従来より、電動機の停止時や電動機を減速停止する際に、電機子に一定の直流電流が流れるように直流電圧を印加して、該直流電圧と直流電流との比から電機子のコイル抵抗を算出し、算出したコイル抵抗に基いて電動機の通電制御を行うようにする手法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−３１２４９７号公報

上述した電動機の停止時や減速停止する際以外に、例えば電動機が高回転で作動しているときにも、電動機の電機子のコイル抵抗を算出することによって、通電制御の精度をさらに高めることができる。

そこで、本発明は、電動機の作動中に電機子のコイル抵抗を算出する範囲を拡大して、通電制御の精度を高めることができる電動機の制御装置を提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、永久磁石型の回転電動機の各相の電機子に、回転磁界を生じさせるための多相交流電力を供給する電動機の制御装置であって、直流電源と、各相の電機子に対して個別に設けられた該直流電源の高電位側の出力部と電機子間の接続と遮断を切り換えるための第１のスイッチング素子及び該直流電源の低電位側の出力部と電機子間の接続と遮断を切り換えるための第２のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子及び該第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦにより前記多相交流電力を生成して、前記電動機の通電制御を行う通電制御手段とを有する電動機の制御装置の改良に関する。

そして、前記電動機の電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電動機が回転しているときに、前記第１のスイッチ素子を全ＯＮ状態とし且つ前記第２のスイッチング素子を全てＯＦＦ状態とするか又は前記第１のスイッチング素子を全てＯＦＦ状態とし且つ前記第２のスイッチング素子を全てＯＮ状態とする全相短絡状態とし、該全相短絡状態における前記電流検出手段の検出電流の変化率に基いて、前記電動機の電機子のコイル抵抗を算出する抵抗算出手段とを備え、前記通電制御手段は、該抵抗算出手段により算出された前記コイル抵抗に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記電動機が高速で回転している状態においても、前記抵抗算出手段は、前記全相短絡状態として前記電動機の電機子に流れる電流の変化率を検出することによって、電機子のコイル抵抗を算出することができる。これにより、電機子のコイル抵抗を算出することができる前記電動機の動作範囲が広がるため、前記通電制御手段による電機子のコイル抵抗に基く前記通電制御の精度を向上させることができる。

また、詳細は後述するが、前記抵抗算出手段は、前記全相短絡状態における異なる時点での前記電流検出手段の検出電流の変化率の比に基いて、前記電動機の電機子のコイル抵抗を算出することができる。

また、予め設定された基準温度における電機子のコイル抵抗と、前記抵抗算出手段により算出されたコイル抵抗との比に基いて、前記電機子のコイル温度を算出するコイル温度算出手段を備え、前記通電制御手段は、前記コイル温度算出手段により算出されたコイル温度に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記電動機の電機子のコイル抵抗は、該電機子のコイル温度に応じて変化するため、前記コイル温度算出手段は、前記基準温度におけるコイル抵抗と前記抵抗算出手段により算出されたコイル抵抗との比に基いて、コイル抵抗算出時の電機子のコイル温度を算出することができる。そして、前記通電制御手段は、電機子のコイル温度に基いて前記通電制御を行うことによって、前記通電制御の精度を向上させることができる。

また、前記電動機の角速度を検出する角速度検出手段と、該角速度検出手段により検出された前記電動機の角速度と、前記電流検出手段の検出電流と、前記抵抗算出手段により算出されたコイル抵抗とに基いて、前記電動機の誘起電圧定数を算出する誘起電圧定数算出手段を備え、前記通電制御手段は、前記誘起電圧定数算出手段により算出された前記誘起電圧定数に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記誘起電圧定数算出手段は、前記電動機の回転数と電機子に流れる電流と電機子の抵抗とに基いて、前記電動機の誘起電圧定数を算出することができる。そして、該誘起電圧定数の大きさにより、前記電動機の特性が変化するため、前記通電制御手段は、前記電動機の誘起電圧定数に基いて前記通電制御を行うことで、前記通電制御の精度を向上させることができる。

また、予め設定された基準温度における前記電動機の誘起電圧定数と、前記誘起電圧定数算出手段により算出された誘起電圧定数との比に基いて、前記電動機の界磁の磁石温度を算出する磁石温度算出手段を備え、前記通電制御手段は、前記磁石温度算出手段により算出された前記電動機の界磁の磁石温度に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記電動機の誘起電圧定数は界磁の磁石温度に応じて変化するため、前記磁石温度算出手段は、前記基準温度における誘起電圧定数と前記誘起電圧定数算出手段により算出された誘起電圧定数との比に基いて、誘起電圧定数算出時の界磁の磁石温度を算出することができる。そして、前記通電制御手段は、界磁の磁石温度に基いて前記通電制御を行うことによって、前記通電制御の精度を向上させることができる。

また、前記電動機は、永久磁石による界磁を複数個有する第１ロータ及び第２ロータを、回転軸の周囲に同心円状に配置した２重ロータ型の電動機であり、該第１ロータと該第２ロータ間の相対角度であるロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、前記誘起電圧定数算出手段により算出された前記誘起電圧定数を用いて、該ロータ位相差を算出するロータ位相差算出手段とを備え、前記通電制御手段は、前記ロータ位相差算出手段により算出された前記ロータ位相差に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ位相差変更手段により前記ロータ位相差を変更すると、それに応じて前記電動機の誘起電圧定数が変化する。そのため、前記通電制御手段は、前記ロータ位相差算出手段により算出される現在の前記ロータ位相差に基いて前記通電制御を行うことで、前記電動機の誘起電圧定数の変化を考慮した精度の良い前記通電制御を行うことができる。

また、前記通電制御手段は、所定の目標トルクに応じて設定した目標電流と、前記電流検出手段の検出電流との偏差を減少させるように、前記電動機の電機子に出力する電圧のレベルを決定する電流フィードバック制御部と、前記相短絡状態が解除されて前記電動機の通電制御を再開するときに、前記電流フィードバック制御部により決定された前記電動機の電機子に出力する電圧のレベルを増加する補正を行う出力電圧補正手段とを備えたことを特徴とする。

かかる本発明において、前記全相短絡状態としている間は前記通電制御を行うことができないため、前記電動機の出力トルクが前記目標トルクから減少する。そこで、前記全相短絡状態が解除されて前記通電制御が再開されるときに、前記出力電圧補正手段により前記電流フィードバック制御部によって決定された前記電動機の電機子に出力する電圧のレベルを増加する補正を行うことで、前記電動機の出力トルクを速やかに前記目標トルクまで復帰させることができる。

また、前記電動機の回転数を検出する回転数検出手段を備え、前記抵抗算出手段は、前記電動機が、前記全相短絡状態としたときに前記電動機の各相の電機子に流れる電流のベクトル和である相電流が所定値以上となると想定される回転数で回転しているときに、前記全相短絡状態として電機子のコイル抵抗を算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記全相短絡状態としたときに、前記電動機の各相の電機子に流れる電流の変化率が安定するため、前記抵抗算出手段によるコイル抵抗の算出精度を高めることができる。

また、前記通電制御手段は、前記通電制御において、所定の目標トルクが得られるように前記電動機の電機子に対する通電量を制御し、前記抵抗算出手段は、前記電動機が、前記全相短絡状態としたときに前記相電流が前記所定値以上となり、且つ前記電動機の出力トルクと前記目標トルクとの差が所定範囲内になると想定される回転数で回転しているときに、前記全相短絡状態として前記電動機のコイル抵抗を算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記抵抗算出手段によるコイル抵抗の算出精度を高めることができると共に、前記全相短絡状態に移行したときに前記電動機の出力トルクが前記目標トルクから乖離する度合を小さくすることができる。

また、前記通電制御手段は、前記通電制御において、所定の目標トルクが得られるように前記電動機の電機子に対する通電量を制御し、前記抵抗算出手段は、前記電動機が、前記全相短絡状態としたときに前記電動機の出力トルクと前記目標トルクとの差が所定範囲内になると想定される回転数で回転しているときに、前記全相短絡状態として前記電動機の電機子のコイル抵抗を算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記全相短絡状態に移行したときに前記電動機の出力トルクが前記目標トルクから乖離する度合を小さくすることができる。

本発明の実施の形態について、図１〜図１５を参照して説明する。図１は本発明の電動機の制御装置の全体構成図、図２は図１に示した２重ロータを備えたＤＣブラシレスモータの構成図、図３及び図４は外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図、図５は図１に示したＰＷＭ演算部のスイッチング回路の構成図、図６は図１に示したＰＷＭ演算部のデッドタイム及び３相短絡状態の設定回路の構成図、図７は図６に示した回路のタイミングチャート、図８及び図９は３相短絡状態として電動機の定数を算出する処理のフローチャート、図１０は３相短絡の実行条件の説明図、図１１は３点の電流測定を行うためのトリガ信号の出力回路及びサンプル・ホールド回路の構成図、図１２は３点の電流測定を行うタイミングの説明図、図１３は電機子のインダクタンスを算出する処理の説明図、図１４は電機子の抵抗を算出する処理の説明図、図１５はｄｑ座標系における電圧ベクトル図である。

図１を参照して、本発明の電動機の制御装置（以下、電動機制御装置という）は、２重ロータを備えたＤＣブラシレスモータである電動機１の作動を制御するものである。先ず、図２〜図４を参照して、電動機１の構成について説明する。

図２に示したように、電動機１は、永久磁石１１ａ，１１ｂの界磁が周方向に沿って等間隔に配置された内側ロータ１１と、永久磁石１２ａ，１２ｂの界磁が周方向に沿って等間隔に配置された外側ロータ１２と、内側ロータ１１及び外側ロータ１３に対する回転磁界を発生させるための電機子１０ａを有するステータ１０とを備えたＤＣブラシレスモータである。なお、内側ロータ１１と外側ロータ１２のうちの一方が本発明の第１ロータに相当し、他方が本発明の第２ロータに相当する。

内側ロータ１１と外側ロータ１２は、共に回転軸が電動機１の回転軸２と同軸となるように同心円状に配置されている。そして、内側ロータ１１においては、Ｓ極を回転軸２側とする永久磁石１１ａとＮ極を回転軸２側とする永久磁石１１ｂが交互に配置されている。同様に、外側ロータ１２においても、Ｓ極を回転軸２側とする永久磁石１２ａとＮ極を回転軸２側とする永久磁石１２ｂが交互に配置されている。

そして、電動機１は、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差であるロータ位相差を変更するために、遊星歯車機構等の相対回転機構（図示しない）を備えており、該相対回転機構をアクチュエータ２５（図１参照）により作動させることによって、ロータ位相差を変更することができる。なお、アクチュエータ２５としては、例えば電動機や油圧によるものを用いることができる。

また、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差は、少なくとも電気角で１８０度の範囲で進角側又は遅角側に変更可能に構成され、電動機１の状態は、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂと内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂが同極同士を対向して配置された界磁弱め状態と、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂと内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂが異極同士を対向して配置された界磁強め状態との間で、適宜設定可能となっている。

図３（ａ）は界磁強め状態を示しており、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂの磁束Ｑ２と内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂの磁束Ｑ１の向きが同一であるため、合成された磁束Ｑ３が大きくなる。一方、図３（ｂ）は界磁弱め状態を示しており、外側ロータ１２の永久磁石１２ａ，１２ｂの磁束Ｑ２と内側ロータ１１の永久磁石１１ａ，１１ｂの磁束Ｑ１の向きが逆であるため、合成された磁束Ｑ３が小さくなる。

図４は、図３（ａ）の状態と図３（ｂ）の状態において、電動機１を所定回転数で作動させた場合にステータ１０の電機子に生じる誘起電圧を比較したグラフであり、縦軸が誘起電圧（Ｖ）に設定され、横軸が電気角（度）に設定されている。図中ａが図３（ａ）の状態（界磁強め状態）であり、ｂが図３（ｂ）の状態（界磁弱め状態）である。図４から、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差を変更することで、生じる誘起電圧のレベルが大幅に変化していることがわかる。

そして、このように、外側ロータ１２と内側ロータ１１の位相差を変更して、界磁の磁束を増減させることにより、電動機１の誘起電圧定数Ｋeを変化させることができる。これにより、誘起電圧定数Ｋeが一定である場合に比べて、電動機１の出力及び回転数に対する運転可能領域を拡大することができる。また、ｄｑ座標変換により、ｄ軸（界磁軸）側の電機子に通電して界磁弱め制御を行う場合に比べて、電動機１の損失が減少するため、電動機の効率を高めることができる。

次に、図１を参照して、電動機制御装置の構成について説明する。電動機制御装置は、電動機１を界磁方向をｄ軸としｄ軸と直交する方向をｑ軸とした２相直流の回転座標系による等価回路に変換して扱い、外部から与えられるトルク指令値Ｔr_cに応じたトルクが電動機１から出力されるように、電動機１に対する通電量を制御するものである。

電動機制御装置はＣＰＵ、メモリ等により構成される電子ユニットであり、トルク指令値Ｔr_cと電動機１の回転数ωと電動機１のロータ位相差の検出値θd_eとに基いて、ｄ軸側の電機子（以下、ｄ軸電機子という）の通電量（以下、ｄ軸電流という）の指令値Ｉd_cとｑ軸側の電機子（以下、ｑ軸電機子という）の通電量（以下、ｑ軸電流という）の指令値Ｉq_cとを算出する電流指令算出部５０、電流センサ６０，６１（本発明の電流検出手段に相当する）により検出されてＢＰ（バンドパスフィルタ）５７により不要成分が除去された電流検出信号と、レゾルバ６２により検出される外側ロータ１２のロータ角度θmとに基いて、３相／ｄｑ変換によりｄ軸電流の検出値Ｉd_sとｑ軸電流の検出値Ｉq_sとを算出する３相／ｄｑ変換部５６、電動機１の電機子のコイル温度Ｔcと界磁磁石の温度Ｔmの上昇による出力トルクの減少を補償するためのｑ軸補償電流Ｉq_aを算出する電力制御部９１、電動機１の相電圧（各相の電機子の端子間電圧の合成ベクトル）が電源電圧Ｖdcに応じて設定された電圧円内に入るように、ｄ軸電流を流すためのｄ軸補償電流Ｉd_aを算出する第１の界磁制御部９２、ロータ位相差の指令値θd_cと検出値θd_eとの偏差による界磁弱めの不足分を補うためのｄ軸補正電流ΔＩd_vol_2を決定する位相差追従判定部８０を備えている。

また、電動機制御手段は、ｄ軸電流の指令値Ｉd_cと検出値Ｉd_sとの偏差にｄ軸補償電流Ｉd_aとｄ軸補正電流ΔＩd_vol_2を加算してΔＩdを算出する加減算器５２、ｑ軸電流の指令値Ｉq_cと検出値Ｉq_sとの偏差にｑ軸補償電流Ｉq_aを加算してΔＩqを算出する加減算器５１、ΔＩd及びΔＩqに基いてｄ軸電機子に印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指令値Ｖd_cとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧という）の指令値Ｖq_cを決定する電流ＦＢ（フィードバック）制御部５３（本発明の電流フィードバック制御部、及び出力電圧補正部の機能を含む）、ｄ軸指令電圧Ｖd_cとｑ軸指令電圧Ｖq_cを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）交流電圧の指令値Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_cに変換するｄｑ／３相変換部５４、Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_cに基いて３相交流電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成し、電動機１に出力するＰＷＭ演算部５５を備えている。

なお、電流指令算出部５０、加減算器５１、加減算器５２、電流ＦＢ制御部５３、ｄｑ／３相変換部５４、ＰＷＭ演算部５５、ＢＰフィルタ５７、３相／ｄｑ変換部５６、電力制御部９１、及び第１の界磁制御部９２により本発明の通電制御手段が構成される。

さらに、電動機制御装置は、相電圧のベクトル（Ｖd_cとＶq_cの合成ベクトル）が直流電源電圧Ｖdcに応じて設定される電圧円ｃ（後述する図１５参照）の円周上をトレースするように、界磁弱めの必要電流ΔＩd_volを決定する第２の界磁制御部８１、ΔＩd_volをｄ軸電機子に通電した場合と同等の界磁弱め効果を生じさせるためのロータ位相差の指令値θd_cを決定して、アクチュエータ２５及び位相差追従判定部８０に出力するＩd／θd_c置換部８２、レゾルバ６２により検出される電動機１のロータ角度θmを微分して角速度ωを出力する微分器６３（本発明の角速度検出手段に相当する）、ｄ軸電流の指令値Ｉd_c及びｑ軸電流の指令値Ｉq_cからｄ軸電機子のインダクタンスＬdとｑ軸電機子のインダクタンスＬqを算出するＬd，Ｌq算出部７２ａとＬd，Ｌqからロータ角度θmにおける電機子のインダクタンスＬを算出するＬ算出部７２ｂとを有するインダクタンス算出部７２、ＢＰフィルタ５７を介してＵ相の電流センサ６０の電流検出信号Ｉuを入力し、後述する３相短絡状態で３点の電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃を測定する電流測定部７１、電流測定部７１により測定された電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃とインダクタンスＬとから電機子の抵抗Ｒを算出するＲ算出部７３と、抵抗Ｒから電機子のコイル温度Ｔcを算出するコイル温度算出部７４、角速度ωとｄ軸電機子のインダクタンスＬdと抵抗Ｒとｄ軸電流の指令値Ｉd_cとｑ軸電流の指令値Ｉq_cとｑ軸電圧の指令値Ｖq_cとから誘起電圧定数Ｋeを算出する誘起電圧定数算出部７５、ロータ位相差を検出する位相差検出器７７、及び位相差検出器７７によるロータ位相差の検出値θd_eと誘起電圧定数Ｋeから界磁の磁石温度Ｔmを算出する磁石温度算出部Ｔmを備えている。

図５を参照して、ＰＷＭ演算部５５は、電動機１の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電機子２３０，２３１，２３２と直流電源２１０のＨｉｇｈサイド（高電位側）の出力部２１０ａとの接続／遮断を切り換えるためのトランジスタ２２０，２２２，２２４（本発明の第１のスイッチング素子に相当する）と、電動機１の各相の電機子２３１，２３１，２３２と直流電源３１０のＬｏｗサイド（低電位側）の出力部２１０ｂとの接続／遮断を切り換えるためのトランジスタ２２１，２２３，２２５（本発明の第２のスイッチング素子に相当する）と、３相交流電圧を生成するための制御信号を出力するＰＷＭ回路２４１と、各トランジスタ２２０〜２２５のベースに駆動信号を出力するベースドライブ回路２４０とを備えている。

そして、各制御サイクルにおける直流電源２１０から各相の電機子２３０，２３１，２３２への通電方向の比率を変更するＰＷＭ制御により、電動機１への通電量が制御される。また、各電機子２３０，２３１，２３２への通電方向を切り換えるときには、ＨｉｇｈサイドのトランジスタとＬｏｗサイドのトランジスタが共にＯＮ（導通状態）して、トランジスタに過電流が流れることを防止するために、ＨｉｇｈサイドのトランジスタとＬｏｗサイドのトランジスタを共にＯＦＦ（遮断状態）とするデッドタイムが設定される。

例えば、Ｕ相電機子２３０については、ベースドライブ回路２４０の出力端子ＵHからトランジスタ２２０のベースへの出力をＨｉｇｈレベルにすると共に、ベースドライブ回路２４０の出力端子ＵLからトランジスタ２２１のベースへの出力をＬｏｗレベルとして、トランジスタ２２０，２２１を共にＯＦＦにするデッドタイム期間を確保してから、トランジスタ２２０又はトランジスタ２２１をＯＮしてＵ相電機子２３０への通電方向を切り換える。Ｖ相電機子２３１及びＷ相電機子２３２についても同様である。

そして、ＰＷＭ演算部５５は、デッドタイムの設定と３相の電機子を全てＨｉｇｈサイドに接続した状態又は全てＬｏｗサイドに接続した状態とする３相短絡状態（本発明の全相短絡状態に相当する）の設定をするために、図６に示した回路構成を備えている。

図６に示した回路構成はＵ相電機子用であり、電圧指令とＰＷＭ制御用の三角波とを比較してＵ相電機子への通電方向を判断するコンパレータ１００、デッドタイムの時間が設定されたＣＴＣ（タイマカウンタ）回路１０４、３相短絡状態とする時間が設定されたＣＴＣ回路１２０、コンパレータ１００の出力ＣＭＰ_ＯＵＴとＦＦ（フリップフロップ）回路１０２のＱ端子出力ＦＦ１_Ｑとの排他的論理和により、Ｕ相電機子への通電方向の切り換えの有無を判断するためのＥＯＲ回路１０３等を備えている。

次に、図７に示したタイミングチャートに従って、図６の回路の作動を説明する。なお、以下の説明においては各論理回路のＨｉｇｈレベル出力を「１」、Ｌｏｗレベル出力を「０」とする。先ずｔ₁₀でコンパレータ１００の出力ＣＭＰ_ＯＵＴが０から１に切換わっている。このときＣＴＣ１２０の出力ＣＴＣ１_ＯＵＴは０であるため、ＡＮＤ回路１０１の出力が０から１に切り換わる。そして、これにより、ＥＯＲ回路１０３に入力されるＦＦ回路１０２のＱ端子出力ＦＦ１_Ｑ（０）とＡＮＤ回路１０１の出力ＡＮＤ１_ＯＵＴ（１）の論理が異なる状態となるため、ＣＴＣ回路１０４のＴＲＧ端子に入力されるＥＯＲ回路１０３の出力ＥＯＲ_ＯＵＴが０から１に切換わり、次のＣＬＫの立ち上がりからデッドタイム設定値に応じたＣＬＫパルスがカウントされるまでＣＴＣ回路１０４の出力ＣＴＣ２_ＯＵＴが１となる。

そして、ＣＴＣ２_ＯＵＴが１であるときは、ＮＯＴ回路１０５を介してＡＮＤ回路１０６，１１０に０が入力されるため、ＡＮＤ回路１０６の出力ＡＮＤ２_ＯＵＴとＡＮＤ回路１１０の出力ＡＮＤ３_ＯＵＴが共に０となり、ＦＦ回路１０７の出力Ｓ１とＦＦ回路１１１の出力Ｓ２が共に０となる。

ここで、Ｓ１は図５に示したＨｉｇｈサイドのトランジスタ２２０のＯＮ／ＯＦＦ指示信号であり、Ｓ２は図５に示したＬｏｗサイドのトランジスタ２２１のＯＮ／ＯＦＦ指示信号である。そして、Ｓ１が０であるときはトランジスタ２２０がＯＦＦ状態に制御され、Ｓ１が１であるときにはトランジスタ２２０がＯＮ状態に制御される。同様に、Ｓ２が０であるときはトランジスタ２２１がＯＦＦ状態に制御され、Ｓ２が１であるときにはトランジスタ２２１がＯＮ状態に制御される。

そのため、デットタイムの設定時間が経過してＣＴＣ回路１０４の出力ＣＴＣ２_ＯＵＴが１から０に切換わり、次のＣＬＫによりＦＦ回路１０７，１１１の出力Ｓ１，Ｓ２が１から０に切換わるまで（図中Ｄｔ：ｔ₁₁〜ｔ₁₂）、Ｈｉｇｈサイドのトランジスタ２２０とＬｏｗサイドのトランジスタ２２１が共にＯＦＦ状態に維持される。そして、ｔ₁₂からＰＷＭ制御が再開される。

また、短絡判断部９０（図１参照）からの短絡指示信号Ｓhort_cがＣＴＣ回路１２０のＴＲＧ端子に入力されると（図中ｔ₁₃）、次のＣＬＫの立ち上がりから短絡時間の設定値に応じた数のＣＬＫが入力されるまで、ＣＴＣ回路１２０の出力ＣＴＣ１_ＯＵＴが１となる。そして、ＣＴＣ１_ＯＵＴが１であるときは、ＮＯＴ回路１２１を介してＡＮＤ回路１０１に０が入力されるため、ＡＮＤ回路１０１の出力ＡＮＤ１_ＯＵＴが０となる。

その結果、ＣＴＣ回路１０４のＴＲＩＧ端子に入力されるＥＯＲ回路１０３の出力ＥＯＲ_ＯＵＴが０から１に切り換わるため、上述したｔ₁₁〜ｔ₁₂と同様に、デットタイム（図中Ｄｔ：ｔ₁₄〜ｔ₁₅）が設定される。

そして、デットタイムが終了してＣＴＣ回路１０４の出力ＣＴＣ２_ＯＵＴが０になると、ＮＯＴ回路１０５を介してＡＮＤ回路１０６，１１０に１が入力される状態となるため、ＦＦ回路１０２のＱ端子出力ＦＦ１_Ｑの論理がそのままＦＦ回路１０７に入力され、反転Ｑ端子出力ＦＦ１_Ｑ⁻の論理がそのままＦＦ回路１１１に入力される。

その結果、デッドタイムが終了するｔ₁₅から、Ｓ１が０、Ｓ２が１となって、Ｈｉｇｈサイドのトランジスタ２２０がＯＦＦ状態に制御されると共にＬｏｗサイドのトランジスタ２２１がＯＮ状態に制御され、３相短絡状態（図中Ｓｔ：ｔ₁₅〜ｔ₁₆）に移行する。そして、ＣＴＣ回路１２０のタイマ計時が終了して出力ＣＴＣ１_ＯＵＴが１から０に切り換わると、ＮＯＴ回路１２１を介してＡＮＤ回路１０１に１が入力される。

その結果、ＡＮＤ回路１０１の出力ＡＮＤ１_ＯＵＴが０から１に切り換るため、ＥＯＲ回路１０３の出力ＥＯＲ_ＯＵＴが０から１に切り換る。そのため、上述したｔ₁₁〜ｔ₁₂及びｔ₁₄〜ｔ₁₅と同様に、デットタイム（Ｄｔ：ｔ₁₆〜ｔ₁₇）が設定される。そして、デッドタイムが経過したｔ₁₇からＰＷＭ制御が再開される。

なお、Ｖ相及びＷ相についても、同様に図６の示した回路構成が備えられている。但し、３相短絡状態とする時間の設定については、ＣＴＣ１２０に出力（Ｖ_Ｓｈｏｒｔ，Ｗ_Ｓｈｏｒｔ）が共用される。

次に、図８〜図９に示したフローチャートに従って、電動機制御装置における電動機１の電機子の抵抗Ｒ、電機子のコイル温度Ｔc、誘起電圧定数Ｋe、及び界磁の磁石温度Ｔmの算出処理について説明する。

図８のフローチャートは短絡判断部９０（図１参照）により実行され、短絡判断部９０は電動機１が３相短絡状態に移行可能な状態であるか否かを判断する。短絡判断部９０は、ＳＴＥＰ１で電動機１の回転数Ｎm（角速度ωから算出される）が、３相短絡状態としたときに、電動機１の相電流（各相の電機子に流れる電流のベクトル和）がＩ₁₀（本発明の所定値に相当する）以上となる回転数であるか否かを判断する。

図１０は、電動機１を３相短絡状態としたときの回転数（Ｎm）とトルク（Ｔr）及び相電流（Ｉ）との関係を示したグラフであり、横軸が電動機１の回転数（Ｎm）に設定され、左側の縦軸がトルク（Ｔr）、右側の縦軸が電動機１の電機子に流れる電流（Ｉ）に設定されている。そして、図１０中、αは電動機１を３相短絡状態としたときの回転数とトルクの関係を示し、βは３相短絡状態としたときの回転数と電流の関係を示している。

そして、電動機１の回転数が、３相短絡状態としたときに相電流がＩ₁₀以上となるＮm1以上であるときはＳＴＥＰ１０に分岐し、Ｎm1よりも低いときにはＳＴＥＰ２に進む。ＳＴＥＰ２で、短絡判断部９０はトルク指令値Ｔr_cの変化率が予め設定された上限値以下であるかを判断する。そして、トルク指令値Ｔr_cが該上限値以下であるときはＳＴＥＰ１０に分岐する。一方、トルク指令値Ｔr_cが該上限値を超えているときにはＳＴＥＰ３に進み、この場合は３相短絡状態に移行する処理は実行されない。

ＳＴＥＰ１０で、短絡判断部９０は、以下の式（１）により３相短絡状態としたときの電動機１のトルク（以下、短絡トルクという）ＴＲＱ1を算出する。

但し、ＴＲＱ1：短絡トルク（Nm）、Ｒ₀：予め設定された電機子の抵抗の基準値（Ω）、ω：電動機の電気角速度の測定値（erad／sec）、Ｋｅ₀：予め設定された誘起電圧定数（V／（erad・sec））、Ｌd₀：予め設定されたｄ軸電機子のインダクタンスの基準値（H）、Ｌq₀：予め設定されたｑ軸電機子のインダクタンスの基準値（H)。

そして、続くＳＴＥＰ１１で、短絡判断部９０は、トルク指令値Ｔr_cが短絡トルクＴＲＣ1±Ｔhの範囲内（ＴＲＱ1−Ｔh≦Ｔr_c≦ＴＲＱ1＋Ｔh）であるか否かを判断する。そして、トルク指令値Ｔr_cが短絡トルクＴＲＣ1±Ｔhの範囲内にあるときは、ＳＴＥＰ１２に進み、短絡判断部９０は短絡指示信号Ｓｈｏｒｔ_cを出力する。一方、ＳＴＥＰ１１で、トルク指令値Ｔr_c短絡トルクＴＲＣ1±Ｔh内でないときにはＳＴＥＰ３に分岐し、短絡判断部９０は短絡指示信号Ｓｈｏｒｔ_cを出力しない。

ここで、図１０のＡの範囲は、電動機の回転数がＮm1以上であり（ＳＴＥＰ１）、且つトルク指令値Ｔr_cが短絡トルクＴＲＣ1±Ｔh内である（ＳＴＥＰ１１）範囲を示しており、短絡判断部９０は、(1)電動機１の回転数Ｎmとトルク指令値Ｔr_cが図１０のＡの範囲内にあるとき、及び(2)トルク指令値Ｔr_cの変化率が上限値以下であり（ＳＴＥＰ２）、且つトルク指令値Ｔr_cが短絡トルクＴＲＣ1±Ｔh内である（ＳＴＥＰ１１）ときに、短絡指示信号Ｓｈｏｒｔ_cを出力する。そして、これにより、３相短絡状態としたときに電動機１の出力トルクの変動が大きくなることを防止している。

次に、図９を参照して、ＳＴＥＰ５０で短絡指示信号Ｓｈｏｒｔ_cを入力すると、電流ＦＢ制御部５３（図１参照）、ＰＷＭ演算部５５（図１参照）、及び電流測定部７１（図１参照）が、ＳＴＥＰ５１以下の処理を実行する。

ＳＴＥＰ５１はＰＷＭ演算部５５による処理であり、ＰＷＭ演算部５５は、図６に示した回路により図５に示したＨｉｇｈサイドのトランジスタ２２０，２２２，２２４を全てＯＦＦ（遮断）状態とし、且つＬｏｗサイドのトランジスタ２２１，２２３，２２５を全てＯＮ（導通）状態として、電動機１を３相短絡状態に移行させる。

続くＳＴＥＰ５２は電流測定部７１による処理であり、電流測定部７１は、図１１（ａ）に示したＦＦ回路３００，３０１，３０２からなる３段のシフト回路により、３点の電流測定点のトリガ信号ＴＲＧ1，ＴＲＧ2，ＴＲＧ3を出力する。具体的には、リセット信号を１（ロジックＨｉｇｈレベル）とし、ＧＡＴＥ信号を０（ロジックＬｏｗレベル）とすることで、ＣＬＫに同期してトリガ信号ＴＲＧ1，ＴＲＧ2，ＴＲＧ3が順次出力される。

そして、電流測定部７１は、図１１（ｂ）に示したサンプル・ホールド回路により、電流センサ６０（図１参照）から出力される電流検出信号Ｉu_sをデジタルデータに変換して取り込む。図１１（ｂ）において、オペアンプ３１０，３１１、スイッチＳ1、及びコンデンサ３１２からなるサンプル・ホールド回路とＡＤコンバータ３１３は、ＴＲＧ1用であり、ＴＲＧ1が出力されていないときにはＳ1が閉じられてコンデンサ３１２が電流検出信号Ｉu_sのレベルまで充電される。そして、ＴＲＧ1が出力されるとスイッチＳ1が開いてコンデンサ３１２の充電レベルが維持され、オペアンプ３１１を介してＡＤコンバータ３１２に入力されたコンデンサ３１２の充電レベルが、ＴＲＧ1出力時の検出電流Ｉ₁としてデジタルデータに変換されて取り込まれる。

また、同様にして、オペアンプ３２０，３２１、スイッチＳ2、及びコンデンサ３２２からなるサンプル・ホールド回路とＡＤコンバータ３２３により、ＴＲＧ2の出力時の電流Ｉ₂が取り込まれる。また、オペアンプ３３０，３３１、スイッチＳ3、及びコンデンサ３３２からなるサンプル・ホールド回路とＡＤコンバータ３３３により、ＴＲＧ3の出力時の電流Ｉ₃が取り込まれる。

図１２は、トリガ信号ＴＲＧ1，ＴＲＧ2，ＴＲＧ3による電流測定のタイミングを時系列的に示したものであり、横軸を共通の時間軸（ｔ）に設定し、縦軸を上段からＵ相電機子に流れる電流（Ｉ）、Ｈｉｇｈサイドのトランジスタ（図５の２２０，２２２，２２４）のＯＮ／ＯＦＦ状態、Ｌｏｗサイドのトランジスタ（図５の２２１，２２３，２２５）のＯＮ／ＯＦＦ状態）に設定したものである。

図１２中、ｔ₂₀〜ｔ₂₁とｔ₂₄〜ｔ₂₅がＰＷＭ制御の実行期間、ｔ₂₂〜ｔ₂₃とｔ₂₆〜ｔ₂₇が３相短絡状態の期間である。そして、３相短絡状態の期間中に、ＴＲＧ1，ＴＲＧ2，ＴＲＧ3が出力されて、３点の電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃が測定される。ここで、３相短絡状態では電流が安定して変化するため、電流の変化率の取得に適している。

続くＳＴＥＰ５３はインダクタンス算出部７２による処理であり、インダクタンス算出部７２に備えられたＬd，Ｌq算出部７２ａは、図１３に示したＬd／Ｉdマップ４００にＩd電流の指令値Ｉd_cを適用して対応するＬdを取得し、Ｌq／Ｉqマップ４０１にＩq電流の指令値Ｉq_cを適用して対応するＬqを取得する。なお、Ｌd／Ｉdマップ４００とＬq／Ｉqマップ４０１は、実験やコンピュータシミュレーションにより作成され、こららのマップのデータは予めメモリ（図示しない）に記憶されている。

また、インダクタンス算出手段７２に備えられたＬ算出部７２ｂは、図１３の４０２に示した正弦波曲線で近似した以下の式（２）により、電動機１のインダクタンスＬを算出する。

但し、Ｌ：電動機のインダクタンス、Ｌd：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌq：ｑ軸電機子のインダクタンス、θm：電動機のロータ角度。

続くＳＴＥＰ５５は抵抗算出部７３による処理であり、抵抗算出部７３は、図１４（ａ）に示した電動機１の等価回路に基いて、電動機１の電機子のコイル抵抗Ｒを算出する。図１４において、５００は電機子の端子間に印加される電圧、５０１は電機子のコイル抵抗、５０２は電機子のインダクタンス、５０３は電機子に生じる誘起電圧である。図１４（ａ）の回路における電流の過渡的な推移は、瞬時的な電位差をＥとおくと、以下の式（３）で表すことができる。

但し、Ｉ(t)：時点ｔにおける電機子に流れる電流、Ｅ：瞬時的な電位差、Ｒ：電機子のコイル抵抗、Ｌ：電機子のインダクタンス。

上記式（３）を時間ｔで微分して対数をとると、以下の式（４）が得られる。

そして、図１４（ｂ）に示したように、ＳＴＥＰ５２における電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃の測定時点がｔ₁，ｔ₂，ｔ₃であるときには、時刻ｔ＝（ｔ₁＋ｔ₂）／２及びｔ＝（ｔ₂＋ｔ₃）／２での上記式（４）の左辺を以下の式（５）、式（６）で近似することができる。

そのため、時刻ｔ＝（ｔ₁＋ｔ₂）／２及びｔ＝（ｔ₂＋ｔ₃）／２での上記式（４）は、以下の式（７）及び式（８）の形で表すことができる。

そして、上記式（７）と式（８）を辺々減じると以下の式（９）が得られ、式（９）を変形した以下の式（１０）により、電機子の抵抗Ｒを算出することができる。

なお、上記式（１０）におけるＩ₃−Ｉ₂及びＩ₂−Ｉ₁は、一定時間Δｔ（トリガ信号の出力間隔）あたりの電流の変化率を示している。また、ＰＷＭ演算部５５により３相短絡状態とする構成と、電流測定部７１により３点の電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃を測定する構成と、抵抗算出部７３によりコイル抵抗Ｒを算出する構成とにより、本発明の抵抗算出手段が構成される。

次に、ＳＴＥＰ５５はコイル温度算出部７４による処理である。基準温度Ｔ₀における電機子のコイル抵抗をＲ₀とし、コイル抵抗がＲであるときの電機子のコイル温度をＴ_cとすると、Ｒは以下の式（１１）で表すことができる。

但し、Ｒ：電機子のコイル温度、Ｔ₀：基準温度、Ｔ_c：抵抗がＲであるときの電機子のコイル温度、Ｒ₀：基準温度Ｔ₀における電機子のコイル抵抗、α_c：コイル抵抗の温度特性に応じた係数。

したがって、電機子のコイル抵抗がＲであるときの電機子のコイル温度Ｔ_cは、以下の式（１２）で算出することができる。なお、Ｒ₀とα₀のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。

また、以上説明したＳＴＥＰ５２〜ＳＴＥＰ５５と並行して、ＳＴＥＰ６０〜ＳＴＥＰ６３の処理が実行される。ＳＴＥＰ６０は電流ＦＢ制御部５３による処理であり、電流ＦＢ制御部５３は、３相短絡状態とすることで減少した電動機１のトルクを増加させるように、ｑ軸電圧の指令値Ｖq_cを増分する補正を行う。そして、これにより、３相短絡状態が解除されてＰＷＭ制御が再開される際に、電動機１の出力トルクをトルク指令値Ｔr_cに速やかに追従させることができる。

続くＳＴＥＰ６１は誘起電圧定数算出部７５による処理である。誘起電圧定数算出部７５は、図１５に示したｄｑ軸の電圧ベクトル図による以下のｄ軸電圧の式（１２）を変形した以下の式（１３）によって、誘起電圧定数Ｋeを算出する。図１５は縦軸をｑ軸、横軸をｄ軸に設定してｄ軸電圧Ｖdとｑ軸電圧Ｖqと示したものであり、図中ｃは直流電源電圧Ｖdc（図１参照）に応じて設定される電圧円である。

但し、Ｋe：誘起電圧定数、ω：角速度、Ｒ：電機子のコイル抵抗、Ｉq：ｑ軸電流、Ｉd：ｄ軸電流、Ｖq：ｑ軸電圧。

誘起電圧定数算出部７５は、上記式１３のＶqにｑ軸電圧の指令値Ｖq_cを代入し、Ｉdにｄ軸電流の検出値Ｉd_sを代入し、Ｉqにｑ軸電流の検出値Ｉq_sを代入し、Ｌdにインダクタンス算出部７２により算出されたｄ軸電機子のインダクタンスＬdを代入し、Ｒに抵抗算出部７３により算出されたコイル抵抗Ｒを代入して、誘起電圧定数Ｋeを算出する。

続くＳＴＥＰ６２〜ＳＴＥＰ６３は磁石温度算出部７６による処理である。磁石温度算出部７６は、ＳＴＥＰ６２で位相差検出器７７によるロータ位相差の検出値θd_eを取得する。ここで、基準温度Ｔ₀におけるθd_eに対応した誘起電圧定数をＫe₀とし、誘起電圧定数がＫeであるときの界磁磁石の温度をＴmとおくと、Ｋeは以下の式（１４）で表される。

但し、Ｋe：温度Ｔmにおける誘起電圧定数、Ｋe₀：基準温度Ｔ₀におけるθd_eに対応した誘起電圧定数、α_m：界磁磁石の温度特性を示す係数。

したがって、誘起電圧定数がＫeであるときの界磁磁石の温度Ｔmは、以下の式（１５）によって算出することができる。

磁石温度算出部７６は、ＳＴＥＰ６３で、上記式（１５）のＫeに、誘起電圧定数算出部７５で算出された誘起電圧定数Ｋeと、基準温度Ｔ₀におけるθd_eに対応した誘起電圧定数Ｋe₀を代入して、界磁磁石の温度Ｔmを算出する。なお、α_m，各ロータ角度に対応したＫe₀，Ｔ₀のデータは予めメモリに記憶されている。

以上説明した図９のフローチャートによる処理によって、電動機１の電機子のコイル抵抗Ｒ、コイル温度Ｔc、誘起電圧定数Ｋe、界磁の磁石温度Ｔm、ロータ位相差θdが算出される。そして、図１を参照して、電流指令算出部５０は、ロータ位相差の検出値θd_eに基いてｄ軸電流の指令値Ｉd_c及びｑ軸電流の指令値Ｉq_cを算出する。

また、電力制御部９１は、コイル温度の算出値Ｔc及び界磁の磁石温度の算出値Ｔmに基いて、ｑ軸補償電流Ｉq_aを算出する。また、第１の界磁制御部９２は、誘起電圧定数の算出値Ｋeに基いてｄ軸補償電流Ｉd_aを算出する。

そして、これにより、電動機１の運転状況に応じて変化するコイル温度Ｔc、誘起電圧定数Ｋe、磁石温度Ｔmの影響を考慮して電動機１の通電制御が実行されるため、通電制御の精度を向上させることができる。

なお、本実施の形態では、本発明の電動機として、２重ロータを備えたＤＣブラシレスモータである第１電動機１ａ及び第２電動機１ｂを示したが、ロータを１つ備えた一般的な永久磁石型の回転電動機に対しても、本発明の適用が可能である。この場合には、位相差検出器７７は備えられず、上記式（１４）及び式（１５）の基準温度Ｔ₀における誘起電圧定数Ｋe₀は固定値となる。

また、本実施の形態では、抵抗算出部７３によるコイル抵抗Ｒの算出処理と、コイル温度算出部７４によるコイル温度Ｔcの算出処理と、誘起電圧定数算出部７５による誘起電圧定数Ｋeの算出処理と、磁石温度算出部７６による磁石温度Ｔmの算出処理とを実行したが、これらの処理の一部のみを実行する場合にも本発明の効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、図５を参照して、Ｈｉｇｈサイドのトランジスタ２２０，２２２，２２４を全てＯＦＦ状態とし、且つＬｏｗサイドのトランジスタ２２１，２２３，２２５を全てＯＮ状態として３相短絡状態としたが、Ｈｉｇｈサイドのトランジスタ２２０，２２２，２２４を全てＯＮ状態とし、且つＬｏｗサイドのトランジスタ２２１，２２３，２２５を全てＯＦＦ状態として３相短絡状態としてもよい。

また、本実施の形態では、本発明の電動機の制御装置として、電動機１を２相直流の回転座標であるｄｑ座標系による等価回路に変換して扱うものを示したが、２相交流の固定座標系であるαβ座標系による等価回路に変換して扱う場合や、３相交流のまま扱う場合においても、本発明の適用が可能である。

本発明の電動機の制御装置の全体構成図。 図１に示した２重ロータを備えたＤＣブラシレスモータの構成図。 外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図。 外側ロータと内側ロータの位相差を変更することによる効果の説明図。 図１に示したＰＷＭ演算部のスイッチング回路の構成図。 図１に示したＰＷＭ演算部のデッドタイム及び３相短絡状態の設定回路の構成図。 図６に示した回路のタイミングチャート。 ３相短絡状態として電動機の定数を算出する処理のフローチャート。 ３相短絡状態として電動機の定数を算出する処理のフローチャート。 ３相短絡の実行条件の説明図。 ３点の電流測定を行うためのトリガ信号の出力回路及びサンプル・ホールド回路の構成図。 点の電流測定を行うタイミングの説明図。 電機子のインダクタンスを算出する処理の説明図。 電機子の抵抗を算出する処理の説明図。 ｄｑ座標系における電圧ベクトル図。

符号の説明

１…電動機、１０…ステータ、１１…内側ロータ、１１ａ，１１ｂ…永久磁石、１２…外側ロータ、１２ａ，１２ｂ…永久磁石、２５…アクチュエータ、５５…ＰＷＭ演算部、６０，６１…電流センサ、７１…電流測定部、７２…インダクタンス算出部、７３…抵抗算出部、７４…コイル温度算出部、７５…誘起電圧定数算出部、７６…磁石温度算出部、７７…位相差検出器、２２０，２２２，２２４…Ｈｉｇｈサイドのトランジスタ、２２１，２２３，２２５…Ｌｏｗサイドのトランジスタ

Claims (10)

1. 永久磁石型の回転電動機の各相の電機子に、回転磁界を生じさせるための多相交流電力を供給する電動機の制御装置であって、
   直流電源と、各相の電機子に対して個別に設けられた該直流電源の高電位側の出力部と電機子間の接続と遮断を切り換えるための第１のスイッチング素子及び該直流電源の低電位側の出力部と電機子間の接続と遮断を切り換えるための第２のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子及び該第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦにより前記多相交流電力を生成して、前記電動機の通電制御を行う通電制御手段とを有する電動機の制御装置において、
   前記電動機の電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電動機が回転しているときに、前記第１のスイッチ素子を全ＯＮ状態とし且つ前記第２のスイッチング素子を全てＯＦＦ状態とするか又は前記第１のスイッチング素子を全てＯＦＦ状態とし且つ前記第２のスイッチング素子を全てＯＮ状態とする全相短絡状態とし、該全相短絡状態における前記電流検出手段の検出電流の変化率に基いて、前記電動機の電機子のコイル抵抗を算出する抵抗算出手段とを備え、
   前記通電制御手段は、該抵抗算出手段により算出された前記コイル抵抗に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする電動機の制御装置。
2. 前記抵抗算出手段は、前記全相短絡状態における異なる時点での前記電流検出手段の検出電流の変化率の比を用いて、前記コイル抵抗を算出することを特徴とする請求項１記載の電動機の制御装置。
3. 予め設定された基準温度における電機子のコイル抵抗と、前記抵抗算出手段により算出されたコイル抵抗との比に基いて、前記電機子のコイル温度を算出するコイル温度算出手段を備え、
   前記通電制御手段は、前記コイル温度算出手段により算出されたコイル温度に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電動機の制御装置。
4. 前記電動機の角速度を検出する角速度検出手段と、
   該角速度検出手段により検出された前記電動機の角速度と、前記電流検出手段の検出電流と、前記抵抗算出手段により算出されたコイル抵抗とに基いて、前記電動機の誘起電圧定数を算出する誘起電圧定数算出手段を備え、
   前記通電制御手段は、前記誘起電圧定数算出手段により算出された前記誘起電圧定数に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする請求項１から請求項３のうちいずれか１項記載の電動機の制御装置。
5. 予め設定された基準温度における前記電動機の誘起電圧定数と、前記誘起電圧定数算出手段により算出された誘起電圧定数との比に基いて、前記電動機の界磁の磁石温度を算出する磁石温度算出手段を備え、
   前記通電制御手段は、前記磁石温度算出手段により算出された前記電動機の界磁の磁石温度に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする請求項４記載の電動機の制御装置。
6. 前記電動機は、永久磁石による界磁を複数個有する第１ロータ及び第２ロータを、回転軸の周囲に同心円状に配置した２重ロータ型の電動機であり、
   該第１ロータと該第２ロータ間の相対角度であるロータ位相差を変更するロータ位相差変更手段と、前記誘起電圧定数算出手段により算出された前記誘起電圧定数を用いて、該ロータ位相差を算出するロータ位相差算出手段とを備え、
   前記通電制御手段は、前記ロータ位相差算出手段により算出された前記ロータ位相差に基いて、前記電動機の通電制御を行うことを特徴とする請求項４記載の電動機の制御装置。
7. 前記通電制御手段は、所定の目標トルクに応じて設定した目標電流と、前記電流検出手段の検出電流との偏差を減少させるように、前記電動機の電機子に出力する電圧のレベルを決定する電流フィードバック制御部と、
   前記相短絡状態が解除されて前記電動機の通電制御を再開するときに、前記電流フィードバック制御部により決定された前記電動機の電機子に出力する電圧のレベルを増加する補正を行う出力電圧補正手段とを備えたこと特徴とする請求項１から請求項６のうちいずれか１項記載の電動機の制御装置。
8. 前記電動機の回転数を検出する回転数検出手段を備え、
   前記抵抗算出手段は、前記電動機が、前記全相短絡状態としたときに前記電動機の各相の電機子に流れる電流のベクトル和である相電流が所定値以上となると想定される回転数で回転しているときに、前記全相短絡状態として電機子のコイル抵抗を算出することを特徴とする請求項１から請求項７のうちいずれか１項記載の電動機の制御装置。
9. 前記通電制御手段は、前記通電制御において、所定の目標トルクが得られるように前記電動機の電機子に対する通電量を制御し、
   前記抵抗算出手段は、前記電動機が、前記全相短絡状態としたときに前記相電流が前記所定値以上となり、且つ前記電動機の出力トルクと前記目標トルクとの差が所定範囲内になると想定される回転数で回転しているときに、前記全相短絡状態として前記電動機のコイル抵抗を算出することを特徴とする請求項８記載の電動機の制御装置。
10. 前記通電制御手段は、前記通電制御において、所定の目標トルクが得られるように前記電動機の電機子に対する通電量を制御し、
    前記抵抗算出手段は、前記電動機が、前記全相短絡状態としたときに前記電動機の出力トルクと前記目標トルクとの差が所定範囲内になると想定される回転数で回転しているときに、前記全相短絡状態として前記電動機の電機子のコイル抵抗を算出することを特徴とする請求項１から請求項７のうちいずれか１項記載の電動機の制御装置。

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