WO2010116769A1 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

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voltage
command
axis current
terminal voltage
axis
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将 加藤
雅樹 河野
啓太 畠中
英俊 北中
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a control device that performs rotation control of a rotating electrical machine such as a permanent magnet synchronous machine that rotates at high speed, and particularly relates to a control device for a rotating electrical machine that performs field-weakening control so that the terminal voltage of the rotating electrical machine that rotates at high speed is constant. Is.
  • Rotating electric machines driven by power converters such as inverters have recently been commonly used as high-efficiency motors.
  • a permanent magnet synchronous machine in which a permanent magnet is embedded in a rotor is easy to perform field weakening control, and constant output operation using this is actively performed.
  • Such field-weakening control for a permanent magnet synchronous machine performs d-axis current control so that the terminal voltage (effective voltage between each phase) is kept constant even if the rotational speed of the synchronous machine is increased.
  • the increase of the induced voltage is suppressed by equivalently reducing the magnetic flux, thereby expanding the constant output operation range.
  • a temperature sensor that detects the temperature of a permanent magnet in order to prevent the terminal voltage from fluctuating due to a decrease in the number of winding flux linkages caused by the magnet of a permanent magnet synchronous machine.
  • a d-axis current command value capable of maintaining an appropriate number of winding flux linkages in accordance with the temperature detected by the temperature sensor, thereby obtaining an optimum value of the field weakening current in accordance with the temperature state of the permanent magnet.
  • the d-axis current and the q-axis current are calculated from the detected rotating electrical machine current and compared with the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * which are the control target values, and d Current feedback control is performed in which feedback control is performed so that the shaft current and the q-axis current coincide with the d-axis current command id * and the q-axis current command iq *.
  • the d-axis current and the q-axis current obtained from the rotating electrical machine current always coincide with the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * which are control target values.
  • a desired torque can be output.
  • proportional-integral (PI) control processing is performed in order to perform current feedback control in the current control unit.
  • PI proportional-integral
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and can appropriately perform field-weakening control that keeps the terminal voltage constant even when the rotating electrical machine rotates at high speed, and has high control response performance. It is an object of the present invention to provide a control device for a rotating electrical machine that can improve control stability and reduce switching loss of a power converter.
  • a control device for a rotating electrical machine includes: (A) a power converter that drives the rotating electrical machine; (B) DC voltage detection means for detecting a DC voltage applied to the power converter; (C) d-axis current command correction means for controlling the operation of the power converter and outputting a corrected d-axis current command obtained by correcting the d-axis current command with a d-axis current correction value; a torque command; Q-axis current command calculating means for calculating a q-axis current command from the corrected d-axis current command value, and for controlling the power converter based on the corrected d-axis current command and the q-axis current command.
  • a voltage command calculating means for calculating a d-axis voltage command and a q-axis voltage command, and a drive signal generating means for generating a drive signal for driving the power converter based on the d-axis voltage command and the q-axis voltage command.
  • the terminal voltage of the rotating electrical machine is calculated based on the DC voltage detected by the DC voltage detection means and the d-axis voltage command and the q-axis voltage command output from the voltage command calculation means. Set terminal voltage in advance.
  • Terminal voltage fixing means for performing control to output the d-axis current correction value for correcting the d-axis current command so as to coincide with the terminal voltage command that is the control target value, thereby maintaining the terminal voltage constant.
  • the terminal voltage command as a preset control target value is set without performing current feedback control, and the terminal voltage applied to the rotating electrical machine Is always matched with the terminal voltage command, that is, the d-axis current command is corrected with the d-axis current correction value so that the terminal voltage is kept constant.
  • the constant output operation range can be expanded, and high control response performance can be ensured, so that control stability can be improved.
  • FIG. 3 is a configuration diagram illustrating an example of a d-axis current correction value calculation unit of the rotating electrical machine control apparatus according to Embodiment 1;
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing another modification of the d-axis current correction value calculating means of the rotating electrical machine control apparatus according to Embodiment 1;
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing still another modification of the d-axis current correction value calculation means of the rotating electrical machine control apparatus according to Embodiment 1;
  • FIG. 3 is a configuration diagram illustrating an example of a d-axis current correction value calculation unit of the rotating electrical machine control apparatus according to Embodiment 1;
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing another modification of the d-axis current correction value calculating means of the rotating electrical machine control apparatus according to Embodiment 1;
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing still another modification of the d-axis
  • FIG. 6 is a configuration diagram illustrating an example of a d-axis current correction value calculation unit of a control device for a rotating electrical machine according to a second embodiment. It is a block diagram which shows the control apparatus of the rotary electric machine by Embodiment 3 of this invention.
  • FIG. 10 is a configuration diagram illustrating an example of a d-axis current correction value calculation unit of a control device for a rotating electrical machine according to a third embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a control apparatus for a rotating electrical machine according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the control device in the first embodiment is controlled by an AC permanent magnet synchronous machine that creates a field with a permanent magnet as the rotating electrical machine 1.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to other types of rotating electrical machines such as a synchronous reluctance type synchronous machine.
  • the control device that controls the rotating electrical machine 1 includes a power converter 2, a control unit 3, position information detection means 4, and DC voltage detection means 5.
  • the power converter 2 converts DC power into AC power and drives the rotating electrical machine 1 and, for example, a PWM inverter is applied.
  • the position information detection means 4 detects the rotation position information (rotor phase) ⁇ of the rotating electrical machine 1 and, for example, a rotary encoder or a resolver is applied.
  • the DC voltage detecting means 5 detects a DC voltage Vdc on the input side applied to the power converter 2, for example, a voltage sensor that detects a voltage of the smoothing capacitor 16 provided on the input side of the power converter 2. Applies.
  • the control unit 3 controls the operation of the power converter 2, and includes a PWM signal generating unit 6, a d-axis current command correcting unit 7, a q-axis current command calculating unit 8, a voltage command calculating unit 9, and a terminal. Voltage fixing means 10 is included.
  • the PWM signal generation means 6 corresponds to the drive signal generation means in the claims, and the rotational position information ⁇ detected by the position information detection means 4 and the d-axis voltage command calculated by the voltage command calculation means 9. Based on vd * and q-axis voltage command vq *, a PWM signal for driving the power converter 2 is calculated and output.
  • the d-axis current command correction means 7 is composed of an adder that adds a predetermined d-axis current command value id * and the d-axis current correction value ⁇ id output from the terminal voltage fixing means 10, and both values id. A value obtained by adding * and ⁇ id is output as a corrected d-axis current command id **.
  • the terminal voltage fixing means 10 will be described in detail later.
  • the q-axis current command calculation means 8 calculates a q-axis current command iq * based on a predetermined torque command value T * and the corrected d-axis current command id **.
  • the d-axis current command id * and the torque command T * are predetermined values determined from the desired output performance of the rotating electrical machine 1, and are given from, for example, an external controller (not shown).
  • the voltage command calculation means 9 includes the rotational position information ⁇ of the rotating electrical machine 1 detected by the position information detection means 4, the corrected d-axis current command id ** calculated by the d-axis current command correction means 7, and the q-axis. Based on the q-axis current command iq * calculated by the current command calculation means 8, the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * necessary for generating the PWM signal are respectively calculated, and the PWM signal generation means 6 is output.
  • the terminal voltage fixing means 10 includes a DC voltage Vdc applied to the power converter 2 detected by the DC voltage detection means 5, a d-axis voltage command vd * and a q-axis voltage command vq * output from the voltage command calculation means 9.
  • the corrected d-axis current command id ** output from the d-axis current command correction means 7 is input. Based on these input values, the terminal voltage fixing means 10 obtains a terminal voltage deviation ⁇ PMF that is a deviation between the terminal voltage PMF of the rotating electrical machine 1 and the terminal voltage command PMF * that becomes the control target value.
  • the terminal voltage fixing means 10 ensures that the terminal voltage deviation ⁇ PMF is eliminated, that is, the d-axis current command id * so that the terminal voltage PMF of the rotating electrical machine always coincides with the terminal voltage command PMF * which is the control target value. Is controlled to output a d-axis current correction value ⁇ id for correcting the terminal voltage PMF. Therefore, in the first embodiment, the terminal voltage fixing means 10 includes a terminal voltage calculating means 11, a subtractor 12, and a d-axis current correction value calculating means 13.
  • the terminal voltage calculation means 11 is based on the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detection means 5 and the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * calculated by the voltage command calculation means 9.
  • the terminal voltage PMF of the rotating electrical machine 1 is calculated.
  • the subtractor 12 subtracts the terminal voltage PMF of the rotating electrical machine 1 calculated by the terminal voltage calculation means 11 from the terminal voltage command PMF * given in advance from an external controller to calculate a terminal voltage deviation ⁇ PMF. is there.
  • the d-axis current correction value calculator 13 corrects the d-axis current based on the terminal voltage deviation ⁇ PMF calculated by the subtractor 12 and the corrected d-axis current command id ** output from the d-axis current corrector 7.
  • the value ⁇ id is calculated.
  • the d-axis current correction value calculation means 13 performs, for example, integral control (I control) of the terminal voltage deviation ⁇ PMF. That is, the d-axis current correction value calculation means 13 includes, for example, an integration means 13a for integrating the terminal voltage deviation ⁇ PMF obtained by the subtractor 12 and an input corrected d-axis current command id ** as shown in FIG.
  • the gain setting table 13b for setting the integral gain K according to the magnitude of the signal
  • the multiplier 13c for multiplying the integral gain K by the integral output value of the integrating means 13a and outputting the value as the d-axis current correction value ⁇ id.
  • I control integral control
  • the d-axis current correction value ⁇ id varies depending on the magnitude of the integral gain K. That is, the responsiveness when controlling the terminal voltage PMF to be kept constant by the terminal voltage fixing means 10 is determined by the magnitude of the integral gain K, that is, the magnitude of the corrected d-axis current command id **.
  • the d-axis current command correction means 7 adds the d-axis current correction value ⁇ id, which is the output of the terminal voltage fixing means 10, to the predetermined d-axis current command id *, and corrects the added value to the d-axis current command id **. Output as.
  • the q-axis current command calculation means 8 calculates the q-axis current command iq * by the following equation (1) using the corrected d-axis current command id **, the predetermined torque command T *, and the motor constant. calculate.
  • L d * d-axis inductance setting value
  • L q * q-axis inductance setting Value
  • P n Number of pole pairs
  • id ** d-axis current command after correction.
  • the voltage command calculation unit 9 uses the q-axis current command iq *, the corrected d-axis current command id **, and the rotational position information ⁇ detected by the position information detection unit 4 to use the d-axis.
  • the voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * are calculated by the following equation (2).
  • iq * q-axis current command
  • vd * d-axis voltage command
  • vq * q-axis voltage command
  • ⁇ a ⁇ ⁇ (3/2) ⁇ ⁇ f ⁇
  • ⁇ f Maximum value of armature linkage flux by permanent magnet
  • R * Armature resistance setting value
  • Rc * Iron loss resistance setting value
  • L d * d-axis inductance setting value
  • L q * q
  • p d / dt f
  • P n number of pole pairs
  • the PWM signal generation means 6 converts power based on the d-axis voltage command vd * and q-axis voltage command vq * calculated by the voltage command calculation means 9 and the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detection means 5.
  • a PWM signal for driving the generator 2 is generated to drive the power converter 2. Since this operation itself is well known, detailed description thereof is omitted here.
  • the voltage command calculation means 9 gives the PWM signal generation means 6 the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * in consideration of the iron loss resistance.
  • the q-axis current command iq * and the corrected d-axis current command id ** coincide with the actual rotating electrical machine current flowing through the rotating electrical machine 1.
  • the torque command T * and the actual torque output by the rotating electrical machine 1 coincide with each other, and the desired performance is obtained. Can be secured.
  • the terminal voltage calculation means 11 includes a DC voltage Vdc detected by the DC voltage detection means 5, a d-axis voltage command vd * and a q-axis voltage command output from the voltage command calculation means 9. Based on vq *, the terminal voltage PMF applied to the rotating electrical machine 1 is calculated based on the following equation (3).
  • the subtracter 12 is given in advance a terminal voltage command PMF * as a control target value from an external controller.
  • the subtractor 12 subtracts the terminal voltage PMF from the terminal voltage command PMF * as shown in the following equation (4), and calculates the subtracted value as the terminal voltage deviation ⁇ PMF.
  • the terminal voltage deviation ⁇ PMF calculated as described above is input to the d-axis current correction value calculation means 13 in the next stage.
  • the d-axis current correction value calculation means 13 calculates the d-axis current correction value ⁇ id based on the corrected d-axis current command id ** given from the d-axis current command correction means 7 and the terminal voltage deviation ⁇ PMF.
  • the integration means 13a integrates the terminal voltage deviation ⁇ PMF.
  • the relationship between the corrected d-axis current command id ** and the corresponding integral gain K is registered in advance in the gain setting table 13b, and the gain setting table 13b stores the corrected d-axis current command id **.
  • An integral gain K corresponding to the magnitude is determined and output. Thereby, since the integral gain K corresponding to the motor characteristic is set, stable control performance can be ensured.
  • the integral gain K output from the gain setting table 13b and the output value of the integrating means 13a are multiplied by a multiplier 13c, and this multiplied value is output to the d-axis current command correcting means 7 as a d-axis current correction value ⁇ id. Is done.
  • the d-axis current command correction means 7 adds the d-axis current correction value ⁇ id to a predetermined d-axis current command id * and outputs the corrected d-axis current command id **.
  • the terminal voltage command PMF which is a preset control target value
  • Control for correcting the d-axis current command id * by the d-axis current correction value ⁇ id is performed so that the terminal voltage PMF applied to the rotating electrical machine 1 always matches *. Therefore, the terminal voltage PMF is kept constant, and the field weakening control can be reliably performed. Thereby, control stability can be improved without using a motor constant and performing current feedback control.
  • a control system corresponding to the output characteristics of the rotating electrical machine 1 that varies depending on the value of the d-axis current command id * can be configured.
  • the d-axis current correction value calculation means 13 is not limited to the one shown in FIG. 2, and for example, the configuration shown in FIG. 3 or FIG. 4 can be adopted.
  • the d-axis current correction value calculation means 13 shown in FIG. 2 constitutes only an integral (I) control system that performs only integral (I) control of the terminal voltage deviation ⁇ PMF.
  • the current correction value calculating means 13 constitutes a proportional-integral (PI) control system that simultaneously performs proportional (P) control as well as integral (I) control of the terminal voltage deviation ⁇ PMF.
  • the gain setting table 13e sets a proportional gain K1 corresponding to the magnitude of the corrected d-axis current command id ** and outputs it to the multiplier 13f.
  • the multiplier 13f multiplies the proportional gain K1 by the terminal voltage deviation ⁇ PMF to obtain K1 ⁇ ⁇ PMF.
  • the amplifier 13g amplifies the multiplied value by the integral gain K2 and outputs the amplified value to the integrating means 13h.
  • the integrating means 13h integrates the amplified values to obtain ⁇ K2 ⁇ (K1 ⁇ ⁇ PMF).
  • the adder 13i obtains a value K1 ⁇ ⁇ PMF + ⁇ K2 ⁇ (K1 ⁇ ⁇ PMF) obtained by adding the output value K1 ⁇ ⁇ PMF of the multiplier 13f and the output value ⁇ K2 ⁇ (K1 ⁇ ⁇ PMF) of the integrating means 13h. Output as d-axis current correction value ⁇ id. In this way, it is possible to control the terminal voltage PMF to be kept constant with higher accuracy.
  • the d-axis current correction value calculating means 13 shown in FIG. 4 provides a constant limiter value for limiting the output of the proportional-integral (PI) control configured by integral (I) control and proportional (P) control, and The limiter value can be varied according to the magnitude of the corrected d-axis current command value id **.
  • the d-axis current correction value calculating means 13 obtains K1 ⁇ ⁇ PMF by the amplifier 13j, obtains ⁇ K2 ⁇ (K1 ⁇ ⁇ PMF) by the amplifier 13g and the integrating means 13h, and adds the both values by the adder 13i.
  • K1 ⁇ ⁇ PMF + ⁇ K2 ⁇ (K1 ⁇ ⁇ PMF) is obtained and output as the d-axis current correction value ⁇ id in the same manner as in FIG.
  • the first variable limiter means 13m is provided between the integrating means 13h and the adder 13i
  • the second variable limiter means 13n is provided on the output side of the adder 13i.
  • the limiter values by the first and second variable limiter means 13m and 13n can be varied by the output value L of the limiter setting table 13k having the corrected d-axis current command id ** as an input.
  • the output of the integrating means 13h and the output of the adder 13i are limited according to the magnitude of the corrected d-axis current command id **.
  • the integration control amount output from the integration means 13h and the adder 13i are used. It is possible to reliably prevent the occurrence of problems such as the output d-axis current correction value ⁇ id being excessively large and deviating from the control proper range, and always ensuring a high control response.
  • FIG. FIG. 5 is a configuration diagram illustrating a control device for a rotating electrical machine according to Embodiment 2 of the present invention.
  • components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted, and only components different from the first embodiment are described.
  • the feature of the second embodiment is that only the configuration of the d-axis current correction value calculating means 13 in the terminal voltage fixing means 10 is different from that of the first embodiment. That is, as shown in the above equation (1), the magnitude of the q-axis current command iq * varies depending on the torque command T *. That is, the desired output characteristics of the rotating electrical machine 1 change according to the torque command T *.
  • the d-axis current correction value calculation means 13 inputs a torque command T *. Then, the d-axis current correction value calculating means 13 determines the integral gain K from the gain setting table 13b according to the magnitude of the torque command T *, and multiplies the integral gain K by the output of the integrating means 13a by the multiplier 13c. I am doing so. Thereby, the control system corresponding to the output characteristic of the rotary electric machine 1 which changes with the value of the torque command T * can be configured. Since other operations and operations are the same as those in the first embodiment shown in FIGS. 1 and 2, detailed description thereof is omitted here.
  • the terminal voltage PMF is obtained without performing the current feedback control. Since the control is held at a constant value, the field-weakening control can be reliably performed. For this reason, control stability can be improved without using a motor constant and performing current feedback control. Further, since current feedback control for field weakening control is not required, it is not necessary to increase the power conversion carrier frequency of the power converter 2 more than necessary. Switching loss associated with the operation can be reduced. Moreover, in the second embodiment, it is possible to configure a control system corresponding to the output characteristics of the rotating electrical machine 1 that varies depending on the value of the torque command T *.
  • proportional integral (PI) control as shown in FIG. 3 is performed, or limiter means as shown in FIG. 4 is provided to provide a proportional integral (PI) control range. It is also possible to provide a certain restriction on the.
  • FIG. 7 is a configuration diagram illustrating a control device for a rotating electrical machine according to Embodiment 3 of the present invention.
  • components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted, and only components different from the first embodiment are described.
  • the feature of the third embodiment is that only the configuration of the d-axis current correction value calculating means 13 in the terminal voltage fixing means 10 is different from that in the first embodiment. That is, as shown in the above equation (3), the magnitude of the line voltage PMF varies depending on the magnitude of the DC voltage Vdc applied to the power converter 2. That is, the desired output characteristic of the rotating electrical machine 1 changes with the line voltage PMF.
  • the d-axis current correction value calculation means 13 inputs the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detection means 5. Then, the d-axis current correction value calculating means 13 determines the integral gain K by the gain setting table 13b according to the magnitude of the DC voltage Vdc, and multiplies the integral gain K by the multiplier 13c with the output of the integrating means 13a. I try to match. Thereby, it is possible to configure a control system corresponding to the output characteristics of the rotating electrical machine 1 that changes depending on the value of the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detecting means 5. Since other operations and operations are the same as those in the first embodiment shown in FIGS. 1 and 2, detailed description thereof is omitted here.
  • the terminal voltage PMF is kept constant without performing current feedback control. Since the control to maintain the value is performed, the field weakening control can be surely performed. For this reason, control stability can be improved without using a motor constant and performing current feedback control. Further, since current feedback control for field weakening control is not required, it is not necessary to increase the power conversion carrier frequency of the power converter 2 more than necessary. Switching loss associated with the operation can be reduced. Moreover, in the third embodiment, it is possible to configure a control system corresponding to the motor characteristics that vary depending on the value of the DC voltage Vdc applied to the power converter 2 in particular.
  • proportional integral (PI) control as shown in FIG. 3 is performed, or limiter means as shown in FIG. 4 is provided to provide proportional integral (PI) control range. It is also possible to provide a certain restriction on the.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

　回転電機１を駆動する電力変換器２、電力変換器２に加わる直流電圧を検出する直流電圧検出手段５、電力変換器２の動作を制御する制御部３を備え、制御部３は、直流電圧検出手段５で検出された直流電圧と電圧指令演算手段９からのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とに基づいて回転電機１の端子電圧を演算し、この演算された端子電圧が予め設定された制御目標値である端子電圧指令に一致するようにｄ軸電流指令を補正するｄ軸電流補正値を出力する制御を行って端子電圧を一定に保つ端子電圧固定手段１０を備える。

Description

回転電機の制御装置
　この発明は、高速回転する永久磁石同期機等の回転電機の回転制御を行う制御装置に関し、特には高速回転する回転電機の端子電圧が一定になるように弱め界磁制御を行う回転電機の制御装置に関するものである。
　インバータ等の電力変換装置で駆動される回転電機は、最近では高効率モータとして一般的に用いられるようになっている。特に、永久磁石を回転子内部に埋め込まれた永久磁石同期機は、弱め界磁制御を行い易く、これを利用した定出力運転も盛んに行われている。
　このような永久磁石同期機に対する弱め界磁制御は、同期機の回転速度が増加しても端子電圧（各相間の実効電圧）が一定に保たれるようにｄ軸電流制御を行って、永久磁石の磁束を等価的に低減して誘起電圧の上昇を抑え、これにより定出力運転範囲を拡大するものである。
　このような弱め界磁制御の一例として、従来、永久磁石同期機の磁石による巻線鎖交磁束数が温度により低下して端子電圧が変動するのを防止するため、永久磁石の温度を検出する温度センサを設け、この温度センサによる検出温度に応じて適切な巻線鎖交磁束数を保持し得るｄ軸電流指令値を求め、これによって永久磁石の温度状態に合わせて弱め界磁電流を最適な値に制御するようにした技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２－０９５３００号公報
　ところで、このような永久磁石同期機などの回転電機においては、制御目標値となるｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさに応じて出力特性や最適な制御性能が変化する。そのため、上記の特許文献１に記載している従来技術では、回転電機に実際に流れる回転電機電流を電流センサによって検出する。そして、電流制御部において、上記検出した回転電機電流からｄ軸電流及びｑ軸電流を算出して上記の制御目標値となるｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊と比較し、ｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊に一致するようにフィードバック制御を行う、電流フィードバック制御を実施している。このような電流フィードバック制御を行えば、回転電機電流から得られるｄ軸電流及びｑ軸電流が制御目標値となるｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊に常に一致するようになるので、所望のトルクを出力することができる。
　電流制御部において電流フィードバック制御を行うには、一般的に比例積分（ＰＩ）制御処理が実施される。その制御処理の際、回転電機の出力特性等の変化に迅速に対応できるようにするためには、電流制御部において高い制御応答性能を確保する必要がある。
　しかし、電流制御部において制御応答性能を高めるためには、インバータ等の電力変換器のキャリア周波数を十分に高く設定して制御電圧や制御電流の値が粗くならないように制御する必要がある。このように、従来は、電流制御部の制御応答性能を高めるためには、電力変換器のキャリア周波数を上げることが必要になり、その結果、電力変換器を構成するスイッチング素子におけるスイッチング損失が大きくなるという課題がある。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、回転電機が高速回転する場合でも端子電圧を一定に保つ弱め界磁制御を適切に実施することができ、かつ、高い制御応答性能を確保して制御安定性を向上させるとともに、電力変換器のスイッチング損失を低減することが可能な回転電機の制御装置を提供することを目的とする。
　この発明に係る回転電機の制御装置は、
（ａ）回転電機を駆動する電力変換器と、
（ｂ）上記電力変換器に加わる直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
（ｃ）上記電力変換器の動作を制御するものであって、ｄ軸電流指令をｄ軸電流補正値で補正した補正後ｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流指令補正手段と、トルク指令と上記補正後ｄ軸電流指令値とからｑ軸電流指令を演算するｑ軸電流指令演算手段と、上記補正後ｄ軸電流指令と上記ｑ軸電流指令とに基づいて上記電力変換器を制御するためのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令に基づいて上記電力変換器を駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、上記直流電圧検出手段で検出された上記直流電圧と上記電圧指令演算手段から出力される上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令とに基づいて上記回転電機の端子電圧を演算し、この演算された端子電圧が予め設定された制御目標値である端子電圧指令に一致するように上記ｄ軸電流指令を補正する上記ｄ軸電流補正値を出力する制御を行って上記端子電圧を一定に保つ端子電圧固定手段とを有する制御部と、を備える。
　この発明の回転電機の制御装置によれば、回転電機が高速回転する場合、電流フィードバック制御を行わずに、予め設定された制御目標値としての端子電圧指令を設定し、回転電機に加わる端子電圧が常に端子電圧指令に一致するように制御を行う、つまり、ｄ軸電流指令をｄ軸電流補正値で補正して端子電圧が一定に保たれるように制御を行うので、弱め界磁制御を確実に実施することができる。これにより定出力運転範囲を拡大できるとともに、高い制御応答性能を確保できるため、制御安定性を向上させることが可能となる。
　また、従来のような弱め界磁制御のための電流フィードバック制御を必要としないため、ＰＷＭインバータなどの電力変換器のキャリア周波数を徒に高くする必要がない。そのため、電力変換器を構成するスイッチング素子のスイッチング動作に伴う損失を低減することができる。
この発明の実施の形態１による回転電機の制御装置を示す構成図である。 実施の形態１による回転電機の制御装置のｄ軸電流補正値演算手段の一例を示す構成図である。 実施の形態１による回転電機の制御装置のｄ軸電流補正値演算手段の他の変形例を示す構成図である。 実施の形態１による回転電機の制御装置のｄ軸電流補正値演算手段の更に他の変形例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による回転電機の制御装置を示す構成図である。 実施の形態２による回転電機の制御装置のｄ軸電流補正値演算手段の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による回転電機の制御装置を示す構成図である。 実施の形態３による回転電機の制御装置のｄ軸電流補正値演算手段の一例を示す構成図である。
実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１による回転電機の制御装置を示す構成図である。
　実施の形態１における制御装置は、回転電機１として永久磁石により界磁を作る交流永久磁石同期機を制御対象としている。しかし、本発明はこれに限らず、シンクロナスリラクタンス型の同期機など、他の種類の回転電機についても適用することが可能である。
　上記回転電機１を制御する制御装置は、電力変換器２、制御部３、位置情報検出手段４、および直流電圧検出手段５を備えている。
　電力変換器２は、直流電力を交流電力に変換して回転電機１を駆動するもので、例えばＰＷＭインバータが適用される。また、位置情報検出手段４は、回転電機１の回転位置情報（回転子位相）θを検出するもので、例えば、ロータリエンコーダやレゾルバ等が適用される。また、直流電圧検出手段５は、電力変換器２に加わる入力側の直流電圧Ｖｄｃを検出するものであり、例えば電力変換器２の入力側に設けられた平滑コンデンサ１６の電圧を検出する電圧センサが適用される。
　また、上記制御部３は、電力変換器２の動作を制御するもので、ＰＷＭ信号生成手段６、ｄ軸電流指令補正手段７、ｑ軸電流指令演算手段８、電圧指令演算手段９、および端子電圧固定手段１０を有する。
　ＰＷＭ信号生成手段６は、特許請求の範囲における駆動信号生成手段に対応するもので、位置情報検出手段４で検出された回転位置情報θと、電圧指令演算手段９で演算されたｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊に基づいて、電力変換器２を駆動するためのＰＷＭ信号を演算して出力するものである。
　ｄ軸電流指令補正手段７は、所定のｄ軸電流指令値ｉｄ＊と端子電圧固定手段１０から出力されるｄ軸電流補正値Δｉｄとを加算する加算器で構成されており、両方の値ｉｄ＊及びΔｉｄを加算した値が補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊として出力される。なお、端子電圧固定手段１０については後に詳述する。
　ｑ軸電流指令演算手段８は、所定のトルク指令値Ｔ＊と上記補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊とに基づいて、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を演算するものである。なお、上記ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびトルク指令Ｔ＊は、回転電機１の所望の出力性能より決定される所定の値であって、例えば外部の図示しないコントローラから与えられる。
　電圧指令演算手段９は、位置情報検出手段４で検出された回転電機１の回転位置情報θと、ｄ軸電流指令補正手段７で算出される補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊と、ｑ軸電流指令演算手段８で算出されるｑ軸電流指令ｉｑ＊とに基づいて、ＰＷＭ信号生成に必要なｄ軸電圧指令ｖｄ＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊とをそれぞれ演算して、ＰＷＭ信号生成手段６に出力するものである。
　端子電圧固定手段１０は、直流電圧検出手段５で検出された電力変換器２に加わる直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令演算手段９から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、ｄ軸電流指令補正手段７から出力される補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊とが入力される。そして、端子電圧固定手段１０は、これら入力値に基づいて回転電機１の端子電圧ＰＭＦと制御目標値となる端子電圧指令ＰＭＦ＊との偏差である端子電圧偏差ΔＰＭＦを求める。さらに、端子電圧固定手段１０は、上記端子電圧偏差ΔＰＭＦが無くなるように、つまり回転電機の端子電圧ＰＭＦが常に制御目標値である端子電圧指令ＰＭＦ＊に一致するように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を補正するｄ軸電流補正値Δｉｄを出力する制御を行って、端子電圧ＰＭＦを一定に保つようにするものである。そのため、この実施の形態１では、端子電圧固定手段１０は、端子電圧演算手段１１、減算器１２、およびｄ軸電流補正値演算手段１３を備えている。
　ここに、端子電圧演算手段１１は、直流電圧検出手段５で検出された直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令演算手段９により演算されたｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊とに基づいて回転電機１の端子電圧ＰＭＦを演算するものである。
　また、減算器１２は、外部のコントローラから予め与えられる端子電圧指令ＰＭＦ＊から端子電圧演算手段１１で演算された回転電機１の端子電圧ＰＭＦを減算して、端子電圧偏差ΔＰＭＦを算出するものである。
　ｄ軸電流補正値演算手段１３は、減算器１２で演算された端子電圧偏差ΔＰＭＦと、ｄ軸電流補正手段７から出力される補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊とに基づいてｄ軸電流補正値Δｉｄを演算するものである。
　ここでは、ｄ軸電流補正値演算手段１３は、例えば、端子電圧偏差ΔＰＭＦの積分制御（Ｉ制御）を行う。つまり、ｄ軸電流補正値演算手段１３は、例えば図２に示すように、減算器１２で得られる端子電圧偏差ΔＰＭＦを積分する積分手段１３ａと、入力される補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊の大きさに応じて積分ゲインＫを設定するゲイン設定テーブル１３ｂと、この積分ゲインＫと積分手段１３ａの積分出力値とを掛け合わせてその値をｄ軸電流補正値Δｉｄとして出力する掛算器１３ｃとを備えている。
　この場合、ｄ軸電流補正値Δｉｄは、積分ゲインＫの大きさによって変化する。すなわち、端子電圧固定手段１０で端子電圧ＰＭＦを一定に保つように制御する際の応答性は、積分ゲインＫの大きさつまり補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊の大きさにより決定される。
　次に、上記構成を備えた回転電機の制御装置の動作について説明する。
　ｄ軸電流指令補正手段７は、所定のｄ軸電流指令ｉｄ＊に端子電圧固定手段１０の出力であるｄ軸電流補正値Δｉｄを加算し、その加算値を補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊として出力する。
　ｑ軸電流指令演算手段８は、上記補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊と、所定のトルク指令Ｔ＊と、モータ定数とを用いて次の（１）式により、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、φａ＝√｛（３／２）・φｆ｝、φｆ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、Ｌｄ＊：ｄ軸インダクタンス設定値、Ｌｑ＊：ｑ軸インダクタンス設定値、Ｐｎ：極対数、ｉｄ＊＊：補正後ｄ軸電流指令である。
　次に、電圧指令演算手段９は、上記ｑ軸電流指令ｉｑ＊と、補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊と、位置情報検出手段４で検出された回転位置情報θとを用いて、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊とを次の（２）式により演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ただし、ｉｄ＊＊：補正後ｄ軸電流指令、ｉｑ＊：ｑ軸電流指令、ｖｄ＊：ｄ軸電圧指令、ｖｑ＊：ｑ軸電圧指令、φａ＝√｛（３／２）・φｆ｝、φｆ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、Ｒ＊：電機子抵抗設定値、Ｒｃ＊：鉄損抵抗設定値、Ｌｄ＊：ｄ軸インダクタンス設定値、Ｌｑ＊：ｑ軸インダクタンス設定値、ｐ＝ｄ／ｄｔｆ、Ｐｎ：極対数、ω＝ｄθ／ｄｔ：電気角速度（位相θの微分値）とする。
　ＰＷＭ信号生成手段６は、電圧指令演算手段９で演算されたｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、直流電圧検出手段５で検出された直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、電力変換器２を駆動させるＰＷＭ信号を生成して電力変換器２を駆動する。この動作自体は周知であるのでここでは詳しい説明は省略する。
　このように、前述の（２）式に基づいて、電圧指令演算手段９からＰＷＭ信号生成手段６に対して、鉄損抵抗を考慮したｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を与えることにより、ｑ軸電流指令ｉｑ＊と補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊は、回転電機１に流れる実際の回転電機電流と一致することになる。また、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊に鉄損抵抗を考慮することにより、トルク指令Ｔ＊と回転電機１が出力する実際のトルクとが一致することになり、所望の性能を確保することができる。
　一方、端子電圧固定手段１０において、端子電圧演算手段１１は、直流電圧検出手段５で検出された直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令演算手段９から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊に基づいて、回転電機１に印加されている端子電圧ＰＭＦを、次の（３）式に基づいて演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　減算器１２には、外部のコントローラから制御目標値となる端子電圧指令ＰＭＦ＊が予め与えられている。そして、減算器１２は、次の（４）式に示すように、端子電圧指令ＰＭＦ＊から端子電圧ＰＭＦを減算し、その減算した値を端子電圧偏差ΔＰＭＦとして算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記のように演算された端子電圧偏差ΔＰＭＦは、次段のｄ軸電流補正値演算手段１３に入力される。ｄ軸電流補正値演算手段１３は、ｄ軸電流指令補正手段７から与えられる補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊と、端子電圧偏差ΔＰＭＦとに基づいてｄ軸電流補正値Δｉｄを演算する。
　すなわち、図２のｄ軸電流補正値演算手段１３において、積分手段１３ａは、端子電圧偏差ΔＰＭＦを積分する。一方、ゲイン設定テーブル１３ｂには、補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊とこれに対応した積分ゲインＫの関係が予め登録されており、ゲイン設定テーブル１３ｂは補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊の大きさに応じた積分ゲインＫを決定して出力する。これにより、モータ特性に対応した積分ゲインＫが設定されるため、安定な制御性能を確保することができる。
　次に、ゲイン設定テーブル１３ｂから出力される積分ゲインＫと積分手段１３ａの出力値とが掛算器１３ｃで掛算され、この掛算値がｄ軸電流補正値Δｉｄとしてｄ軸電流指令補正手段７に出力される。そして、前述のようにｄ軸電流指令補正手段７は、ｄ軸電流補正値Δｉｄを所定のｄ軸電流指令ｉｄ＊に加算して補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊として出力する。
　以上のように、この実施の形態１では、回転電機１が高速回転する場合の弱め界磁制御を行う際に、電流のフィードバック制御を行わずに、予め設定された制御目標値である端子電圧指令ＰＭＦ＊に回転電機１に加わる端子電圧ＰＭＦが常に一致するように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊をｄ軸電流補正値Δｉｄによって補正する制御が行われる。そのため、端子電圧ＰＭＦが一定に保たれ、弱め界磁制御を確実に実施することができる。これにより、モータ定数を使用することなく、かつ電流フィードバック制御を行わずに制御安定性を向上させることができる。また、この実施の形態１では、ｄ軸電流指令ｉｄ＊の値によって変化する回転電機１の出力特性に対応した制御系を構成することができる。
　また、この実施の形態１では、弱め界磁制御のための電流フィードバック制御を必要としないため、電力変換器２の電力変換用のキャリア周波数を必要以上に高くする必要がない。このため、電力変換器２を構成するスイッチング素子の動作に伴うスイッチング損失を低減することができる。
　なお、ｄ軸電流補正値演算手段１３は、図２に示した構成のものに限定されるものではなく、例えば図３や図４に示すような構成を採用することも可能である。
　すなわち、図２に示したｄ軸電流補正値演算手段１３は、端子電圧偏差ΔＰＭＦの積分（Ｉ）制御のみを行う積分（Ｉ）制御系のみを構成しているが、図３に示すｄ軸電流補正値演算手段１３は、端子電圧偏差ΔＰＭＦの積分（Ｉ）制御と共に比例（Ｐ）制御を同時行う比例積分（ＰＩ）制御系を構成している。
　図３において、ゲイン設定テーブル１３ｅは補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊の大きさに応じた比例ゲインＫ１を設定して掛算器１３ｆに出力する。掛算器１３ｆは上記比例ゲインＫ１を端子電圧偏差ΔＰＭＦに掛算してＫ１・ΔＰＭＦを求める。増幅器１３ｇは上記掛算した値を積分ゲインＫ２だけ増幅して積分手段１３ｈに出力する。積分手段１３ｈは上記増幅した値を積分して∫Ｋ２・（Ｋ１・ΔＰＭＦ）を求める。加算器１３ｉは、掛算器１３ｆの出力値Ｋ１・ΔＰＭＦと積分手段１３ｈの出力値∫Ｋ２・（Ｋ１・ΔＰＭＦ）とを加算した値Ｋ１・ΔＰＭＦ＋∫Ｋ２・（Ｋ１・ΔＰＭＦ）を求め、これをｄ軸電流補正値Δｉｄとして出力する。このようにすれば、一層精度良く端子電圧ＰＭＦを一定に保つように制御することができる。
　また、図４に示すｄ軸電流補正値演算手段１３は、積分（Ｉ）制御と比例（Ｐ）制御で構成した比例積分（ＰＩ）制御の出力を制限する一定のリミッタ値を設け、かつ、そのリミッタ値を補正後ｄ軸電流指令値ｉｄ＊＊の大きさに応じて可変できるようにしたものである。
　すなわち、このｄ軸電流補正値演算手段１３は、増幅器１３ｊによりＫ１・ΔＰＭＦを求め、増幅器１３ｇと積分手段１３ｈとにより∫Ｋ２・（Ｋ１・ΔＰＭＦ）を求め、加算器１３ｉで両者を加算した値Ｋ１・ΔＰＭＦ＋∫Ｋ２・（Ｋ１・ΔＰＭＦ）を求めて、これをｄ軸電流補正値Δｉｄとして出力する点では、図３の場合と同様である。しかし、図４では、積分手段１３ｈと加算器１３ｉとの間に第１の可変リミタ手段１３ｍを、また、加算器１３ｉの出力側に第２の可変リミタ手段１３ｎを設けている。そして、第１及び第２可変リミタ手段１３ｍ及び１３ｎによるリミッタ値を補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊を入力としたリミッタ設定テーブル１３ｋの出力値Ｌによって可変できるようにしている。
　図４のようにすれば、補正後ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊の大きさに応じて積分手段１３ｈの出力や、加算器１３ｉの出力が制限される。その結果、回転電機１の所望の出力特性を得るためにｄ軸電流指令ｉｄ＊やトルク指令Ｔ＊が変更されたような場合でも、積分手段１３ｈから出力される積分制御量や加算器１３ｉから出力されるｄ軸電流補正値Δｉｄが過剰に大きくなって制御適正範囲から外れるなどの不具合発生を確実に防止することができ、常に、高い制御応答を確保することができる。
実施の形態２．
　図５は、本発明の実施の形態２における回転電機の制御装置を示す構成図である。ここでは、図１および図２に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一符号を付してその説明を省略し、実施の形態１と異なる構成部分についてのみ説明する。
　この実施の形態２の特徴は、上述の実施の形態１と比較したとき、端子電圧固定手段１０の内のｄ軸電流補正値演算手段１３の構成のみが異なっていることである。すなわち、前述の（１）式に示したように、トルク指令Ｔ＊によってｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさが変化する。つまり、トルク指令Ｔ＊によって回転電機１の所望の出力特性が変化する。
　そこで、この実施の形態２においては、図６に示すように、ｄ軸電流補正値演算手段１３は、トルク指令Ｔ＊を入力する。そして、ｄ軸電流補正値演算手段１３は、トルク指令Ｔ＊の大きさに応じてゲイン設定テーブル１３ｂより積分ゲインＫを決定し、掛算器１３ｃにより積分ゲインＫを積分手段１３ａの出力と掛け合わせるようにしている。これにより、トルク指令Ｔ＊の値によって変化する回転電機１の出力特性に対応した制御系を構成することができる。
　その他の作用、動作は、図１および図２に示した実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
　以上のように、この実施の形態２では、実施の形態１の場合と同様、回転電機１が高速回転する場合の弱め界磁制御を行う際に、電流のフィードバック制御を行わずに、端子電圧ＰＭＦを一定値に保持する制御を行うため、弱め界磁制御を確実に実施することができる。このため、モータ定数を使用することなく、かつ電流フィードバック制御を行わずに制御安定性を向上させることができる。また、弱め界磁制御のための電流フィードバック制御を必要としないため、電力変換器２の電力変換用のキャリア周波数を必要以上に高くする必要がなく、これにより、電力変換器２を構成するスイッチング素子の動作に伴うスイッチング損失を低減することができる。しかも、この実施の形態２では、特にトルク指令Ｔ＊の値によって変化する回転電機１の出力特性に対応した制御系を構成することができる。
　なお、この実施の形態２においても、図３に示したような比例積分（ＰＩ）制御を行うようにしたり、また、図４に示したようなリミッタ手段を設けて比例積分（ＰＩ）制御範囲に一定の制限を設けるようにすることも可能である。
実施の形態３．
　図７は、本発明の実施の形態３における回転電機の制御装置を示す構成図である。ここでは、図１および図２に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一符号を付してその説明を省略し、実施の形態１と異なる構成部分についてのみ説明する。
　この実施の形態３の特徴は、上述の実施の形態１と比較したとき、端子電圧固定手段１０の内のｄ軸電流補正値演算手段１３の構成のみが異なっていることである。すなわち、前述の（３）式に示したように、電力変換器２に加わる直流電圧Ｖｄｃの大きさによって線間電圧ＰＭＦの大きさが変化する。つまり、線間電圧ＰＭＦによって回転電機１の所望の出力特性が変化する。
　そこで、この実施の形態３においては、図８に示すように、ｄ軸電流補正値演算手段１３は、直流電圧検出手段５で検出された直流電圧Ｖｄｃを入力する。そして、ｄ軸電流補正値演算手段１３は、直流電圧Ｖｄｃの大きさに応じてゲイン設定テーブル１３ｂにより積分ゲインＫを決定し、掛算器１３ｃでこの積分ゲインＫと積分手段１３ａの出力とを掛け合わせるようにしている。これにより、直流電圧検出手段５で検出される直流電圧Ｖｄｃの値によって変化する回転電機１の出力特性に対応した制御系を構成することができる。
　その他の作用、動作は、図１および図２に示した実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
　以上のように、この実施の形態３では、実施の形態１の場合と同様、回転電機１が高速回転する場合の弱め界磁制御を行う際に、電流フィードバック制御を行わずに、端子電圧ＰＭＦを一定値に保持する制御を行うため、弱め界磁制御を確実に実施することができる。このため、モータ定数を使用することなく、かつ電流フィードバック制御を行わずに制御安定性を向上させることができる。また、弱め界磁制御のための電流フィードバック制御を必要としないため、電力変換器２の電力変換用のキャリア周波数を必要以上に高くする必要がなく、これにより、電力変換器２を構成するスイッチング素子の動作に伴うスイッチング損失を低減することができる。しかも、この実施の形態３では、特に電力変換器２に加わる直流電圧Ｖｄｃの値によって変化するモータ特性に対応した制御系を構成することができる。
　なお、この実施の形態３においても、図３に示したような比例積分（ＰＩ）制御を行うようにしたり、また、図４に示したようなリミッタ手段を設けて比例積分（ＰＩ）制御範囲に一定の制限を設けるようにすることも可能である。

Claims (6)

  1. （ａ）回転電機を駆動する電力変換器と、
    （ｂ）上記電力変換器に加わる直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
    （ｃ）上記電力変換器の動作を制御するものであって、ｄ軸電流指令をｄ軸電流補正値で補正した補正後ｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流指令補正手段と、トルク指令と上記補正後ｄ軸電流指令値とからｑ軸電流指令を演算するｑ軸電流指令演算手段と、上記補正後ｄ軸電流指令と上記ｑ軸電流指令とに基づいて上記電力変換器を制御するためのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令に基づいて上記電力変換器を駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、上記直流電圧検出手段で検出された上記直流電圧と上記電圧指令演算手段から出力される上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令とに基づいて上記回転電機の端子電圧を演算し、この演算された端子電圧が予め設定された制御目標値である端子電圧指令に一致するように上記ｄ軸電流指令を補正する上記ｄ軸電流補正値を出力する制御を行って上記端子電圧を一定に保つ端子電圧固定手段とを有する制御部と、
    を備えた回転電機の制御装置。
  2. 上記端子電圧固定手段は、上記直流電圧並びに上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令に基づいて演算された上記端子電圧と上記端子電圧指令との偏差を端子電圧偏差として算出し、上記端子電圧偏差を上記補正後ｄ軸電流指令値の大きさに応じて変化させて上記ｄ軸電流補正値を演算するものである請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  3. 上記端子電圧固定手段は、上記直流電圧並びに上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令に基づいて演算された上記端子電圧と上記端子電圧指令との偏差を端子電圧偏差として算出し、上記端子電圧偏差を上記トルク指令の大きさに応じて変化させて上記ｄ軸電流補正値を演算するものである請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  4. 上記端子電圧固定手段は、上記直流電圧並びに上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令に基づいて演算された上記端子電圧と上記端子電圧指令との偏差を端子電圧偏差として算出し、上記端子電圧偏差を上記直流電圧の大きさに応じて変化させて上記ｄ軸電流補正値を演算するものである請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  5. 上記端子電圧固定手段が上記端子電圧偏差を上記補正後ｄ軸電流指令値、上記トルク指令、および上記直流電圧の内のいずれかの大きさに応じて変化させて上記ｄ軸電流補正値を演算する制御は、比例積分微分（ＰＩＤ）制御のうちの少なくとも積分制御である請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  6. 上記端子電圧固定手段は、上記ｄ軸電流補正値が予め設定されたリミッタ値を越えないように制限するリミッタ手段を備える請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3157162A4 (en) * 2015-01-28 2017-08-16 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device
WO2019096497A1 (de) * 2017-11-20 2019-05-23 Robert Bosch Gmbh Verfahren und vorrichtung zum betreiben einer elektrischen maschine zur abgabe eines vorgegebenen drehmomentes und einer vorgegebenen drehzahl
WO2022186315A1 (ja) * 2021-03-05 2022-09-09 株式会社デンソー モータ制御装置、および、それを備えた電動パワーステアリング装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11150999A (ja) * 1997-11-17 1999-06-02 Meidensha Corp Ｐｍモータの制御装置
JP2006203970A (ja) * 2005-01-18 2006-08-03 Sharp Corp モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP2007202295A (ja) * 2006-01-26 2007-08-09 Hitachi Ltd 交流モータ制御装置および制御方法
JP2008042963A (ja) * 2006-08-01 2008-02-21 Honda Motor Co Ltd 電動機の制御装置
WO2008152929A1 (ja) * 2007-06-12 2008-12-18 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki モータ制御装置とその制御方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11150999A (ja) * 1997-11-17 1999-06-02 Meidensha Corp Ｐｍモータの制御装置
JP2006203970A (ja) * 2005-01-18 2006-08-03 Sharp Corp モータ駆動装置およびこれを用いた電気機器
JP2007202295A (ja) * 2006-01-26 2007-08-09 Hitachi Ltd 交流モータ制御装置および制御方法
JP2008042963A (ja) * 2006-08-01 2008-02-21 Honda Motor Co Ltd 電動機の制御装置
WO2008152929A1 (ja) * 2007-06-12 2008-12-18 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki モータ制御装置とその制御方法

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3157162A4 (en) * 2015-01-28 2017-08-16 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device
US10270377B2 (en) 2015-01-28 2019-04-23 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device
US10469013B2 (en) 2015-01-28 2019-11-05 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device
WO2019096497A1 (de) * 2017-11-20 2019-05-23 Robert Bosch Gmbh Verfahren und vorrichtung zum betreiben einer elektrischen maschine zur abgabe eines vorgegebenen drehmomentes und einer vorgegebenen drehzahl
CN111344942A (zh) * 2017-11-20 2020-06-26 罗伯特·博世有限公司 用于运行电机以输出预先给定的转矩和预先给定的转速的方法和设备
US11558003B2 (en) 2017-11-20 2023-01-17 Robert Bosch Gmbh Method and device for operating an electric machine for outputting a predefined torque and a predefined rotational speed
WO2022186315A1 (ja) * 2021-03-05 2022-09-09 株式会社デンソー モータ制御装置、および、それを備えた電動パワーステアリング装置

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Publication number Publication date
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