JPS6033757Y2 - 電動機電流制御装置 - Google Patents
電動機電流制御装置Info
- Publication number
- JPS6033757Y2 JPS6033757Y2 JP1980090701U JP9070180U JPS6033757Y2 JP S6033757 Y2 JPS6033757 Y2 JP S6033757Y2 JP 1980090701 U JP1980090701 U JP 1980090701U JP 9070180 U JP9070180 U JP 9070180U JP S6033757 Y2 JPS6033757 Y2 JP S6033757Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- current
- value
- magnetic field
- command value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はインバータ駆動の誘導電動機のトルク制御と磁
束制御とを独立して行うベクトル制御における検出電流
整形による過度応答低下の改良に関する。
束制御とを独立して行うベクトル制御における検出電流
整形による過度応答低下の改良に関する。
一般に可変電圧可変周波数インバータで運転される誘導
電動機（以下単に電動機という）の一次電流波形はイン
バータの転流毎に波形が変る歪波形電流となる。
電動機（以下単に電動機という）の一次電流波形はイン
バータの転流毎に波形が変る歪波形電流となる。
これを電圧制御機能をもついわゆるＰＷＭインバータ例
につき第１図を参照して説明する二第１図ａ、 ｂにお
いて縦軸は電流値、横軸は電気角を示している。
につき第１図を参照して説明する二第１図ａ、 ｂにお
いて縦軸は電流値、横軸は電気角を示している。
なお簡単化して３パルスモードにおけるＵ相電流１ｕの
波形とトル４戊分電流Ｉｑの波形のみを示す。
波形とトル４戊分電流Ｉｑの波形のみを示す。
このようにパルス幅制御される場合には第１図ａに示す
如くオンオフ制御するチョッピング周波数成分を有する
高調波電流を回転磁界上でこれと平行成分および直交成
分に座標変換を行うことから得られる磁界成分電流■φ
、トルク戊分電流■９とも、第１図すに示すように３相
インバータ運転の場合にはこれを全波整流したと同様な
直流成分■φ０９１ｑｏにインバータ周波数の６倍の周
波数で繰返す脈動電流波形となる。
如くオンオフ制御するチョッピング周波数成分を有する
高調波電流を回転磁界上でこれと平行成分および直交成
分に座標変換を行うことから得られる磁界成分電流■φ
、トルク戊分電流■９とも、第１図すに示すように３相
インバータ運転の場合にはこれを全波整流したと同様な
直流成分■φ０９１ｑｏにインバータ周波数の６倍の周
波数で繰返す脈動電流波形となる。
第２図は従来例のベクトル制御の回路構成を示すもので
、１はインバータ、２はインバータ１で電流制御運転さ
れる電動機、３は一次電流検出のため一相のみ略示した
電流検出器、４は電動機２の回転速度ｎを検出する速度
検出器、５は磁束検出器、６，８はベクトル変換器、７
はディジタル平滑器、９は電流調節器、１０．１２は比
較器、１１は速度調節器、１３は速度設定器である。
、１はインバータ、２はインバータ１で電流制御運転さ
れる電動機、３は一次電流検出のため一相のみ略示した
電流検出器、４は電動機２の回転速度ｎを検出する速度
検出器、５は磁束検出器、６，８はベクトル変換器、７
はディジタル平滑器、９は電流調節器、１０．１２は比
較器、１１は速度調節器、１３は速度設定器である。
第２図において、ベクトル変換器６は一次電流ｉい Ｉ
Ｖｓ ＩＷにさらに磁束検出器５より図示していない
回転磁界の位置φ９を得て回転磁界における平行成分と
直交成分に座標変換を行う。
Ｖｓ ＩＷにさらに磁束検出器５より図示していない
回転磁界の位置φ９を得て回転磁界における平行成分と
直交成分に座標変換を行う。
このベクトル変換器６の出力信号ｉｑは前記第１図すに
示す如く６倍の周波数を有する脈動電流である。
示す如く６倍の周波数を有する脈動電流である。
ディジタル平滑器７は前記脈動電流の６０°間毎にその
移動平均をとることにより平滑化して信号変換するもの
であり、この出力信号１ｑ□がトルク電流の指令値ｉｑ
＊と比較器１０で比較される。
移動平均をとることにより平滑化して信号変換するもの
であり、この出力信号１ｑ□がトルク電流の指令値ｉｑ
＊と比較器１０で比較される。
その偏差信号が電流調節器９を介し、されにベクトル変
換器８を介して前述の磁束検出器５出力の信号から回転
磁界上より測定子上の制御信号ｉｕ＊ｙ ｉｖ＊ｙ
ｉｗ＊に変換されてインバータ１を付勢する。
換器８を介して前述の磁束検出器５出力の信号から回転
磁界上より測定子上の制御信号ｉｕ＊ｙ ｉｖ＊ｙ
ｉｗ＊に変換されてインバータ１を付勢する。
なお指令値ｉｑ＊は、速度設定器１３出力の設定値ｎ＊
と回転速度りとを比較器１２で比較し、この偏差出力を
速度設定値まで調節を行うための速度調節器１１を介し
て発生される。
と回転速度りとを比較器１２で比較し、この偏差出力を
速度設定値まで調節を行うための速度調節器１１を介し
て発生される。
かかる第２図装置の信号制御状態は第３図にように示さ
れるものとなる。
れるものとなる。
すなわち第３図は信号変化の時間的推移を示すものであ
り、指令値１９＊が時刻Ｔ１からＴ２まで直線的に増え
ている。
り、指令値１９＊が時刻Ｔ１からＴ２まで直線的に増え
ている。
このときディジタル平滑器７の出力信号１ｑｏは出力信
号ｉ、を６０’間づつ順次平均をとった移動平均値であ
って、例示の如く実際値の平均レベルが指令値に近い値
となってもまたは実際値の移動平均がとられた平均値ｉ
ｑ＊と出力信号ｊｑｏとを比較してみても明白なように
、前記指令値の変化した過渡状態の初期には立上りが極
めて遅く、その指令値が一定となった時刻Ｔ２を経て実
際値が指令値を超えても移動平均によるタイムラグのた
めにあたかも指令値まで達しないと判定されて制御上オ
ーバーシュートが生じるものとなる。
号ｉ、を６０’間づつ順次平均をとった移動平均値であ
って、例示の如く実際値の平均レベルが指令値に近い値
となってもまたは実際値の移動平均がとられた平均値ｉ
ｑ＊と出力信号ｊｑｏとを比較してみても明白なように
、前記指令値の変化した過渡状態の初期には立上りが極
めて遅く、その指令値が一定となった時刻Ｔ２を経て実
際値が指令値を超えても移動平均によるタイムラグのた
めにあたかも指令値まで達しないと判定されて制御上オ
ーバーシュートが生じるものとなる。
本考案は上述したような点に着目しなされたもので、前
記制御上のタイムラグおよびオーバーシュートを発生さ
せることなく臨界制御可能な電動機電流制御装置を提供
するものである。
記制御上のタイムラグおよびオーバーシュートを発生さ
せることなく臨界制御可能な電動機電流制御装置を提供
するものである。
ここで本考案の原理説明のためインバータ周波数と等し
い周波数で変化する波形上にこのインバータ周波数の６
倍の周波数で変化する信号電流を（１）式で表わされる
ものとする。
い周波数で変化する波形上にこのインバータ周波数の６
倍の周波数で変化する信号電流を（１）式で表わされる
ものとする。
ｉ ＝Ａｓｉｎ ｆＪ ＋Ｂｓ１ｎ５０・・”・・（１
）この（１）式を６０°すなわち（π／３）毎に移動平
均を求めその平均値ｊ。
）この（１）式を６０°すなわち（π／３）毎に移動平
均を求めその平均値ｊ。
は、（θｏ π／３）前から現時点のθ。
までにおいて（２）式のようになる。ｉｏ”ｆθｏ４／
３ （Ａｓｉｎθ＋Ｂｓ１ｎｆｉθ）ｄθπ ３（Ａ （ｃｏｓ−？ｒ／３）−ｃｏｓθ０）π 十ｅ （ｃｏ （６θｏ２π） −ＣＯ８６θｏ ）
〕＝Ａｓｉｎ （θｏ ｎ ／ ６ ）
””（２）このようにして６倍の周波数成分のも
のが除去されて基本波成分は３０’遅れた同じ波形が得
られるものとなる。
３ （Ａｓｉｎθ＋Ｂｓ１ｎｆｉθ）ｄθπ ３（Ａ （ｃｏｓ−？ｒ／３）−ｃｏｓθ０）π 十ｅ （ｃｏ （６θｏ２π） −ＣＯ８６θｏ ）
〕＝Ａｓｉｎ （θｏ ｎ ／ ６ ）
””（２）このようにして６倍の周波数成分のも
のが除去されて基本波成分は３０’遅れた同じ波形が得
られるものとなる。
また（２）式は簡単のため（θｏ−３／π）からθ。
までの区間求積におけるサンプリング角度を無限小にと
った場合で示したが、このサンプリング角度Δθを考慮
しその求積をΔθの中間点で代表させれば（３）式とな
る。
った場合で示したが、このサンプリング角度Δθを考慮
しその求積をΔθの中間点で代表させれば（３）式とな
る。
ｉｏ’＝Ａｓｉｎ （θｏ（π／６）＋（Δθ／２））
・・・・・・（３） これにより前記サンプリングの周期を無限にとったとき
最大６０°の遅れで基本波成分はそのまま現われてくる
ことになり、かくの如く第２図装置はディジタル平滑器
７出力が移相遅れを生じる制御系からなる。
・・・・・・（３） これにより前記サンプリングの周期を無限にとったとき
最大６０°の遅れで基本波成分はそのまま現われてくる
ことになり、かくの如く第２図装置はディジタル平滑器
７出力が移相遅れを生じる制御系からなる。
したがって指令値、実際値ともに移動平均によるディジ
タル平滑路部分を挿入せしめることにより、同じ時間レ
ベルで制御し得るものとなってこれら指令値と実際値間
にタイムラグを生じることが解消され、かつインバータ
特有の転流チョッピングによるリップル電流が流れる電
流の瞬時値制御機能をもつことになる。
タル平滑路部分を挿入せしめることにより、同じ時間レ
ベルで制御し得るものとなってこれら指令値と実際値間
にタイムラグを生じることが解消され、かつインバータ
特有の転流チョッピングによるリップル電流が流れる電
流の瞬時値制御機能をもつことになる。
第４図は本考案の一実施例を示すもので、７′はディジ
タル平滑器である。
タル平滑器である。
図中第２図と同符号のものは同じ機能を有する部分を示
す。
す。
すなわち第４図装置は第２図装置にディジタル平滑器７
′が加えられてなる。
′が加えられてなる。
このようにしてなる第４図装置は指令値、実際値がそれ
ぞれディジタル平滑器７．７′を介してその移動平均が
とられて発生させるものであり、かかる装置の信号制御
状態を第３図に類して時間的推移を示せば第５図のよう
に示される作用効果が得られるものとなる。
ぞれディジタル平滑器７．７′を介してその移動平均が
とられて発生させるものであり、かかる装置の信号制御
状態を第３図に類して時間的推移を示せば第５図のよう
に示される作用効果が得られるものとなる。
なお本説明に用いたディジタル平滑器部分適用の移動平
均方法は、支出願人が先に提案しているところの特願昭
５５−４８７２６号「電動機電流制御装置」に示される
如く、繰返し波形を利用して順次この周期（通常の三相
グレッツ結線の変換器では６０°）間の平均値より周期
変動要素を取除くようにしたものであるから、記憶素子
を備え演算機能をもつマイクロコンピュータの使用が好
適となる。
均方法は、支出願人が先に提案しているところの特願昭
５５−４８７２６号「電動機電流制御装置」に示される
如く、繰返し波形を利用して順次この周期（通常の三相
グレッツ結線の変換器では６０°）間の平均値より周期
変動要素を取除くようにしたものであるから、記憶素子
を備え演算機能をもつマイクロコンピュータの使用が好
適となる。
第６図は本考案に適用されたディジタル平滑器部分の一
例を示すもので、１４はディジタル平滑回路である。
例を示すもので、１４はディジタル平滑回路である。
図中第４図と同符号のものは同じ部分を示す。
すなわちディジタル平滑回路１４はマイクロコンピュー
タから構成されるものであり、アナグロ信号として入力
される出力信号ｉｑ＊。
タから構成されるものであり、アナグロ信号として入力
される出力信号ｉｑ＊。
ｉｑともにサンプリング信号Ｔｓで与えられる時間間隔
毎にＡＤ交換器７ｂ、７ｃでディジタル量に変換され、
その平均値を求めるデータとしてコンピュータ部７ａの
記憶素子に順次記憶される。
毎にＡＤ交換器７ｂ、７ｃでディジタル量に変換され、
その平均値を求めるデータとしてコンピュータ部７ａの
記憶素子に順次記憶される。
コンピュータ部７ａは、平均値を求めるデータ数のうち
最も古い６０°前のデータと最新のデータとを置換えて
得られる平均値を実際値の出力信号ｉｑと指令値ｉｑ＊
とについて演算処理したのちに、平均値の指令値ｉｑ＊
、出力信号ｉｑｏをＤＡ変換器７ｄ、７ｅに発生する。
最も古い６０°前のデータと最新のデータとを置換えて
得られる平均値を実際値の出力信号ｉｑと指令値ｉｑ＊
とについて演算処理したのちに、平均値の指令値ｉｑ＊
、出力信号ｉｑｏをＤＡ変換器７ｄ、７ｅに発生する。
これらＤＡ変換器７ｄ、７ｅの出力が比較器１０で比較
され電流調節器９を介して信号送出され、これにより移
動平均指令と検出電流の転流リップルを除去された実際
電流の移動平均信号が等しくなるように制御される。
され電流調節器９を介して信号送出され、これにより移
動平均指令と検出電流の転流リップルを除去された実際
電流の移動平均信号が等しくなるように制御される。
以上説明したように本考案によれば、指令、実際の両信
号ともに移動平均をとった信号で制御せしめる回路構成
となし、制御上過渡特性を著しく改善でき連応性が所望
されるベクトル制御の過渡応答がさらに改良された装置
を提供できる。
号ともに移動平均をとった信号で制御せしめる回路構成
となし、制御上過渡特性を著しく改善でき連応性が所望
されるベクトル制御の過渡応答がさらに改良された装置
を提供できる。
第１図はＰＷＭインバータ運転の場合の波形例を示す図
、第２図、第３図は従来例のベクトル制御を示す回路図
、信号制御状態説明図、第４図、第５図は本考案の一実
施例を示す回路図、信号制御状態説明図、第６図は本考
案に適用されたディジタル平滑器部分の一例を示す系統
図である。 ５・・・・・・磁束検出器、６，８・・・・・・ベクト
ル変換器、７，７′・・・・・・ディジタル平滑器、９
・・・・・・電流調節器、１４・・・・・・ディジタル
平滑回路。
、第２図、第３図は従来例のベクトル制御を示す回路図
、信号制御状態説明図、第４図、第５図は本考案の一実
施例を示す回路図、信号制御状態説明図、第６図は本考
案に適用されたディジタル平滑器部分の一例を示す系統
図である。 ５・・・・・・磁束検出器、６，８・・・・・・ベクト
ル変換器、７，７′・・・・・・ディジタル平滑器、９
・・・・・・電流調節器、１４・・・・・・ディジタル
平滑回路。
Claims (1)
- 可変電圧可変周波数インバータにより駆動される誘導電
動機の回転磁界上で回転磁界に平行する電流成分と回転
磁界に直交する電流成分とを指令する装置、前記誘導電
動機の一次電流検出信号から回転磁界上に座標変換を行
い前記平行する電流成分と直交する電流成分を演算検出
する装置を具備しこれら指令値と検出演算値とが一致す
るよう制御する電動機電流制御装置において、前記指令
値信号と検出演算値信号とを順次電気角６０°間の積分
値またはその平均をとった移動平均の信号となし偏差制
御することを特徴とする電動機電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980090701U JPS6033757Y2 (ja) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | 電動機電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980090701U JPS6033757Y2 (ja) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | 電動機電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5715698U JPS5715698U (ja) | 1982-01-27 |
| JPS6033757Y2 true JPS6033757Y2 (ja) | 1985-10-07 |
Family
ID=29452698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1980090701U Expired JPS6033757Y2 (ja) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | 電動機電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6033757Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6221824B2 (ja) * | 2014-02-26 | 2017-11-01 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
-
1980
- 1980-06-30 JP JP1980090701U patent/JPS6033757Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5715698U (ja) | 1982-01-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5032771A (en) | Slip control based on sensing voltage fed to an induction motor | |
| US4680526A (en) | Method of controlling inverter-driven induction motor | |
| CN111030442B (zh) | 控制方法、控制装置、pfc电路、电机驱动设备和空调器 | |
| US8519662B2 (en) | Method and apparatus for controlling motor torque | |
| US7187155B2 (en) | Leakage inductance saturation compensation for a slip control technique of a motor drive | |
| JP2004048868A (ja) | 同期電動機の速度制御装置 | |
| CN111130333B (zh) | 控制方法、控制装置、pfc电路、电机驱动设备和空调器 | |
| US5121043A (en) | PWM control in the pulse dropping region | |
| US20040080968A1 (en) | Vector control of an induction motor | |
| US5714857A (en) | Current regulation process for a three-phase, static-converter-fed, permanently excited synchronous machine | |
| JP7053955B2 (ja) | 回転機の制御装置 | |
| JPS6033757Y2 (ja) | 電動機電流制御装置 | |
| JP3084496B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JP3490600B2 (ja) | 電力変換装置のパルス幅変調方法 | |
| WO2021038670A1 (ja) | 推定装置および交流電動機の駆動装置 | |
| JPH0822146B2 (ja) | 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 | |
| JP7272026B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2644750B2 (ja) | 電圧形インバータの制御方法 | |
| JP3957369B2 (ja) | 誘導電動機制御装置 | |
| JP3269521B2 (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 | |
| JPH0549286A (ja) | Ｐｗｍ波形生成方法及びインバータ装置 | |
| JP3276220B2 (ja) | 交流電動機の制御方式 | |
| JP3336522B2 (ja) | 交流電動機の電流制御装置 | |
| JPH0521999Y2 (ja) | ||
| JP2924589B2 (ja) | 電力変換装置 |