JP3957369B2 - 誘導電動機制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧形インバータにより誘導電動機を駆動するもので，特に誘導電動機の一次側抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２の変動による特性変化を抑制する誘導電動機制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の回転速度検出器を付けないで誘導電動機のトルクと回転速度を高精度高速に制御する誘導電動機の制御装置の従来の制御ブロックを図２に示し，以下，図２に従って従来の技術を説明する。
図２において，１はモータ，２はインバータ，３と４は電圧，電流検出器である。５は３相固定子座標系（ｕ，ｖ，ｗ）から２相固定子座標系（α，β）への座標変換器である。６は一次側磁束ベクトル演算器，７は二次側磁束ベクトル演算器，８はトルク演算器，９は誘導電動機の回転速度演算器，１０は速度ＰＩ制御器である。１１は一次側磁束の目標値に対する偏差を判断するための２値のヒステリシスコンパレータ，１２はトルクの目標値に対する偏差を判断するための３値のヒステリシスコンパレータである。１３は磁束ベクトルが存在するベクトル領域を判断するものである。１４は１１，１２，１３の出力により決めるスイッチングテーブルである。
【０００３】
外部から与えられる磁束指令｜φ＊１｜及びトルク指令Ｔ＊に対し制御回路内部で演算された磁束，トルクとの偏差をそれぞれヒステリシスコンパレータに加え，この偏差が所定のヒステリシス偏差内に保たれるようにインバータの出力電圧の瞬時制御を行い，通電信号を発生させる。
【０００４】
座標変換器５の出力の誘導電動機の一次側電圧Ｖ１，電流ｉ１から誘導電動機の一次側磁束φ１は（１）式により演算する。ただし，Ｒ１は誘導電動機の一次側抵抗である。
【０００５】
【数１】
【０００６】
一次側磁束演算器６の出力の一次側磁束φ１と５の座標変換器の出力の一次側電流ｉ１から，誘導電動機の二次側磁束φ２は（２）式により演算する。ただし，Ｌ１，Ｌ２は誘導電動機の一次側，二次側の自己インダクタンスであり，Ｍは一次巻き線と二次巻き線間の相互インダクタンスである。
【０００７】
【数２】
【０００８】
一次側磁束演算器６の出力の一次側磁束φ１と５の座標変換器の出力の一次側電流ｉ１から，誘導電動機のトルクＴは（３）式により演算する。
【０００９】
【数３】
【００１０】
二次側磁束演算器７の出力の二次側磁束φ２とトルク演算器８の出力の誘導電動機のトルクＴから，誘導電動機の回転速度ωｍは（４）式により演算する。ただし，φ２α，φ２βは二相座標変換後のα軸分量とβ軸分量である。
【００１１】
【数４】
【００１２】
誘導電動機の回転速度演算器９の出力ωｍから速度指令値との偏差をとって，速度制御器１０からトルクの指令を生成する。更に，一次側磁束指令φ＊１と一次側磁束演算器６の出力の一次側磁束の演算値φ１との偏差，速度制御器１０の出力のトルク指令Ｔ＊とトルク演算器８の出力のトルクの演算値Ｔとの偏差，及び出力の一次側磁束６の演算値φ１をそれぞれ１１，１２，１３に入力する。スイッチングテーブル１４は１１，１２，１３の出力によって一次電圧ベクトルを決定してインバータの制御を行う。このように磁束，回転速度推定演算などの各ブロックを基本トルク制御システムブロックに追加し速度センサレス速度制御系を構成している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来技術では，誘導電動機回転速度の演算に二次抵抗Ｒ２を用いている。このＲ２は電動機の温度によって変動するもので，温度変動によりＲ２が変動し，それにより回転速度演算の誤差が生じるようになる。
【００１４】
上述の従来技術では，一磁側磁束ベクトルの演算に一次抵抗Ｒ１を用いている。このＲ１は電動機の温度によって変動するもので，温度変動によりＲ１が変動し，それにより回転速度演算の誤差が生じるようになる。本発明はこれらの問題を解決するために成されたものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
前述の問題点を解決するために，本発明の誘導電動機制御装置はキャリア周波数変調により指定する周波数の高調波電圧の発生手段を利用して，指定する周波数の高調波電圧を発生し，この高調波の周波数を変えながら，これに対応する高調波電流を検出する。指定する周波数の高調波電圧に対応する高調波電流が最小になるとき，この高調波電圧の周波数は誘導電動機の回転周波数となる。このようにして，誘導電動機の一次側抵抗Ｒ１と二次側抵抗Ｒ２に依存しない誘導電動機の回転速度を推定する手段を備えることを特徴とする。
【００１６】
以下は，前記解決するための手段が前記問題点を解決できる理由を述べる。
固定子座標における誘導電動機の電圧・電流基本式が次の（５）式のように示される。
【００１７】
【数５】
【００１８】
誘導電動機の入力周波数は誘導電動機の回転周波数と同じようになるとき，二次側電流はゼロになり，これに対応して一次側電流も最小になる。これは本提案の基本原理である。
【００１９】
指定する周波数の高調波電圧成分を発生するために，キャリア周波数正弦波変調を利用する。キャリア周波数正弦波変調は瞬時キャリア周波数を次の（６）式のような正弦波関数で変調する。ただし，Ａは正弦波変調の幅，ｆｓ０は平均キャリア周波数，ｆΔは正弦波変調の周波数である。
【００２０】
【数６】
【００２１】
この場合に，誘導電動機の入力高調波成分は次の（７）式のようになる。ただし，ｆ１は誘導電動機の入力基本波周波数である。
【００２２】
【数７】
【００２３】
基本波の付近の高調波の分布はν＝１，ｎ＝０，μ＝１で，次の（８）式のようになる。
【００２４】
【数８】
【００２５】
このようにして，ｆΔの選択によって基本波の付近で任意に指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分を発生することができる。
指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分の電流を次のように検出する。
３相固定子座標系（ｕ，ｖ，ｗ）から２相固定子座標系（αーβ）への座標変換は次の（９）式のように行う。
【００２６】
【数９】
【００２７】
２相固定子座標系（αーβ）から（ｆ１−ｆΔ）の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）への座標変換は次の（１０）式のように行う。
【００２８】
【数１０】
【００２９】
測定した電流値をこのように変換して，（ｆ１−ｆΔ）の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）の上で，指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分の電流は直流量で現れる。このようにして，指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分の電流を検出することができる。
【００３０】
前記指定する周波数の高調波電圧発生手段により，指定する周波数の高調波電圧を生成する。周波数を変えながら，前記指定する周波数の高調波電流検出手段によりこの周波数に対応する高調波電流を検出し，高調波電流が最小になるときの指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）が誘導電動機の回転周波数となる。このようにして，誘導電動機の回転周波数を推定できるし，推定した結果は誘導電動機のＲ１，Ｒ２に依存しない。
【００３１】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の一実施例を示す。従来技術の図２と同一部分の説明は省略する。
図１において，４は瞬時キャリア周波数演算器であり，（６）式によりＰＷＭ制御周期毎にキャリア周期を計算する。
【００３２】
５は３相固定子座標系（ｕ，ｖ，ｗ）から２相固定子座標系（αーβ）への座標変換器である。６は２相固定子座標系（αーβ）から基本波の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）への座標変換器である。７は２相固定子座標系（αーβ）から（ｆ１−ｆΔ）の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）への座標変換器である。
【００３３】
８は７の座標変換器の出力の電流座標変換値を算出し，これにより指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波電流を検出する。
【００３４】
９は誘導電動機の回転速度の演算器であり，指定周波数ｆΔを変えながら，８の指定する周波数の高調波電流演算器の出力の指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波電流を判断し，この高調波電流が最小になる時点での指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）は誘導電動機の回転周波数となる。 なお，１０，１１，１２，１３，１４は周知の機能ブロックであるので，説明は省略する。
【００３５】
【発明の効果】
本発明により，誘導電動機の一次側抵抗Ｒ１及び二次側抵抗Ｒ２を使わず誘導電動機の回転速度を推定でき，また，この方法を実現するための付加的な設備を必要としない。よって，温度変動によるＲ１とＲ２の変動が生じても回転速度やトルクの制御誤差が発生せず，またシステムの安定性も確保される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の機能ブロック図である。
【図２】従来技術の機能ブロック図である。
【符号の説明】
１ モータ
２ インバータ
３ 電圧検出器
４ 電流検出器
５ 座標変換器
６ 一次側磁束ベクトル演算器
７ 二次側磁束ベクトル演算器
８ トルク演算器
９ 回転速度演算器
１０ 速度ＰＩ制御器
１１ ヒステリシスコンパレータ
１２ ヒステリシスコンパレータ
１３ ベクトル領域判断
１４ スイッチングテーブル
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧形インバータにより誘導電動機を駆動するもので，特に誘導電動機の一次側抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２の変動による特性変化を抑制する誘導電動機制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の回転速度検出器を付けないで誘導電動機のトルクと回転速度を高精度高速に制御する誘導電動機の制御装置の従来の制御ブロックを図２に示し，以下，図２に従って従来の技術を説明する。
図２において，１はモータ，２はインバータ，３と４は電圧，電流検出器である。５は３相固定子座標系（ｕ，ｖ，ｗ）から２相固定子座標系（α，β）への座標変換器である。６は一次側磁束ベクトル演算器，７は二次側磁束ベクトル演算器，８はトルク演算器，９は誘導電動機の回転速度演算器，１０は速度ＰＩ制御器である。１１は一次側磁束の目標値に対する偏差を判断するための２値のヒステリシスコンパレータ，１２はトルクの目標値に対する偏差を判断するための３値のヒステリシスコンパレータである。１３は磁束ベクトルが存在するベクトル領域を判断するものである。１４は１１，１２，１３の出力により決めるスイッチングテーブルである。
【０００３】
外部から与えられる磁束指令｜φ＊１｜及びトルク指令Ｔ＊に対し制御回路内部で演算された磁束，トルクとの偏差をそれぞれヒステリシスコンパレータに加え，この偏差が所定のヒステリシス偏差内に保たれるようにインバータの出力電圧の瞬時制御を行い，通電信号を発生させる。
【０００４】
座標変換器５の出力の誘導電動機の一次側電圧Ｖ１，電流ｉ１から誘導電動機の一次側磁束φ１は（１）式により演算する。ただし，Ｒ１は誘導電動機の一次側抵抗である。
【０００５】
【数１】
一次側磁束演算器６の出力の一次側磁束φ１と５の座標変換器の出力の一次側電流ｉ１から，誘導電動機の二次側磁束φ２は（２）式により演算する。ただし，Ｌ１，Ｌ２は誘導電動機の一次側，二次側の自己インダクタンスであり，Ｍは一次巻き線と二次巻き線間の相互インダクタンスである。
【０００７】
【数２】
一次側磁束演算器６の出力の一次側磁束φ１と５の座標変換器の出力の一次側電流ｉ１から，誘導電動機のトルクＴは（３）式により演算する。
【０００９】
【数３】
二次側磁束演算器７の出力の二次側磁束φ２とトルク演算器８の出力の誘導電動機のトルクＴから，誘導電動機の回転速度ωｍは（４）式により演算する。ただし，φ２α，φ２βは二相座標変換後のα軸分量とβ軸分量である。
【００１１】
【数４】
誘導電動機の回転速度演算器９の出力ωｍから速度指令値との偏差をとって，速度制御器１０からトルクの指令を生成する。更に，一次側磁束指令φ＊１と一次側磁束演算器６の出力の一次側磁束の演算値φ１との偏差，速度制御器１０の出力のトルク指令Ｔ＊とトルク演算器８の出力のトルクの演算値Ｔとの偏差，及び出力の一次側磁束６の演算値φ１をそれぞれ１１，１２，１３に入力する。スイッチングテーブル１４は１１，１２，１３の出力によって一次電圧ベクトルを決定してインバータの制御を行う。このように磁束，回転速度推定演算などの各ブロックを基本トルク制御システムブロックに追加し速度センサレス速度制御系を構成している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来技術では，誘導電動機回転速度の演算に二次抵抗Ｒ２を用いている。このＲ２は電動機の温度によって変動するもので，温度変動によりＲ２が変動し，それにより回転速度演算の誤差が生じるようになる。
【００１４】
上述の従来技術では，一磁側磁束ベクトルの演算に一次抵抗Ｒ１を用いている。このＲ１は電動機の温度によって変動するもので，温度変動によりＲ１が変動し，それにより回転速度演算の誤差が生じるようになる。本発明はこれらの問題を解決するために成されたものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
前述の問題点を解決するために，本発明の誘導電動機制御装置はキャリア周波数変調により指定する周波数の高調波電圧の発生手段を利用して，指定する周波数の高調波電圧を発生し，この高調波の周波数を変えながら，これに対応する高調波電流を検出する。指定する周波数の高調波電圧に対応する高調波電流が最小になるとき，この高調波電圧の周波数は誘導電動機の回転周波数となる。このようにして，誘導電動機の一次側抵抗Ｒ１と二次側抵抗Ｒ２に依存しない誘導電動機の回転速度を推定する手段を備えることを特徴とする。
【００１６】
以下は，前記解決するための手段が前記問題点を解決できる理由を述べる。
固定子座標における誘導電動機の電圧・電流基本式が次の（５）式のように示される。
【００１７】
【数５】
誘導電動機の入力周波数は誘導電動機の回転周波数と同じようになるとき，二次側電流はゼロになり，これに対応して一次側電流も最小になる。これは本提案の基本原理である。
【００１９】
指定する周波数の高調波電圧成分を発生するために，キャリア周波数正弦波変調を利用する。キャリア周波数正弦波変調は瞬時キャリア周波数を次の（６）式のような正弦波関数で変調する。ただし，Ａは正弦波変調の幅，ｆｓ０は平均キャリア周波数，ｆΔは正弦波変調の周波数である。
【００２０】
【数６】
この場合に，誘導電動機の入力高調波成分は次の（７）式のようになる。ただし，ｆ１は誘導電動機の入力基本波周波数である。
【００２２】
【数７】
基本波の付近の高調波の分布はν＝１，ｎ＝０，μ＝１で，次の（８）式のようになる。
【００２４】
【数８】
このようにして，ｆΔの選択によって基本波の付近で任意に指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分を発生することができる。
指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分の電流を次のように検出する。
３相固定子座標系（ｕ，ｖ，ｗ）から２相固定子座標系（αーβ）への座標変換は次の（９）式のように行う。
【００２６】
【数９】
２相固定子座標系（αーβ）から（ｆ１−ｆΔ）の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）への座標変換は次の（１０）式のように行う。
【００２８】
【数１０】
測定した電流値をこのように変換して，（ｆ１−ｆΔ）の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）の上で，指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分の電流は直流量で現れる。このようにして，指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波成分の電流を検出することができる。
【００３０】
前記指定する周波数の高調波電圧発生手段により，指定する周波数の高調波電圧を生成する。周波数を変えながら，前記指定する周波数の高調波電流検出手段によりこの周波数に対応する高調波電流を検出し，高調波電流が最小になるときの指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）が誘導電動機の回転周波数となる。このようにして，誘導電動機の回転周波数を推定できるし，推定した結果は誘導電動機のＲ１，Ｒ２に依存しない。
【００３１】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の一実施例を示す。従来技術の図２と同一部分の説明は省略する。
図１において，４は瞬時キャリア周波数演算器であり，（６）式によりＰＷＭ制御周期毎にキャリア周期を計算する。
【００３２】
５は３相固定子座標系（ｕ，ｖ，ｗ）から２相固定子座標系（αーβ）への座標変換器である。６は２相固定子座標系（αーβ）から基本波の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）への座標変換器である。７は２相固定子座標系（αーβ）から（ｆ１−ｆΔ）の周波数で回転する２相回転座標系（ｄ−ｑ）への座標変換器である。
【００３３】
８は７の座標変換器の出力の電流座標変換値を算出し，これにより指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波電流を検出する。
【００３４】
９は誘導電動機の回転速度の演算器であり，指定周波数ｆΔを変えながら，８の指定する周波数の高調波電流演算器の出力の指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）の高調波電流を判断し，この高調波電流が最小になる時点での指定する周波数（ｆ１−ｆΔ）は誘導電動機の回転周波数となる。 なお，１０，１１，１２，１３，１４は周知の機能ブロックであるので，説明は省略する。
【００３５】
【発明の効果】
本発明により，誘導電動機の一次側抵抗Ｒ１及び二次側抵抗Ｒ２を使わず誘導電動機の回転速度を推定でき，また，この方法を実現するための付加的な設備を必要としない。よって，温度変動によるＲ１とＲ２の変動が生じても回転速度やトルクの制御誤差が発生せず，またシステムの安定性も確保される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の機能ブロック図である。
【図２】従来技術の機能ブロック図である。
【符号の説明】
１ モータ
２ インバータ
３ 電圧検出器
４ 電流検出器
５ 座標変換器
６ 一次側磁束ベクトル演算器
７ 二次側磁束ベクトル演算器
８ トルク演算器
９ 回転速度演算器
１０ 速度ＰＩ制御器
１１ ヒステリシスコンパレータ
１２ ヒステリシスコンパレータ
１３ ベクトル領域判断
１４ スイッチングテーブル
Claims (1)
- 交流電源により駆動される誘導電動機において，誘導電動機の入力電流を検出してベクトルに変換する電流検出手段と，
ＰＷＭインバータにおけるキャリア周波数正弦波変調により任意に指定する周波数（ｆ１−ｆ△，ただし，ｆ１はインバータの出力基本波周波数，ｆ△はキャリア周波数正弦波変調関数の周波数）の高調波電圧を発生する高調波電圧発生手段と，
前記電流検出手段により検出した電流を前記指定する周波数（ｆ１−ｆ△）で回転する座標系へ変換し，変換した値の直流成分は指定する周波数（ｆ１−ｆ△）成分の振幅であり，このようにして指定する周波数（ｆ１−ｆ△）の高調波電流を検出する高調波電流検出手段と，
前記高調波電圧発生手段により指定する周波数（ｆ１−ｆ△）の高調波電圧を生成し，この高調波電圧の周波数（ｆ１−ｆ△）を変えながら，前記高調波電流検出手段により，周波数（ｆ１−ｆ△）の高調波電圧に対応する高調波電流を検出し，更に，この高調波電流を判断し，電流が最小になるとき，この特定の高調波電圧の周波数（ｆ１−ｆ△）は誘導電動機の回転周波数ｆｍと同じようになり，これを利用して誘導電動機の回転周波数或いは回転速度を推定することを特徴とする誘導電動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20538797A JP3957369B2 (ja) | 1997-07-15 | 1997-07-15 | 誘導電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20538797A JP3957369B2 (ja) | 1997-07-15 | 1997-07-15 | 誘導電動機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141999A JPH1141999A (ja) | 1999-02-12 |
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Family
ID=16505986
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20538797A Expired - Fee Related JP3957369B2 (ja) | 1997-07-15 | 1997-07-15 | 誘導電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP6202078B2 (ja) * | 2015-12-11 | 2017-09-27 | ダイキン工業株式会社 | 回転検出装置 |
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1997
- 1997-07-15 JP JP20538797A patent/JP3957369B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Legal Events
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