JPH0724472B2 - サ−ボモ−タの制御装置 - Google Patents
サ−ボモ−タの制御装置Info
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- JPH0724472B2 JPH0724472B2 JP57166367A JP16636782A JPH0724472B2 JP H0724472 B2 JPH0724472 B2 JP H0724472B2 JP 57166367 A JP57166367 A JP 57166367A JP 16636782 A JP16636782 A JP 16636782A JP H0724472 B2 JPH0724472 B2 JP H0724472B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
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- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、サーボモータ、特に同期モータの電流応答特
性を改良したサーボモータの制御装置に関する。
性を改良したサーボモータの制御装置に関する。
サーボモータは、種々の分野に広く用いられており、近
年交流サーボモータも開発されており、同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発生もなく、構成が簡単であることか
ら、広く利用されつつある。
年交流サーボモータも開発されており、同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発生もなく、構成が簡単であることか
ら、広く利用されつつある。
この様な同期モータにおいては、トルクを一定に制御す
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束密度Ｂは、 Ｂ＝Bm sinθ ……（１） となる。
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束密度Ｂは、 Ｂ＝Bm sinθ ……（１） となる。
又、図のステータ２のａ巻線と鎖交する磁束φは、 φ＝−φm cosθｃ ……（２） となる。（但し、φｍはロータ１のｑ軸上での磁束とす
る）。
る）。
従ってａ巻線の誘起起電力e1は、 となる。（但し、θ＝Ｐθｍ＝Ｐ・ωｍ・ｔとする。） 同様にしてａ巻線と各々 の角度に配置されたステータ２のｂ巻線,c巻線の誘起起
電力e2,e3は、 となる。
電力e2,e3は、 となる。
ここで、各電機子巻線a,b,cに流す電流をi1,i2,i3とす
ると、係る３相同期モータの出力トルクＴは、 で表現されるから、（３），（４），（５）式を（６）
式に代入して、 となる。トルクＴを一定にするには、角度θに依存しな
い様にすれば良いから、 （但し、Ｉは電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 となり、トルクＴはロータ１の回転位置によらず一定と
なる。
ると、係る３相同期モータの出力トルクＴは、 で表現されるから、（３），（４），（５）式を（６）
式に代入して、 となる。トルクＴを一定にするには、角度θに依存しな
い様にすれば良いから、 （但し、Ｉは電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 となり、トルクＴはロータ１の回転位置によらず一定と
なる。
こうしたトルク一定制御を行なうためには、同期モータ
のロータ角度θを検出し、上記（８）式にしたがって各
電機子電流の値が制御されなくてはならない。しかし各
電機子巻線から検出される実電流に位相の遅れφ０があ
ると、各電機子巻線の電流i1,i2,i3は、 となるから、出力トルクＴは となって、トルクが減少することになる。
のロータ角度θを検出し、上記（８）式にしたがって各
電機子電流の値が制御されなくてはならない。しかし各
電機子巻線から検出される実電流に位相の遅れφ０があ
ると、各電機子巻線の電流i1,i2,i3は、 となるから、出力トルクＴは となって、トルクが減少することになる。
この様に、同期モータのトルク一定制御をするために
は、電流指令に対する実際の電流の応答性を良好にする
ことが必要となる。即ち、第２図の同期モータの制御回
路ブロック図に示す様に、同期モータ101の実回転速度
ｖを検出し、指令速度VCMDとの差を演算器105で求め、
得られた差速度を速度ループ演算回路106で電流指令Ｉ
に変換後、同期モータ１に流れる実電流ｉとの差を演算
器110で求め、この差電流を電流ループ演算回路113で演
算し、パルス幅変調兼インバータ回路115で電力増幅し
て同期モータ101に与える様に構成されている。そし
て、この電流ループの周波数特性を改善し、電流指令に
対する実際の電流の応答性を良くしている。しかし、同
期モータ101内ではインバータ回路115の出力側で、モー
タの逆起電力定数Keによる速度ｖからの帰還がある。
尚、TRは負荷トルク,La,Ra,Kt,Jは各々伝達定数であ
る。この速度帰還は、実電流に影響を与え、特に速度が
大きい時には、電流ループは速度ｖの影響を受け、実電
流の応答は劣化する。
は、電流指令に対する実際の電流の応答性を良好にする
ことが必要となる。即ち、第２図の同期モータの制御回
路ブロック図に示す様に、同期モータ101の実回転速度
ｖを検出し、指令速度VCMDとの差を演算器105で求め、
得られた差速度を速度ループ演算回路106で電流指令Ｉ
に変換後、同期モータ１に流れる実電流ｉとの差を演算
器110で求め、この差電流を電流ループ演算回路113で演
算し、パルス幅変調兼インバータ回路115で電力増幅し
て同期モータ101に与える様に構成されている。そし
て、この電流ループの周波数特性を改善し、電流指令に
対する実際の電流の応答性を良くしている。しかし、同
期モータ101内ではインバータ回路115の出力側で、モー
タの逆起電力定数Keによる速度ｖからの帰還がある。
尚、TRは負荷トルク,La,Ra,Kt,Jは各々伝達定数であ
る。この速度帰還は、実電流に影響を与え、特に速度が
大きい時には、電流ループは速度ｖの影響を受け、実電
流の応答は劣化する。
第２図の制御回路ブロックにおいて、パルス幅変調回路
115は、結果的には増幅器として作用するから、その伝
達係数を単純にK1とし、電流ループ演算回路113も比例
制御のみを考えてそれをK2とすると、電流指令Ｘ（ｓ）
と実電流ｉ（ｓ）との間には、 の関係が成立している。
115は、結果的には増幅器として作用するから、その伝
達係数を単純にK1とし、電流ループ演算回路113も比例
制御のみを考えてそれをK2とすると、電流指令Ｘ（ｓ）
と実電流ｉ（ｓ）との間には、 の関係が成立している。
この（９′）式では、電流指令を（８）式に示すように
I sinθ＝I sinωｔとして、実電流を演算すると、ωが
大きい程、すなわち高速で回転していればいる程、実電
流ｉ（ｓ）の振幅が小さくなり、かつその位相が電流指
令から遅れてくる。
I sinθ＝I sinωｔとして、実電流を演算すると、ωが
大きい程、すなわち高速で回転していればいる程、実電
流ｉ（ｓ）の振幅が小さくなり、かつその位相が電流指
令から遅れてくる。
即ち、加速時を考えると、第３図に示す様に、係る速度
帰還を無視した場合には、点線で示す様に各々時間ｔに
対する速度ｖ、実電流ｉは理想的に推移するが、係る速
度帰還のため、（９′）式の分母の逆起電力定数Keによ
って、実際には、実線の如く、実電流ｉは速度ｖの影響
を受けて、電流値が大きくなったり、又、加速時間が延
びるという欠点が生じていた。
帰還を無視した場合には、点線で示す様に各々時間ｔに
対する速度ｖ、実電流ｉは理想的に推移するが、係る速
度帰還のため、（９′）式の分母の逆起電力定数Keによ
って、実際には、実線の如く、実電流ｉは速度ｖの影響
を受けて、電流値が大きくなったり、又、加速時間が延
びるという欠点が生じていた。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたもので、サーボモ
ータの電流ループ特性をモータ回転速度と無関係に制御
して、電流指令に対する実電流の応答性を高めたサーボ
モータの制御装置を提供することを目的とするものであ
る。
ータの電流ループ特性をモータ回転速度と無関係に制御
して、電流指令に対する実電流の応答性を高めたサーボ
モータの制御装置を提供することを目的とするものであ
る。
以下、本発明を実施例により詳細に説明する。
先ず、第２図において、実速度ｖ、実電流ｉに対する負
荷トルクを無視した微分方程式は、 となる。
荷トルクを無視した微分方程式は、 となる。
（10）式をサンプリング周期Ｔの離散値系を直すと、 ｖ（ｋ＋１）＝φ11・ｖ（ｋ）＋φ12・ｉ（ｋ） ＋h1・ｕ（ｋ） ……（11） ｉ（ｋ＋１）＝φ21・ｖ（ｋ）＋φ22・ｉ（ｋ） ＋h2・ｕ（ｋ） ……（12） ここで、ｕ（ｋ）はパルス幅変調兼インバータ回路115
の出力ｅに対応するものであり、φ11＝０、φ12＝Ｋｔ
/J、h1＝０、φ21＝−Ｋｅ/Lａ、φ22＝−Ｒａ/Lａ、h2
＝1/Lａである。この第（12）式から、速度変数（ｋ）
の係数φ21によってサーボモータの電流ループ特性がモ
ータ回転速度と関係付けられているが分かる。そこで本
発明では、サーボモータを速度フィードバックループと
電流フィードバックループとによりサーボ制御する際
に、サーボモータの回転速度から電流フィードバックル
ープの速度依存性を打ち消すように、速度検出器により
検出されたサーボモータの回転速度を所定の倍率で増幅
する増幅手段と、この増幅手段の出力を前記制御部で演
算された差電流に加算する加算手段を設け、逆起電力定
数Keを補償するようにしたのである。
の出力ｅに対応するものであり、φ11＝０、φ12＝Ｋｔ
/J、h1＝０、φ21＝−Ｋｅ/Lａ、φ22＝−Ｒａ/Lａ、h2
＝1/Lａである。この第（12）式から、速度変数（ｋ）
の係数φ21によってサーボモータの電流ループ特性がモ
ータ回転速度と関係付けられているが分かる。そこで本
発明では、サーボモータを速度フィードバックループと
電流フィードバックループとによりサーボ制御する際
に、サーボモータの回転速度から電流フィードバックル
ープの速度依存性を打ち消すように、速度検出器により
検出されたサーボモータの回転速度を所定の倍率で増幅
する増幅手段と、この増幅手段の出力を前記制御部で演
算された差電流に加算する加算手段を設け、逆起電力定
数Keを補償するようにしたのである。
すなわち、前記第（９′）式に換えて、第４図に示す制
御回路ブロックにより、電流指令Ｘ（ｓ）と実電流ｉ
（ｓ）との間には、 の関係が成立するようにしたのである。
御回路ブロックにより、電流指令Ｘ（ｓ）と実電流ｉ
（ｓ）との間には、 の関係が成立するようにしたのである。
第４図は本発明の一実施例ブロック図であり、図中、第
２図と同一のものは同一の記号で示してあり、120は加
算器、121は乗算器であり、補償用速度フィードバック
を構成するものである。乗算器121の伝達係数をKfとす
ると、この補償用速度フィードバックにより、電流指令
Ｘ（Ｓ）に対して実電流ｉ（Ｓ）は、 で表わされ、 即ち、 Kf＝−Ke/K1 と選べば、（12″）式は前記（12′）式に等しくなる。
２図と同一のものは同一の記号で示してあり、120は加
算器、121は乗算器であり、補償用速度フィードバック
を構成するものである。乗算器121の伝達係数をKfとす
ると、この補償用速度フィードバックにより、電流指令
Ｘ（Ｓ）に対して実電流ｉ（Ｓ）は、 で表わされ、 即ち、 Kf＝−Ke/K1 と選べば、（12″）式は前記（12′）式に等しくなる。
尚、離散値系で表わした場合は、第12式にこの速度フィ
ードバックを加えると、（12）式は、 ｉ（ｋ＋１）＝（φ21−Kf・▲ｈ′ ２▼）ｖ（ｋ）＋φ22・ｉ（ｋ）＋h2・ｕ
（ｋ） ……（13） となる。
ードバックを加えると、（12）式は、 ｉ（ｋ＋１）＝（φ21−Kf・▲ｈ′ ２▼）ｖ（ｋ）＋φ22・ｉ（ｋ）＋h2・ｕ
（ｋ） ……（13） となる。
従って、φ21−Kf・▲ｈ′ ２▼＝０ ∴kf＝φ21/h2 ……（14） と選べば、第（13）式は、 ｉ（ｋ＋１）＝φ22i（ｋ）＋h2u（ｋ） ……（15） となり、実電流ｉ（ｋ＋１）は、速度ｖと無関係とな
る。
る。
これにより、電流ループの特性を同期モータの速度に無
関係で制御できるから、速度が大きいときでも電流ルー
プの応答は劣化しない。なお、この点については更に後
述する。
関係で制御できるから、速度が大きいときでも電流ルー
プの応答は劣化しない。なお、この点については更に後
述する。
第５図は本発明の一実施例回路図であり、アナログ回路
で実現したものである。
で実現したものである。
図中、101は回転界磁形の同期電動機、102は同期電動機
のシャフトに連結されたレゾルバであり、同期電動機の
界磁極の位置を検出し、同期電動機101の界磁極の位置
θに応じたサイン波電圧ea及びコサイン波電圧ebを出力
するものである。103は同期整流回路であり、サイン波
電圧ea,コサイン波電圧ebをそれぞれ同期整流してsin
α,cosαを出力する。104はタコジェネレータで、同期
電動機101の回転速度に比例した電圧値を有する実速度
電圧TSAを出力する。105は図示しない速度指令回路から
指令された速度指令電圧VCMDと実速度電圧TSAの差（以
後速度誤差という）ERを演算する演算回路、106は速度
誤差ERを増幅して電機子電流の振幅Isを出力する誤差ア
ンプ、107,108は乗算回路で、誤差アンプ出力と同期整
流回路103の出力cosα,sinαとを乗算し２相の電流指令
1a（＝Is・sinα），1b（＝Is・cosα）をそれぞれ
出力する。109は２相信号を３相に変換する２相−３相
変換回路で、 を出力するもので、これらu,v,ｗは互いに２π/3
の位相差を有し、しかも誘導起電圧E0と同相の３相電流
指令となっている。
のシャフトに連結されたレゾルバであり、同期電動機の
界磁極の位置を検出し、同期電動機101の界磁極の位置
θに応じたサイン波電圧ea及びコサイン波電圧ebを出力
するものである。103は同期整流回路であり、サイン波
電圧ea,コサイン波電圧ebをそれぞれ同期整流してsin
α,cosαを出力する。104はタコジェネレータで、同期
電動機101の回転速度に比例した電圧値を有する実速度
電圧TSAを出力する。105は図示しない速度指令回路から
指令された速度指令電圧VCMDと実速度電圧TSAの差（以
後速度誤差という）ERを演算する演算回路、106は速度
誤差ERを増幅して電機子電流の振幅Isを出力する誤差ア
ンプ、107,108は乗算回路で、誤差アンプ出力と同期整
流回路103の出力cosα,sinαとを乗算し２相の電流指令
1a（＝Is・sinα），1b（＝Is・cosα）をそれぞれ
出力する。109は２相信号を３相に変換する２相−３相
変換回路で、 を出力するもので、これらu,v,ｗは互いに２π/3
の位相差を有し、しかも誘導起電圧E0と同相の３相電流
指令となっている。
110U,110V,110Wはそれぞれ各相毎に設けられた演算回路
であり、指令電流u,v,ｗと実際の相電流au,a
v,aw差を演算する演算回路、111はavとawの加算
を行なってＵ相の相電流auを出力する演算回路、112
V,112WはそれぞれＶ相及びＷ相の相電流av,awを検
出する変流器、113U,113V,113Wはそれぞれ各相毎に設け
られ各相の電流差を増幅する電流アンプ、114はパルス
幅変調回路、115はパルス幅変調回路の出力信号により
制御されるインバータ、116は３相交流電源、117は相交
流を直流に整流する公知の整流回路でダイオード群117a
及びコンデンサ117bを有している。パルス幅変調回路11
4は第６図に示す如くに、鋸歯状波STSを発生する鋸歯状
波発生回路STSGと、比較器COMU,COMV,COMWと、ノットゲ
ートNOT1〜NOT3と、ドライバDV1〜DV6とからなり、又イ
ンバータINVは６個のパワートランジスタQ1〜Q6とダイ
オードD1〜D6を有している。パルス幅変調器PWMの各比
較器COMU,COMV,COMWはそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相
交流信号u,v,ｗの振幅を比較し、u,v,ｗが
STSの値より大きいときに“1"を、小さいときに“0"を
それぞれ出力する。従って、iuについて着目すれば比較
器COMUから第７図に示す電流指令iucが出力される。即
ち、iu,iv,iwの振幅に応じてパルス幅変調された三相の
電流指令iuc,ivc,iwcが出力される。そして、これら三
相の電流指令iuc,ivc,iwcは、ノットゲートNOT1〜NO
T3、ドライバDV1〜DV6を介してインバータ駆動信号SQ1
〜SQ6として出力され、インバータ115に入力される。イ
ンバータ115に入力されたこれらインバータ駆動信号SQ1
〜SQ6はそれぞれパワートランジスタQ1〜Q6のベースに
入力され、該パワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制
御して誘導電動機101に三相電流を供給する。
であり、指令電流u,v,ｗと実際の相電流au,a
v,aw差を演算する演算回路、111はavとawの加算
を行なってＵ相の相電流auを出力する演算回路、112
V,112WはそれぞれＶ相及びＷ相の相電流av,awを検
出する変流器、113U,113V,113Wはそれぞれ各相毎に設け
られ各相の電流差を増幅する電流アンプ、114はパルス
幅変調回路、115はパルス幅変調回路の出力信号により
制御されるインバータ、116は３相交流電源、117は相交
流を直流に整流する公知の整流回路でダイオード群117a
及びコンデンサ117bを有している。パルス幅変調回路11
4は第６図に示す如くに、鋸歯状波STSを発生する鋸歯状
波発生回路STSGと、比較器COMU,COMV,COMWと、ノットゲ
ートNOT1〜NOT3と、ドライバDV1〜DV6とからなり、又イ
ンバータINVは６個のパワートランジスタQ1〜Q6とダイ
オードD1〜D6を有している。パルス幅変調器PWMの各比
較器COMU,COMV,COMWはそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相
交流信号u,v,ｗの振幅を比較し、u,v,ｗが
STSの値より大きいときに“1"を、小さいときに“0"を
それぞれ出力する。従って、iuについて着目すれば比較
器COMUから第７図に示す電流指令iucが出力される。即
ち、iu,iv,iwの振幅に応じてパルス幅変調された三相の
電流指令iuc,ivc,iwcが出力される。そして、これら三
相の電流指令iuc,ivc,iwcは、ノットゲートNOT1〜NO
T3、ドライバDV1〜DV6を介してインバータ駆動信号SQ1
〜SQ6として出力され、インバータ115に入力される。イ
ンバータ115に入力されたこれらインバータ駆動信号SQ1
〜SQ6はそれぞれパワートランジスタQ1〜Q6のベースに
入力され、該パワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制
御して誘導電動機101に三相電流を供給する。
121は乗算器であり、速度TSAに定数kfを乗算して、速度
補償信号を出力するもの、120U,W,Vは加算器であり、各
々電流アンプ113U,113V,113Wの電流出力iu,iv,iwから乗
算器121の速度補償信号を差し引くものである。そし
て、これら乗算器121と各加算器120U,120V,120Wにより
速度フィードバックループを形成し、速度TSAのインバ
ータ115への影響を補償するようにしている。
補償信号を出力するもの、120U,W,Vは加算器であり、各
々電流アンプ113U,113V,113Wの電流出力iu,iv,iwから乗
算器121の速度補償信号を差し引くものである。そし
て、これら乗算器121と各加算器120U,120V,120Wにより
速度フィードバックループを形成し、速度TSAのインバ
ータ115への影響を補償するようにしている。
次に、同期電動機101がある速度で回転しているときに
速度指令が上昇した場合について第５図の動作を説明す
る。
速度指令が上昇した場合について第５図の動作を説明す
る。
同期電動機を所望の回転速度Vcで回転せしめるべく、演
算回路105の加算端子に所定のアナログ値を有する速度
指令電圧VCMDが入力される。一方、同期電動機101は実
速度Va（＜Vc）で回転しているから、タコジェネレータ
104より実速度Vaに比例した実速度電圧TSAが出力され、
この実速度電圧TSAは演算回路105の減算端子に入力され
る。従って、演算回路105は指令速度Vcと実速度Vaの差
である速度誤差ERを演算し、これを誤差アンプ106に入
力する。誤差アンプ106は次式に示す比例積分演算を行
なう。
算回路105の加算端子に所定のアナログ値を有する速度
指令電圧VCMDが入力される。一方、同期電動機101は実
速度Va（＜Vc）で回転しているから、タコジェネレータ
104より実速度Vaに比例した実速度電圧TSAが出力され、
この実速度電圧TSAは演算回路105の減算端子に入力され
る。従って、演算回路105は指令速度Vcと実速度Vaの差
である速度誤差ERを演算し、これを誤差アンプ106に入
力する。誤差アンプ106は次式に示す比例積分演算を行
なう。
尚、（17）式の演算結果Isは電機子電流の振幅に相当す
る。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化する
と速度誤差ER（＝Vc−Va）が大きくなり、これに応じて
電機子電流振幅Isも大きくなる。Isが大きくなればより
大きなトルクが発生し、このトルクにより電動機の実速
度が指令速度にもたらされる。
る。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化する
と速度誤差ER（＝Vc−Va）が大きくなり、これに応じて
電機子電流振幅Isも大きくなる。Isが大きくなればより
大きなトルクが発生し、このトルクにより電動機の実速
度が指令速度にもたらされる。
一方、同期電動機101の界磁極の位置（角度α）を示す
２相のサインsinα、コサインcosαがレゾルバ102及び
同期整流回路103により得られている。
２相のサインsinα、コサインcosαがレゾルバ102及び
同期整流回路103により得られている。
ついで２相−３相変換回路109は（16）式に示す演算を
行ない３相の電流指令u,v,ｗをそれぞれ出力す
る。尚、これらu,v,ｗは同期電動機101の誘導起
電圧E0と同相の３相電流指令となっている。
行ない３相の電流指令u,v,ｗをそれぞれ出力す
る。尚、これらu,v,ｗは同期電動機101の誘導起
電圧E0と同相の３相電流指令となっている。
しかる後、３相電流指令u,v,ｗは演算回路110U,1
10V,110Wにて実際の相電流au,av,awと差分がとら
れ、ついでその差分である三相交流信号iu,iv,iwは電流
アンプ113U,113V,113Wにて増幅されてパルス幅変調回路
114に入力される。
10V,110Wにて実際の相電流au,av,awと差分がとら
れ、ついでその差分である三相交流信号iu,iv,iwは電流
アンプ113U,113V,113Wにて増幅されてパルス幅変調回路
114に入力される。
パルス幅変調回路114では、前述した様に鋸歯状波信号S
TSと三相交流信号iu,iv,iwの振幅を比較し、パルス幅変
調された三相の電流指令をインバータ115を構成する各
パワートランジスタQ1〜Q6のベースに入力し、これら各
パワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制御し、同期電
動機101に三相電流を供給する。
TSと三相交流信号iu,iv,iwの振幅を比較し、パルス幅変
調された三相の電流指令をインバータ115を構成する各
パワートランジスタQ1〜Q6のベースに入力し、これら各
パワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制御し、同期電
動機101に三相電流を供給する。
以後、同様な制御が行われて最終的に同期電動機101は
指令速度で回転することになる。
指令速度で回転することになる。
さて、前述の乗算器121は実速度TSAをkf倍増巾して、各
加算器120U,120V,120Wに入力されているから、電流アン
プ113U,113V,113Wの増巾出力は、各加算器120U,120V,12
0Wで乗算器121の速度補償信号だけ減算され、パルス幅
変調回路114に入力される。このため、同期モータに流
れる実電流は全く速度に影響を受けることがない。
加算器120U,120V,120Wに入力されているから、電流アン
プ113U,113V,113Wの増巾出力は、各加算器120U,120V,12
0Wで乗算器121の速度補償信号だけ減算され、パルス幅
変調回路114に入力される。このため、同期モータに流
れる実電流は全く速度に影響を受けることがない。
第８図は本発明の他の実施例回路図であり、マイクロプ
ロセッサ等の演算回路によって構成したものである。図
中、第５図と同一のものは同一の記号で示してあり、10
8は演算制御部であり、第５図の演算回路105、誤差アン
プ106、乗算回路107,108,2−３相変換回路109、演算回
路110U,110V,110W、電流アンプ113U,113V,113W、乗算回
路121、加算器120U,120V,120Wの動作をプログラム制御
による演算動作によって行なうものである。演算制御部
108はモータ制御プログラムに従い演算動作を行うプロ
セッサ108aと、モータ制御プログラムを格納するプログ
ラムメモリ108bと、データの記憶のためのデータメモリ
108cと、NC装置等の外部からの指令を受けるための入出
力ポート108dと、パルス幅変調回路114にアナログの電
流指令を与えるためのデジタル・アナログ（DA）変換器
108eと、変流器112U,112V,112Wからの実相電流au,a
v,awを受け、デジタル値に変換するためのアナログ・
デジタル（AD）変換器108fと、パルスコーダ112から最
初に同期モータ101の界磁極の回転位置αを示す位置コ
ードがロードされ、以降パルスコーダ112から同期モー
タ101が所定角回転する毎に発生される回転パルスP1,P2
を計数するカウンタ108gと、これらを接続するためのア
ドレス・データバス108hとで構成されている。尚、パル
スコーダ112は、同期モータ101の界磁極の位置を示す位
置コードと、同期モータ101が所定角回転毎に出力され
る回転パルスを発生するものである。
ロセッサ等の演算回路によって構成したものである。図
中、第５図と同一のものは同一の記号で示してあり、10
8は演算制御部であり、第５図の演算回路105、誤差アン
プ106、乗算回路107,108,2−３相変換回路109、演算回
路110U,110V,110W、電流アンプ113U,113V,113W、乗算回
路121、加算器120U,120V,120Wの動作をプログラム制御
による演算動作によって行なうものである。演算制御部
108はモータ制御プログラムに従い演算動作を行うプロ
セッサ108aと、モータ制御プログラムを格納するプログ
ラムメモリ108bと、データの記憶のためのデータメモリ
108cと、NC装置等の外部からの指令を受けるための入出
力ポート108dと、パルス幅変調回路114にアナログの電
流指令を与えるためのデジタル・アナログ（DA）変換器
108eと、変流器112U,112V,112Wからの実相電流au,a
v,awを受け、デジタル値に変換するためのアナログ・
デジタル（AD）変換器108fと、パルスコーダ112から最
初に同期モータ101の界磁極の回転位置αを示す位置コ
ードがロードされ、以降パルスコーダ112から同期モー
タ101が所定角回転する毎に発生される回転パルスP1,P2
を計数するカウンタ108gと、これらを接続するためのア
ドレス・データバス108hとで構成されている。尚、パル
スコーダ112は、同期モータ101の界磁極の位置を示す位
置コードと、同期モータ101が所定角回転毎に出力され
る回転パルスを発生するものである。
次に、第８図構成の動作についと説明する。
第５図と同様同期モータ101がある速度で回転している
ときに速度指令が上昇した場合について説明すると、既
にカウンタ108gには、同期モータ101の回転開始直前に
位置コードがロードされ、同期モータ101の回転に伴な
い発生する回転パルスP1,P2を計数しているから、カウ
ンタ108gは常に同期モータ101の界磁極の回転位置を表
示していることになり、回転パルスP1,P2の周期モータ1
01の速度に比例するから、所定時間間隔におけるカウン
タ108gの値の増分は同期モータ101の回転速度に対応す
る。
ときに速度指令が上昇した場合について説明すると、既
にカウンタ108gには、同期モータ101の回転開始直前に
位置コードがロードされ、同期モータ101の回転に伴な
い発生する回転パルスP1,P2を計数しているから、カウ
ンタ108gは常に同期モータ101の界磁極の回転位置を表
示していることになり、回転パルスP1,P2の周期モータ1
01の速度に比例するから、所定時間間隔におけるカウン
タ108gの値の増分は同期モータ101の回転速度に対応す
る。
先ず、同期モータ101を所望の回転速度Vcで回転せしめ
るべく、NC装置等の外部から速度指令VCMDが入出力ポー
ト108dに入力し、バス108hを介しプロセッサ108aに伝え
られる。次にプロセッサ108aはカウンタ108gのカウント
値をバス108hを介し読取り、前回読取った値との差分を
演算し、サンプリング間隔Ｔで割っての、実速度Vaを演
算する。更に、プロセッサ108aは速度指令VCMDと実速度
Va差である速度誤差ERを演算し、第５図で説明した誤差
アンプの動作である第（17）式の演算を行い、振幅指令
Isを得る。以上が速度ループ演算ステップである。
るべく、NC装置等の外部から速度指令VCMDが入出力ポー
ト108dに入力し、バス108hを介しプロセッサ108aに伝え
られる。次にプロセッサ108aはカウンタ108gのカウント
値をバス108hを介し読取り、前回読取った値との差分を
演算し、サンプリング間隔Ｔで割っての、実速度Vaを演
算する。更に、プロセッサ108aは速度指令VCMDと実速度
Va差である速度誤差ERを演算し、第５図で説明した誤差
アンプの動作である第（17）式の演算を行い、振幅指令
Isを得る。以上が速度ループ演算ステップである。
次に、プロセッサ108aはカウンタ108gのカウント値から
前述のsinα,cosαのデジタル値を得るため、データメ
モリ108cに記憶されたカウント値−sinα,cosαのテー
ブルをカウント値によって検索し、デジタル値のsinα,
cosαを得る。更に、振幅指令Isと検索したsinα,cosα
とを乗算し、２相の電流指令1a,1bを得、第５図で
説明した第（16）式を演算して、３相の電流指令u,
v,ｗを得る。以上が電流指令演算ステップである。
前述のsinα,cosαのデジタル値を得るため、データメ
モリ108cに記憶されたカウント値−sinα,cosαのテー
ブルをカウント値によって検索し、デジタル値のsinα,
cosαを得る。更に、振幅指令Isと検索したsinα,cosα
とを乗算し、２相の電流指令1a,1bを得、第５図で
説明した第（16）式を演算して、３相の電流指令u,
v,ｗを得る。以上が電流指令演算ステップである。
次に、プロセッサ108aは、変流器112U,112V,112Wから得
られた実相電流av,aw,auをAD変換器108fでデジタ
ル化された各実電流をバス108hを介し読み取り、前述の
３相の電流指令u,v,ｗと実相電流av,aw,au
との差分を演算し、所定の増巾係数を乗じて、デジタル
値の三相交流信号iu,iv,iwを得る。以上が電流ループ演
算ステップである。
られた実相電流av,aw,auをAD変換器108fでデジタ
ル化された各実電流をバス108hを介し読み取り、前述の
３相の電流指令u,v,ｗと実相電流av,aw,au
との差分を演算し、所定の増巾係数を乗じて、デジタル
値の三相交流信号iu,iv,iwを得る。以上が電流ループ演
算ステップである。
次に、プロセッサ108aは、前述の速度ループ演算ステッ
プで得た実速度Vaに前述の係数kfを乗じ、速度補償出力
VCを得、前述の三相交流信号iu,iv,iwから差引き、補
償された三相交流信号iu,iv,iwを得る。
プで得た実速度Vaに前述の係数kfを乗じ、速度補償出力
VCを得、前述の三相交流信号iu,iv,iwから差引き、補
償された三相交流信号iu,iv,iwを得る。
この様にして得た補償三相交流信号iu,iv,iwをプロセッ
サ108aがバス108hを介しDA変換器108eへ送り、当該三相
交流信号iu,iv,iwをアナログ変換してパルス幅変調回路
114へ送り、以降第５図と同様にして同期モータ101に三
相電流がインバータ115から送られる。
サ108aがバス108hを介しDA変換器108eへ送り、当該三相
交流信号iu,iv,iwをアナログ変換してパルス幅変調回路
114へ送り、以降第５図と同様にして同期モータ101に三
相電流がインバータ115から送られる。
プロセッサ108aはサンプリング周期Ｔ毎に前述の演算動
作をプログラムメモリ108b制御プログラムに従って実行
し、同期モータ101を制御して、最終的に同期モータ101
を指令速度で回転せしめる。
作をプログラムメモリ108b制御プログラムに従って実行
し、同期モータ101を制御して、最終的に同期モータ101
を指令速度で回転せしめる。
以上説明した様に、本発明によれば、サーボモータを速
度フィードバックと電流フィードバックループとでサー
ボ制御する際に、サーボモータの回転速度から電流フィ
ードバックループの速度依存特性を打消す様な補償用速
度フィードバックループを設けているので、サーボモー
タ固有の実電流に与える速度帰還の影響を防止しうる効
果を奏する。このため、サーボモータの速度が大となっ
ても電流ループの応答特性が劣化することなく、特に電
流値や加速時間が大きくなるということもないという効
果を奏する。
度フィードバックと電流フィードバックループとでサー
ボ制御する際に、サーボモータの回転速度から電流フィ
ードバックループの速度依存特性を打消す様な補償用速
度フィードバックループを設けているので、サーボモー
タ固有の実電流に与える速度帰還の影響を防止しうる効
果を奏する。このため、サーボモータの速度が大となっ
ても電流ループの応答特性が劣化することなく、特に電
流値や加速時間が大きくなるということもないという効
果を奏する。
尚、本発明を一実施例により説明したが、本発明はこの
実施例に限られず、本発明の主旨の範囲内で種々の変形
が可能であり、本発明の範囲からこれらを排除するもの
ではない。
実施例に限られず、本発明の主旨の範囲内で種々の変形
が可能であり、本発明の範囲からこれらを排除するもの
ではない。
第１図は、同期モータの構成図、第２図は従来のサーボ
制御ブロック図、第３図は従来の制御方式による速度、
電流説明図、第４図は本発明のサーボ制御ブロック図、
第５図は本発明の一実施例回路図、第６図は第５図構成
の要部構成図、第７図は第６図構成の動作説明図、第８
図は本発明の他の実施例回路図である。 図中、101……同期モータ、102,104,112……検出器、11
2……変流器、105,110……演算回路、108……演算制御
部、120……加算器、121……乗算回路。
制御ブロック図、第３図は従来の制御方式による速度、
電流説明図、第４図は本発明のサーボ制御ブロック図、
第５図は本発明の一実施例回路図、第６図は第５図構成
の要部構成図、第７図は第６図構成の動作説明図、第８
図は本発明の他の実施例回路図である。 図中、101……同期モータ、102,104,112……検出器、11
2……変流器、105,110……演算回路、108……演算制御
部、120……加算器、121……乗算回路。
Claims (3)
- 【請求項１】サーボモータの速度を検出する速度検出器
と、このサーボモータに流れる実電流を検出する電流検
出器と、前記サーボモータの指令速度と実速度との差速
度に基づく振幅指令から電流指令を求めて前記実電流と
の差電流を演算する制御部と、この差電流により前記サ
ーボモータを電流駆動する電力変換回路とからなるサー
ボモータの制御装置において、前記速度検出器により検
出・出力されたサーボモータの回転速度値を所定の倍率
で増幅する増幅手段と、この増幅手段の出力を前記制御
部で演算された差電流値に加算する加算手段とを具備
し、前記増幅手段の増幅倍率は電流フィードバックルー
プのモータ逆起電力依存性を打消すように選定したこと
を特徴とするサーボモータの制御装置。 - 【請求項２】前記増幅手段と加算手段とは、前記制御部
とともにマイクロコンピュータにより構成されているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のサーボモ
ータの制御装置。 - 【請求項３】前記電力変換回路は、前記差電流により形
成されるパルス幅変調信号で制御されるものであること
を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のサーボモー
タの制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57166367A JPH0724472B2 (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | サ−ボモ−タの制御装置 |
| US06/535,341 US4477762A (en) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | Servomotor control method and apparatus therefor |
| EP83305695A EP0104909B1 (en) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | Servomotor control method and apparatus therefor |
| DE8383305695T DE3373045D1 (en) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | Servomotor control method and apparatus therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57166367A JPH0724472B2 (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | サ−ボモ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5956881A JPS5956881A (ja) | 1984-04-02 |
| JPH0724472B2 true JPH0724472B2 (ja) | 1995-03-15 |
Family
ID=15830083
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57166367A Expired - Lifetime JPH0724472B2 (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | サ−ボモ−タの制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4477762A (ja) |
| EP (1) | EP0104909B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0724472B2 (ja) |
| DE (1) | DE3373045D1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5972991A (ja) * | 1982-10-19 | 1984-04-25 | Fanuc Ltd | モ−タの制御装置 |
| JPS5996891A (ja) * | 1982-11-25 | 1984-06-04 | Fanuc Ltd | 交流モ−タの制御方式 |
| US4651070A (en) * | 1985-08-01 | 1987-03-17 | Westinghouse Electric Corp. | Transit vehicle start-up propulsion motor control apparatus and method |
| EP0313929B1 (de) * | 1987-10-26 | 1992-06-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur Vermeidung eines Stromeinbruches in einem nicht an der Kommutierung beteiligten Strang einer dreiphasigen, blockstromgespeisten Synchronmaschine und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| US4998053A (en) * | 1988-07-11 | 1991-03-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and apparatus for reducing a current break in a leg that is not participating in the commutation of a three-phase block current fed synchronous machine |
| US5038090A (en) * | 1988-10-05 | 1991-08-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Servo motor control apparatus |
| DE58909165D1 (de) * | 1989-01-13 | 1995-05-11 | Siemens Ag | Verfahren zur Regelung des Drehmomentverhaltens von mehrphasigen, elektronisch kommutierten Elektromotoren, insbesondere von Sychronmotoren. |
| GB2243464B (en) * | 1990-03-23 | 1994-02-23 | Toyoda Machine Works Ltd | Digital servo-control apparatus |
| US5350988A (en) * | 1990-07-10 | 1994-09-27 | Alliedsignal, Inc. | Digital motor controller |
| US5423192A (en) * | 1993-08-18 | 1995-06-13 | General Electric Company | Electronically commutated motor for driving a compressor |
| US5675231A (en) * | 1996-05-15 | 1997-10-07 | General Electric Company | Systems and methods for protecting a single phase motor from circulating currents |
| US5825597A (en) * | 1996-09-25 | 1998-10-20 | General Electric Company | System and method for detection and control of circulating currents in a motor |
| US6220532B1 (en) | 1999-12-21 | 2001-04-24 | The Louis Berkman Company | Mount and feeder arrangement for a precision placement spreader |
| US20030038609A1 (en) * | 2001-08-27 | 2003-02-27 | Shien Lin Chang | High frequency induction motor for use in conjunction with speed control device |
| CN112688615B (zh) * | 2020-12-25 | 2022-06-17 | 绍兴市上虞区武汉理工大学高等研究院 | 一种基于人工智能的交流伺服驱动方法及装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5850119B2 (ja) * | 1976-07-30 | 1983-11-08 | 株式会社日立製作所 | 無整流子電動機の制御装置 |
| JPS5396423A (en) * | 1977-02-01 | 1978-08-23 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
| US4259628A (en) * | 1977-08-17 | 1981-03-31 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Seisakusho | Control device of AC motor |
| JPS54113815A (en) * | 1978-02-27 | 1979-09-05 | Toshiba Corp | Controlling ac motor |
| JPS6031196B2 (ja) * | 1979-12-11 | 1985-07-20 | ファナック株式会社 | 誘導電動機の可変速運転装置 |
-
1982
- 1982-09-24 JP JP57166367A patent/JPH0724472B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-09-23 DE DE8383305695T patent/DE3373045D1/de not_active Expired
- 1983-09-23 US US06/535,341 patent/US4477762A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-09-23 EP EP83305695A patent/EP0104909B1/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5956881A (ja) | 1984-04-02 |
| EP0104909A3 (en) | 1985-01-23 |
| EP0104909A2 (en) | 1984-04-04 |
| US4477762A (en) | 1984-10-16 |
| DE3373045D1 (en) | 1987-09-17 |
| EP0104909B1 (en) | 1987-08-12 |
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