DE69008438T2

DE69008438T2 - Dynamische Messvorrichtung für das Drehmoment eines Asynchronmotors und angehörige Asynchronmotorregelvorrichtung.

Info

Publication number: DE69008438T2
Application number: DE69008438T
Authority: DE
Inventors: Vianney Bardelang; Jacques Coeuillet; Pascal Dubos
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1989-07-07
Filing date: 1990-06-19
Publication date: 1994-08-25
Anticipated expiration: 2010-06-20
Also published as: DE69008438D1; EP0407253A1; EP0407253B1; FR2649558B1; US5059878A; FR2649558A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Messung des dynamischen Drehmoments eines autosynchronen Motors. Sie bezieht sich auch auf eine Regelvorrichtung für einen autosynchronen Motor, die diese dynamische Meßvorrichtung verwendet.
Autosynchrone Motoren sind Motoren mit einem guten Verhältnis zwischen Leistung und Gewicht, die zunehmend für die Herstellung von Servomechanismen eingesetzt werden, wo sie mehr und mehr die bisher verwendeten Gleichstrommotoren ersetzen.
Ein autosynchroner Motor hat die gleiche elektromagnetische Struktur wie ein üblicher Synchronmotor. Sein Rotor besteht im allgemeinen aus einem Dauermagnet, während der Stator mehrphasig, beispielsweise dreiphasig ist und daher drei in Stern geschaltete Ankerwicklungen enthält.
Die Ähnlichkeit mit dem Synchronmotor endet aber hier, da die Betriebsweise eines Autosynchronmotors ganz anders ist. Sie besteht nämlich darin, die erwähnten Ankerwicklungen so mit Strom zu speisen, daß das Augenblicksmagnetfeld, das aus der Kombination dieser Ströme resultiert, stets senkrecht zum Magnetmoment des den Rotor bildenden Magneten verläuft oder mit anderen Worten parallel zur APMM-Achse (Axe Perpendiculaire au Moment Magnetique de l'aimant - zum Magnetmoment des Magneten senkrechte Achse).
Im Fall einer dreiphasigen Konfiguration der Ankerwicklungen läßt sich leicht zeigen, daß diese Bedingung erfüllt ist, wenn die drei Ankerwicklungen mit Strömen gespeist werden, die sich durch Multiplizieren des Steuersignals oder Steuerparameters des Motors (oft als gesteuerter Strom bezeichnet) mit einem Wert proportional zu cos A für die erste Ankerwicklung, bzw. cos (A+120º) für die zweite Ankerwicklung bzw. cos (A-120º) für die dritte Ankerwicklung ergibt. Hierbei ist A der elektrische Winkel zwischen der ersten Ankerwicklung und der erwähnten APMM-Achse.
Die beiliegende Figur 1 zeigt beispielshalber eine bekannte Steuervorrichtung für einen autosynchronen Motor. In dieser Figur bezeichnen die Bezugsziffern 1, 2 und 3 die drei Statorwicklungen des dreiphasigen autosynchronen Motors, die von den Augenblicksströmen i1, i2, i3 durchflossen werden.
Der elektrische Winkel A zwischen APMM-Achse und der Wicklung 1 wird von einer Sonde 4 gemessen und an die drei ersten Eingänge 8, 9, 10 von Rechenschaltungen 5, 6, 7 angelegt, die an ihren jeweiligen zweiten Eingängen 14, 11, 12 ein Signal gleich dem Steuerparameter oder gesteuerten Strom Ic empfangen, das an den Steuereingang 13 angelegt wird und in einem Multiplizierer 112 mit einem Normalisierungsfaktor multipliziert wird.
Die Schaltung 5 berechnet den cos A und multipliziert diesen Wert mit dem Analogwert des bei 14 vorliegenden Signals. Die Schaltung 6 berechnet cos (A-120º) und multipliziert diesen Wert mit dem Analogwert des bei 11 vorliegenden Signals, und in gleicher Weise berechnet die Schaltung 7 den cos (A+120º) und multipliziert diesen Wert mit dem Analogwert des bei 12 vorliegenden Signals. An den Ausgängen 15, 16, 17 dieser drei Schaltungen erscheinen Analogspannungen, die proportional zu Ic.cos A bzw. Ic.cos(A-120º) bzw. Ic.cos(A+120º) sind, was genau der gewünschten Verteilung für die drei Ankerströme i1, i2 und i3 entspricht.
Diese drei Analogspannungen werden an je einen Leistungsverstärker 18, 19, 20 angelegt, die ihrerseits die Ströme i1, i2 und i3 an die dreiphasigen Statorwicklungen 1, 2 und 3 liefern.
Ein solcher autosynchroner Motor besitzt bei konkurrenzfähigem Preis zahlreiche Vorteile:
. große spezifische Leistung,
. hohe Leistungsrate,
. hohe mögliche Geschwindigkeiten,
. Gleichmäßigkeit bei geringen Geschwindigkeiten,
. lange Lebensdauer,
. einfache Wartung.
Da diese Motoren aber mehrphasige Wechselstrommaschinen sind, gibt es leider kein Signal ähnlich dem induzierten Strom bei Gleichstrommotoren, das als unmittelbares Bild des elektromagnetischen Moments betrachtet werden kann. In Servomechanismen ist es aber besonders wichtig, über ein Mittel zu verfügen, das eine Kontrolle des Drehmoments an der Motorachse gewährleistet, wobei diese Kontrolle sehr genau sein soll.
Beispielsweise ist es oft nötig
. die Wirkung von Nichtlinearitäten der Verstärker zu verringern (d.h. die Schwellen),
. den Höchstwert des an die Last angelegten Drehmoments zu begrenzen,
. die Transferfunktion des Drehmoments genau zu kennen.
Da weiter der Techniker kein Echtzeitbild des elektromagnetischen Drehmoments des autosynchronen Motors besitzt, kann er für Abstimmungstests im Labor keine Messungen an dieser Größe vornehmen und insbesondere nicht die Transferfunktion des Drehmoments erstellen.
Das Problem der Regelung des Drehmoments eines autosynchronen Motors ist umso schwieriger zu lösen, als diese Maschinen aufgrund der nicht vernachlässigbaren Induktanz der Statorwicklungen eine erhebliche reaktive Impedanz entgegensetzen, wobei diese Reaktion mit der Geschwindigkeit zunimmt, was zu einer Verringerung des elektromagnetischen Moments bei zunehmender Geschwindigkeit führt.
Da nämlich das elektromagnetische Drehmoment der autosynchronen Motoren natürlich dem Vektorprodukt des von den mehrphasigen Statorwicklungen erzeugten Drehfeldvektors mit dem Magnetmomentvektor des Rotors gleicht, wenn beispielsweise die Richtung des Induktionsfelds, das von den Wicklungen erzeugt wird, so geregelt wird, daß sie bei Motorstillstand (Geschwindigkeit null) parallel zur APMM-Achse verläuft, erzeugt die induktive Phasenverschiebung in den Statorwicklungen, wenn der Motor läuft, notwendigerweise eine korrelative räumliche Phasenverschiebung des erwähnten Induktionsfelds, so daß dieses Induktionsfeld nicht mehr parallel zur APMM-Achse verläuft, was zu einer Verringerung des Drehmoments führt, wobei diese Verringerung wie der Cosinus des erwähnten räumlichen Phasenverschiebungswinkels variiert.
Um gegen diesen störenden Effekt der Induktanz der Ankerwicklungen anzugehen, werden üblicherweise zwei Mittel verwendet:
a) Ein erstes Mittel besteht darin, eine a priori-Kompensation durchzuführen, die in Echtzeit abhängig von den Ankerströmen und der Drehgeschwindigkeit des Motors erfolgt. Kennt man den Wert der Induktanz jeder Statorwicklung, dann besteht diese Kompensation darin, über den zugeordneten Leistungsverstärker eine mit der Drehgeschwindigkeit des Motors steigende Erhöhung der Spannung an die jeweilige Statorwicklung anzulegen, um die induktiven Spannungsabfälle zu kompensieren.
Ein Beispiel einer solchen Vorrichtung ist in dem Patent EP-A-0 254 310 beschrieben. Figur 6 dieses Patents zeigt eine Vorrichtung, in der ausgehend von der gemessenen Geschwindigkeit wr des Motors Korrekturströme Δi1q und Δi1d den Steuerströmen I1q und I1d für das Drehmoment und den Fluß hinzugefügt werden. Die Korrekturwerte dieser Steuerströme werden a priori ausgehend von der Kenntnis des Werts L&sub2; der Sekundärwicklungen, der Steuerwerte und anderer a priori bekannter Merkmale des Motors berechnet.
Die besondere Ausführungsform gemäß Figur 6 enthält weiter eine zusätzliche Stromkorrektur (27), die periodische Positionsveränderungen des Drehmoments unterdrücken soll. Diese Veränderungen entsprechen den Harmonischen 2f&sub1; und 6kf&sub1; der Frequenz des Speisestroms i&sub1;.
Wenngleich die Figuren 1 oder 6 dieses Patents den Eindruck einer Rückkopplungsschleife erwecken, handelt es sich in Wirklichkeit nur um die Messung eines Parameters, nämlich des Werts der Drehgeschwindigkeit, um eine Steuerung durch a priori abhängig von dieser Geschwindigkeit und anderen a priori bekannten Werten des Motors zu korrigieren.
Ein anderes Beispiel für einen Korrekturstrom ist aus der Druckschrift "Conference Record Industry Application Society - IEEE - IAS - 1985, Annual Meeting 1985 - Oktober 1985, Seiten 790 bis 797 bekannt, und zwar aus dem Aufsatz von H. Le-Huy et al "Minimization of torque ripple in brushless DC Drives".
Diese Druckschrift erklärt, wie es möglich ist, die periodischen Veränderungen des Drehmoments zu verringern, insbesondere die aufgrund der Harmonischen 6 und 12 des Speisestroms, indem zusätzliche Ströme eingespeist werden. Das Verfahren ist insbesondere auf einen Motor anwendbar, wie er in Figur 3, Seite 792 dargestellt ist. Hier werden die Steuerströme nach Phase und Frequenz auf die Ausgangssignale einer Stellungssonde nachgeregelt (Seite 791, letzte Zeilen und 792 erste Zeile). Wenngleich hier eine Rückkopplungsschleife vorliegt, so ist diese Schleife doch nur dazu bestimmt, den Steuerstrom zu korrigieren. Die Messung der Stellung des Motors ist nur für die rechtzeitige Einspeisung der Korrekturwerte bestimmt, insbesondere um die störenden Veränderungen des Drehmoments zu unterdrücken, die von gewissen Harmonischen des Steuerstroms abhängen. Auch hier handelt es sich um eine Kompensation, deren Werte a priori vorbestimmt sind.
Dies hat den Nachteil einer geringen Genauigkeit und der Zufälligkeiten, die mit derartigen a priori-Kompensationen verknüpft sind. Außerdem löst dieses Vorgehen keineswegs das Problem der Regelung des Motordrehmoments.
b) Ein zweites Mittel, das in strichpunktierten Linien in der erwähnten Figur 1 dargestellt ist, besteht darin, jedem Leistungsverstärker 18, 19, 20 eine Stromrückkopplungsschleife zuzuordnen, nämlich die Schleife 21 (Rückkopplungsverbindung 24 und Eingangs-Subtrahierglied 25), die Schleife 22 (Verbindung 26 und Subtrahierglied 27) und die Schleife 23 (Verbindung 28 und Subtrahierglied 29). So erfolgt in jeder der drei Phasen eine Stromregelung. Diese zweite Vorgehensweise, die oft mit der ersten kombiniert wird, besitzt folgende Nachteile:
. sie gewährleistet keine vollständige Symmetrie der drei Verstärkungsketten;
bei Auswahl einer der drei Verstärkungsketten erfährt der Motor eine ganz erhebliche Verschlechterung seiner Leistungsfähigkeit;
. man erhält kein reelles Bild des Drehmoments, insbesondere bei der Aufnahme von Abstimmungsdaten.
Die Erfindung hilft all diesen Nachteilen ab. Sie bezieht sich hierzu auf eine dynamische Meßvorrichtung des Drehmoments eines autosynchronen Motors, der Mittel zur Messung des augenblicklichen Werts des Stroms in jeder der Statorwicklungen des Motors, Mittel zur Messung des Augenblickswerts des Winkels zwischen der Richtung des Magnetfelds, das in jeder dieser Wicklungen erzeugt wird, und der zum Magnetmoment senkrechten Achse (genannt APMM-Achse) des Magneten herrscht, der den Rotor dieses Stators bildet, Mittel zur Berechnung des Cosinus jedes dieser Winkel und zum Multiplizieren dieses Cosinus mit dem Augenblickswert des entsprechenden Statorstroms enthält, um so den arithmetischen Wert der Projektion des Vektors auf die APMM-Achse zu erhalten, der in der elektrischen Ebene der Maschine diesen jeweiligen Statorstrom bildet, und schließlich Mittel aufweist, um die arithmetischen Werte dieser so erhaltenen Projektionen zu addieren und das erhaltene Ergebnis mit einem Proportionalitätsfaktor zu multiplizieren, was dann den Augenblickswert des elektromagnetischen Drehmoments des Motors ergibt.
Die Erfindung, ihre Vorteile und ihre Merkmale gehen aus der nachfolgenden Beschreibung eines nicht beschränkend zu verstehenden Ausführungsbeispiels eines Dreiphasen-Autosynchronmotors unter Bezugnahme auf die beiliegende schematischen Zeichnungen hervor.
Figur 2 ist ein Bild zur Erläuterung des Verfahrens zur Berechnung des Drehmoments, das bei der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Figur 3 ist ein vereinfachtes elektrisches Schaltbild dieser Vorrichtung zur Messung des elektromagnetischen Moments eines autosynchronen Motors.
Figur 4 ist ein vereinfachtes elektrisches Schaltbild einer Regelvorrichtung für diesen autosynchronen Motor, die die Drehmoment-Meßvorrichtung gemäß Figur 3 verwendet.
Figur 5 zeigt eine Variante dieser Drehmoment-Meßvorrichtung.
In Figur 2 sind in der elektrischen Ebene des autosynchronen Dreiphasenmotors die drei Ankerwicklungen 1, 2, 3 gezeigt, deren Achsen B1, B2, B3, die die Richtung der drei Augenblicksmagnetfelder angeben und von je einem der Statorströme i1, i2, i3 erzeugt werden, um 120º gegeneinander versetzt sind.
Der Rotor des Motors ist symbolisch durch einen Dauermagneten 30 mit dem Magnetmoment M angedeutet, und die APMM- Achse, die definitionsgemäß die zu diesem Magnetmoment M senkrechte Achse ist, trägt das Bezugszeichen 111.
Da A der Winkel zwischen der Richtung B1 und der APMM- Achse 112 ist, sind die Winkel zwischen B2 und dieser APMM- Achse bzw. B3 und dieser Achse gleich (A-120º) bzw. (A+120º), wie in der Zeichnung angegeben.
Der augenblickliche Drehmomentvektor C1, der vom Strom i1 in der Wicklung 1 erzeugt wird, gleicht bekanntlich dem Vektorprodukt des "Magnetmoment"-Vektors des Magneten 30 mit dem "magnetischen Induktionsvektor", der von diesem Strom i1 erzeugt wird. Daher ist dieses Moment C1 proportional zum Produkt aus dem arithmetischen Wert dieses Stroms i1 mit dem Cosinus des Winkels A zwischen der Richtung B1 des vom Strom i1 in der Wicklung 1 erzeugten Magnetfelds und der Richtung der APMM-Achse 111.
Es gilt also:
C1 = k.i1.cos A
Hierbei ist k ein Proportionalitätsfaktor.
In gleicher Weise gilt für das Moment C2 aufgrund des Stroms i2 in der Wicklung 2:
C2 = k.i2.cos (A-120º)
und für das Moment C3 aufgrund des Stroms i3 in der Wicklung 3:
C3 = k.i3.cos (A+120º)
derart, daß schließlich der arithmetische Wert des elektromagnetischen Augenblicksmoments Ci an der Welle des autosynchronen Motors sich aus folgender Formel ergibt:
Ci = k[i1.cos A + i2.cos (A-120º) + i3.cos (A+120º)]
Genau diese Formel wird in der Vorrichtung zur Messung dieses Drehmoments Ci verwendet, die nun anhand von Figur 3 beschrieben wird.
In dieser Figur 3 sieht man die drei Statorwicklungen 1, 2 und 3 des autosynchronen Motors, die von den von einem elektronischen Speiseblock 34 gelieferten Strömen i1, i2, i3 durchflossen werden. Wie im Fall der bekannten Schaltung in Figur 1 verteilt der elektronische Block 34 die Ströme i1, i2 und i3 derart, daß das von ihnen in den drei Wicklungen 1, 2 und 3 erzeugte elektromagnetische Augenblicksfeld stets parallel zur erwähnten APMM-Achse verläuft, zumindest für geringe Geschwindigkeiten.
Analoge Stromsonden 31, 32, 33, die jeweils in Serie mit einer der Wicklungen 1, 2, 3 liegen, liefern an ihren jeweiligen Ausgängen 41, 42, 43 analoge Werte, die dem arithmetischen Augenblickswert des Stroms i1 bzw. i2 bzw. i3 entsprechen.
Ein Digitalkodierer 4, der auf der Welle 84 des autosynchronen Motors sitzt, liefert auf seinem Ausgangsbus 35 eine für den Wert des Winkels A zwischen der Richtung des Magnetfelds der Wicklung 1 und der APMM-Achse des Motors repräsentative Digitalinformationen (siehe Figur 2).
Diese Digitalinformation gelangt an je einen Eingang 86, 87, 88 von drei integrierten Schaltkreisen 38, 39, 40 vom Typ SGS 2716, die so programmiert sind, daß sie die digitale Berechnung von cos A bzw. cos (A-120º) bzw. cos (A+120º) durchführen.
Die Ausgänge dieser Rechenschaltkreise 38, 39, 40 werden je an einen digitalen Eingang 44, 45, 46 eines von drei integrierten Schaltkreisen 47, 48, 49 vom Typ AD 7533 angelegt, die an ihren jeweiligen Analogeingängen 50, 51, 52 die Meßsignale 41, 42, 43, der erwähnten Strommeßsonden 31, 32, 33 empfangen. Jeder der integrierten Schaltkreise 47, 48 49 multipliziert den Analogwert des Stroms i1 bzw. i2 bzw. i3, der an den Analogeingang 50, 51 oder 52 angelegt wird, mit dem Analogwert der digitalen Information cos A bzw. cos (A-120º) bzw. cos (A+120º), der an den digitalen Eingang 44 bzw. 45 bzw. 46 angelegt ist.
An den Ausgängen 53, 54, 55 dieser Rechenschaltkreise 47, 48, 49 ergeben sich dann die Analogwerte von i1.cos A bzw. i2.cos(A-120º) bzw. i3.cos(A+120º). Diese drei Spannungen werden über Widerstände 56, 57, 58 gleicher Werte an den invertierenden Eingang 59 eines Differentialverstärkers 60 angelegt, dessen nicht invertierender Eingang 61 über einen Widerstand 62 an Masse liegt. Dieser Verstärker 60 wirkt als Addierer für die drei bei 53, 54, 55 vorliegenden Spannungen, so daß mittels eines klassischen Verstärkungsregelwiderstands 62 die am Ausgang 64 erhaltene Spannung folgenden Wert hat:
k[i1.cos A + i2.cos (A-120º) + i3.cos (A+120º)]
Dies ist schließlich der Augenblickswert Ci des Drehmoments an der Achse des Motors.
Der so erhaltene Meßwert Ci kann für verschiedenste Zwecke verwendet werden, wie beispielsweise zur Aufnahme der Transferfunktion im Labor oder in Servomechanismen oder zur Durchführung von Abstimmungstests im Labor oder in einem Servomechanismus. Der Meßwert kann auch ähnlich wie bei üblichen Gleichstrommotoren zur Bildung einer Stromrückkopplungsschleife im Rahmen einer Regelung eines autosynchronen Motors verwendet werden.
Ein Ausführungsbeispiel einer solchen Regelung mit einer Stromrückkopplungsschleife ist in Figur 4 gezeigt, in der die bereits in früheren Figuren aufgetretenen Elemente dieselben Bezugszeichen tragen. Außerdem wurde aus Gründen der Vereinfachung die Gesamtheit der Rechenschaltkreise, die in Figur 3 strichpunktiert umrahmt ist, als Block 65 dargestellt, wobei dieses Bezugszeichen auch in Figur 3 bereits auftaucht.
Es sei bemerkt, daß der Winkelkodierer 4 auch über einen Bus 66 den Wert des Winkels A an den elektronischen Block 34 liefert. Letzterer benötigt ähnlich wie der Block, der entsprechend strichpunktiert in Figur 1 umrahmt und mit dem Bezugszeichen 34 versehen ist, diese Information, um die gewünschte Verteilung der Ströme i1, i2 und i3 in die Statorwicklungen 1, 2 und 3 zu bewirken.
Wie man in Figur 4 sieht, wird die Analogspannung Ci, die bei 64 aus dem Rechenblock 65 kommt, zur Bildung einer Rückkopplungsschleife verwendet und wird daher an den negativen Eingang 67 eines üblichen Subtrahierglieds 68 angelegt, das an seinem anderen Eingang 69 das beispielsweise von einem Servomechanismus-Schaltkreis kommende Steuersignal empfängt, das vorzugsweise vorher durch eine übliche Vorrichtung 70 zur gewollten Sättigung gelaufen ist.
Das am Ausgang 71 erhaltene Fehlersignal des Subtrahierglieds 68 wird wie üblich an ein Korrekturnetz 72 angeschlossen, das der Gefahr einer Instabilität der Schleife begegnet, um schließlich an den Eingang 13 des elektronischen Blocks 34 zu gelangen (siehe zum Vergleich Figur 1).
Es sei bemerkt, daß der Block 34 an seinen Leistungsverstärkern 18, 19, 20 (siehe Figur 1) Rückkopplungsschleifen 21, 22, 23 aufweisen kann, deren Vorteil es ist, daß die günstigen Wirkungen der Gesamtschleife in Figur 4 verstärkt werden. In einer preisgünstigeren Ausführungsform könnte man auf solche Rückkopplungsschleifen 21 bis 23 verzichten. In gleichem Sinn ist es auch möglich, in einer Einrichtung gemäß Figur 4 die oben erwähnte a priori-Kompensation vorzusehen.
Eine interessante Variante dieser Meßvorrichtung des elektromagnetischen Moments eines autosynchronen Motors ist in Figur 5 gezeigt.
Diese Ausführungsform beruht darauf, daß beispielsweise in der Schaltung gemäß Figur 3 gleiche funktionelle Elemente sowohl im Block 65 zur Berechnung des arithmetischen Werts jeder der Projektionen der für die Ströme i1, i2 und i3 repräsentativen Vektoren auf die APMM-Achse des Motors (und damit für die Berechnung des Drehmoments) verwendet werden können als auch im Block 34 für die Zerlegung des Steuerstroms Ic (siehe die Erläuterungen hinsichtlich Figur 1) auf die drei Achsen, um ein resultierendes Feld zu erhalten, das parallel zur APMM-Achse verläuft. In beiden Fällen handelt es sich darum, cos A, cos (A-120º) und cos (A+120º) zu berechnen und jede dieser erhaltenen Werte mit einem arithmetischen Wert zu multiplizieren.
Es ist also möglich, wie Figur 5 zeigt, die Rechenschaltkreise für i1.cos A, i2.cos (A-120º) und für i3.cos (A+120º), d.h. beispielsweise die Schaltkreise mit den Bezugszeichen 38-47, 39-48 und 40-49 sowohl im Block 65 wie im Block 34 zu verwenden und einen Multiplexbetrieb vorzusehen, um diese Schaltkreise abwechselnd für den einen oder den anderen Block zu verwenden.
In dieser Figur 5 überträgt der Bus 35 wie in Figur 3 die für den Augenblickswert des erwähnten Winkels A repräsentative digitale Information an die Schaltkreise 39, 40, 41 (die denen in Figur 3 gleichen) zur Berechnung der digitalen Werte von cos A, cos (A-120º) und cos (A+120º). Die digitalen Informationen am Ausgang dieser drei Schaltkreise werden wie in Figur 3 an die hybriden Multiplizierer (digital/analog) 47, 48, 49 angelegt, und zwar an den jeweiligen digitalen Eingang 44, 45 und 46 dieser Multiplizierer.
Die Ausgänge 41, 42, 43 der Stromsonden 31, 32, 33 sind an je eine der drei ersten Eingangsklemmen 81, 82, 83 eines ersten elektronischen Schaltkreises oder Multiplexers 73 angeschlossen, der bei 74 von einem Taktsignal H gesteuert wird.
Dieser Multiplexer 73 empfängt an seinen drei zweiten Eingangsklemmen 91, 92, 93 den Steuerparameter Ic des Motors, der an den Draht 13 angelegt ist (und aus Analogiegründen das gleiche Bezugszeichen wie in der Schaltung gemäß Figur 1 trägt).
Der Multiplexer 73 arbeitet unter Steuerung durch das Schaltsignal H wie eine Gruppe von drei Umschaltern mit je zwei Eingängen, wobei die drei Ausgänge 75, 76, 77 an den analogen Eingang 50, 51, 52 je eines der hybriden Multiplizierer 47, 48, 49 angelegt sind.
Wenn also zu einem bestimmten Taktzeitpunkt die drei Schalter in der Position der Figur 5 liegen und der Wert Ic an die Analogeingänge 50, 51, 52 der Multiplizierer 47, 48, 49 angelegt ist, liegen im nächsten Taktzeitpunkt die drei Schalter in ihrer anderen Position und die von den Sonden 31, 32, 33 gemessenen Werte der Ströme i1, i2, i3 sind an diese drei Multiplizierereingänge 47, 48, 49 angelegt. In der ersten Stellung erhält man also die Werte Ic.cos A, Ic.cos (A-120º) und Ic.cos (A+120º) an den Ausgängen 53, 54 und 55 dieser Multiplizierer 47, 48, 49, während in der zweiten Stellung die Werte il.cos A, i2.cos (A-120º) und i3.cos (A+120º) an denselben Ausgängen 53, 54 und 55 erhalten werden. Man verwendet also dieselben Schaltkreise 38-47, 39-48, 40-49, um abwechselnd diese beiden Berechnungen durchzuführen.
Um die abwechselnd bei 53, 54, 55 erhaltenen Analogdaten einmal zum Leistungsspeisekreis 78 des Motors und ein anderes Mal zum verbleibenden Teil 79 des Meßschaltkreises für das Drehmoment zu lenken, ist ein zweiter elektronischer Multiplexierumschalter 80 vorgesehen, der vom erwähnten Taktsignal H an seinem Steuereingang 85 gesteuert wird und im Gegensatz zum Multiplexer 73 drei Eingangsklemmen 89, 90 und 191 besitzt sowie sechs Ausgangsklemmen, die paarweise diesen drei Eingangsklemmen zugeordnet sind, nämlich:
. die Ausgänge 192, 193 sind der Eingangsklemme 89 zugeordnet;
die Ausgänge 94, 95 sind der Eingangsklemme 90 zugeordnet;
die Ausgänge 96, 97 sind der Eingangsklemme 191 zugeordnet.
Da die Eingangsklemmen 89, 90, 191 mit den Ausgängen 53, 54 55 der Multiplizierer 47, 48, 49 verbunden sind, wird der Multiplizierer 80 so geregelt, daß die Klemmen 89 und 192, die Klemmen 90 und 94 und die Klemmen 191 und 96 paarweise miteinander verbunden sind, wenn (dies ist der Fall in Figur 5) die Klemmen 93 und 77, die Klemmen 92 und 76 und die Klemmen 91 und 75 des Multiplexers 73 miteinander verbunden sind. Im entgegengesetzten Fall sind die Klemmen 89 und 193, 90 und 95 und 191 und 97 paarweise miteinander verbunden.
Im ersteren Fall sind die Ausgänge 53, 54, 55 mit den Eingängen 98, 99, 100 der Leistungsschaltung 78 verbunden, so daß die gewünschte Speisung der Statorwicklungen 1, 2, 3 erfolgt, während im zweiten Fall, d.h. beim nächstfolgenden Takt, diese Ausgänge mit den drei Eingängen 101, 102, 103 des erwähnten Blocks 79 verbunden sind, so daß die Berechnung des Drehmoments Ci erfolgen kann, dessen Wert auf dem Ausgangsdraht 64 erscheint.
Es sei bemerkt, daß drei Halteschaltungen 104, 105 und 106 vor den drei erwähnten Eingängen 98, 99, 100 der Leistungsschaltung 78 vorgesehen sind, um einen Signalverlust während des Zeitintervalls zu verhindern, in dem die Klemmen 89, 90 und 91 mit den Klemmen 193, 95 und 97 verbunden sind.
In gleicher Weise werden die Eingänge 101 bis 103 der Schaltung 79 an Halteschaltungen 107 bis 109 angelegt, um einen Informationsverlust bei der Berechnung des Drehmoments CI während des nächstfolgenden Zeitintervalls zu verhindern, in dem die Klemmen 89, 90 und 91 mit den Klemmen 192, 94 und 96 verbunden sind.
Die Ausgangssignale dieser drei Halteglieder 107 bis 109 gelangen an je einen Eingang eines Addierers in Form eines Operationsverstärkers 110, der wie bei der Schaltung 56 bis 63 in Figur 3 diese Signale addiert und mit einem Proportionalitätsfaktor multipliziert, um daraus den Wert Ci des Drehmoments bei 64 abzuleiten.
Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. So könnte die verdrahtete Schaltung 65 (Figuren 3 und 4), die die Berechnung des Drehmoments Ci durch Anwendung folgender Formel durchführt:
Ci = k[i1.cos A + i2.cos (A-120º) + i3.cos (A+120º)] durch einen Mikroprozessor, beispielsweise von der Art eines "Digital Signal Processor" oder "DSP" oder durch jede andere logische Rechenvorrichtung ersetzt werden. Genauer betrachtet könnte ein bereits an anderer Stelle im Servomechanismus, zu dem der Motor gehört, verwendeter DSP auch diese Funktion realisieren. In einem solchen Fall könnte die Verwendung der gleichen Funktionselemente gemäß Figur 5 sowohl zur Zerlegung des Vektors Ic (Steuerparameter) gemäß den drei Achsen der Statorwicklungen des Motors als auch zur Berechnung der Variablen Ci in Form eines analogen oder digitalen Signals durch Addition der drei Projektionen der drei Statorströme auf die APMM-Achse einfach durch Verwendung der gleichen Unterprogramme realisiert werden. Wenngleich oben ein Beispiel eines Dreiphasenmotors (1, 2, 3) dargelegt wurde, könnte natürlich auch ein Zweiphasenmotor oder ein Motor mit mehr als drei Phasen in Frage kommen.

Claims

1. Vorrichtung zur dynamischen Messung des Drehmoments (Ci) eines autosynchronen Motors, der einen von einem Dauermagneten (30) gebildeten Rotor mit einer Achse (111) senkrecht zum Magnetmoment (APMM) dieses Magneten, Statorwicklungen (1, 2, 3), die von einem elektronischen Speisemittel einen Speisestrom erhalten, weiter Mittel (31, 32, 33) zur Messung des Augenblickswerts mindestens eines Winkels (A, A+120º, A-120º) zwischen der Richtung des Magnetfelds (B1, B2, B3) in einer dieser Wicklungen (1, 2, 3) und der dem Rotor (30) zugeordneten Achse enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung weiter Mittel (38 bis 40) enthält, um den Cosinus jedes der Winkel (A, A+120º, A-120º) zwischen der dem Rotor (30) zugeordneten Achse (111) und der Richtung des Magnetfelds in jeder Wicklungen (1, 2, 3) des Stators zu berechnen und um diesen Cosinus mit dem Augenblickswert (i1, i2, i3) des entsprechenden Statorstroms zu multiplizieren, so daß sich der arithmetische Wert der Projektion des Vektors, der in der elektrischen Ebene der Maschine diesen jeweiligen Statorstrom repräsentiert, auf die APMM-Achse (111) ergibt, und daß weiter Mittel (56 bis 63) vorgesehen sind, um die so erhaltenen arithmetischen Werte [i1.cos A, i2.cos (A-120º), i3.cos (A+120º)] dieser Projektionen zu addieren und das erhaltene Ergebnis mit einem bestimmten Proportionalitätsfaktor (k) zu multiplizieren, so daß sich der Augenblickswert (Ci) des elektromagnetischen Drehmoments des Motors ergibt.

2. Vorrichtung zur dynamischen Messung des Moments eines autosynchronen Motors nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie enthält:

eine Vorrichtung (4) zur digitalen Kodierung des Winkels (A) zwischen einer der Statorwicklungen (1) und der APMM-Achse (111);

. ebensoviele Vorrichtungen (38, 39, 40) zur Berechnung des Cosinus der jeweiligen Winkel (A, A-120º, A+120º), wie Statorwicklungen (1, 2, 3) oder Motorphasen vorhanden sind,

. ebensoviele Sonden (31, 32, 33) zur Messung des Statorstroms (i1, i2, i3), wie es Phasen (1, 2, 3) des Motors gibt;

ebensoviele digitale/analoge Multiplizierkreise (47, 48, 49), wie es Motorphasen gibt, wobei jeder dieser Kreise an seinem digitalen Signaleingang (44, 45, 46) das Ausgangssignal der entsprechenden Vorrichtung (38, 39, 40) zur Berechnung des Cosinus und an seinem analogen Signaleingang (50, 51, 52) das Ausgangssignal der entsprechenden Stromsonde (31, 32, 33) empfängt,

. und einen Kreis (56 bis 63) zur analogen Addition und Multiplikation des erhaltenen Ergebnisses mit einem Proportionalitätsfaktor.

3. Vorrichtung zur dynamischen Messung des Drehmoments eines Motors nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine logische Rechenvorrichtung aufweist, die die Cosinusberechnungen, die Multiplikation mit den Augenblickswerten (i1, i2, i3) der Statorströme und die Addition und nachfolgende Multiplikation mit dem Proportionalitätsfaktor (k) durchführen kann.

4. Vorrichtung zur dynamischen Messung des Drehmoments eines autosynchronen Motors nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie Multiplexiermittel (73, 80) aufweist, die die abwechselnde Verwendung der gleichen Funktionselemente (38 bis 40, 47 bis 49) sowohl für die Verteilung der Statorströme (i1, i2, i3) des Motors als auch für die Berechnung der Augenblickswerte (Ci) des Motordrehmoments zulassen.

5. Regelvorrichtung für einen autosynchronen Motor, der eine Vorrichtung zur dynamischen Messung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 verwendet, dadurch gekennzeichnet, daß diese Meßvorrichtung (4, 31 bis 33, 65) in eine Stromrückkopplungsschleife (64, 65, 68) eingefügt ist, um das Steuersignal (Ic) an die Leistungsspeiseschaltung (34) des Motors zu liefern.