DE2613145A1 - Antriebssystem fuer einen synchronmotor vom induktortyp - Google Patents

Description

ME-244 (P-1367) . OGITI / K

76-1609 a 261 3H5

MITSUBISHI DMKI KABUSHIKI KAISHA, Tokyo , Japan

Antriebssystem für einen Synchronmotor vom Induktortyp

Die Erfindung betrifft ein Antrieb system für einen Synchronmotor vom Induktortyp, welches eine feine Steuerung der Position und des Drehwinkels erlaubt und bei dem der Vektordrehwinkel des zugeführten Stroms genau auf den mechanischen Drehwinkel projeziert ist, so daß man auf einfache Weise eine höchst präzise Steuerung mit hoher Auflösung erzielt. Dabei wird bei einem Synchronmotor vom Induktortyp mit verzerrungsfreiem elektromagnetischem Aufbau die Vektorsynthesetheorie strikt realisiert, während man gleichzeitig auf einfache Weise und einzigartige Weise durch Speisung mit einem Strom, welcher die Form einer trigonometrischen Funktion hat, eine glatte Drehung und hoch präzise Auflösung erzielt.

Herkömmliche Motoren dieses Typs werden als Schrittmotoren bezeichnet. Sie haben eine Vielzahl von Antriebswicklungen und eine Einrichtung zur rotationsmäßigen Speisung des Motors mit Strömen in vorgegebener Sequenz deren Phasen voneinander verschieden sind. Ein Typ dieser Motoren umfaßt eine Gleiehfeldeinrichtung (z. B. eine Gleichfeldwicklung oder einen Permanentmagneten) zusätzlich zu den Antriebswicklungen der einzelnen Phasen. Der durch vorliegende Erfindung verbesserte Synchronmotor vom Induktortyp weist einen ersten Induktor mit einer Anordnung einer ersten Gruppe von magnetischen Zähnen auf sowie einen zweiten Induktor mit einer Anordnung einer zweiten Gruppe von magnetischen Zähnen. Dieser Motor

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weist ferner Wicklungsnuten für die Antriebswicklungen auf und einen Einheitsmagnetpfad (oder einen magnetischen Vorsprung) auf der Rückseite der Gruppe magnetischer Zähne des ersten Induktors.

Um die Anzahl von Schritten pro Drehung zu erhöhen, hat man herkömmlicherweise verschiedene Methoden angewandt, nämlich eine Methode zur Erhöhung der Anzahl der Schritte, R, (Auflösungszahl R des Vektordrehwinkels) pro Periode (elektrischer Winkel 2 % ) des Speisestroms oder ein Verfahren zur Erhöhung der Anzahl der Zähne, Q₂, der zweiten Gruppe magnetischer Zähne. Hinsichtlich der ersteren Methode wurden die folgenden Varianten vorgeschlagen: (1) Verfahren zur Erhöhung der Anzahl der Phasen, m, der Antriebswicklung;

(2) Verfahren zur Erhöhung der Anzahl der Kombinationen der Wicklungen, welchen Strom zugeführt wird, d. h. n-Phasenerregung ^— (n+1 )-Phas-enerregung;

(3) Verfahren zur Erhöhung der Anzahl der Schritte,

K-g , .,,, wobei der Strom für die einzelnen Phasen gemäß einer abgestuften Wellenform zugeführt wird.

Diese herkömmlichen Methoden sind jedoch aus den folgenden Gründen nicht praktikabel:

Die Beziehung zwischen dem Drehmoment T. und der Rotationswinkelabweichung (Lastwinkel) O im Falle der Beaufschlagung eines Motors vom M-Phaseninduktortyp mit einer beliebigen Leistung folgt der nachstehenden Beziehung (1). Diese erhält man nach dem Prinzip der Überlagerung aus der Drehmomentkurve bei der das Drehmoment f . welches man durch Stromzufuhr zur Phase i erhält gegen den Lastwinkel Q . der Phase i aufgetragen ist:

τ = t ^₁CcT₁, ι.)

i1 * ^x *

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ο . : Lastwinkel für die Phase i bei einer Phasendifferenz 0. der Phase i gegen den Gesamtreferenzlastwinkel

i. : Speisestrom für die Phase i Hf. : Drehmoment der Phase i.

Die Kurve des auf jeder Phase für einen vorgegebenen Strom erzeugten Drehmoments hat nicht die Charakteristik einer trigonometrischen Punktion, wie aus den Kurven B und C der Pig. 1 ersichtlich. Zur Erhöhung des Drehmomentanstiegs oder des Drehmomentgefälles (Gradient in der Nähe des Ursprungs) hat man der Drehmomentkurve durch Verwendung gleichförmiger magnetischer Zähne die Gestalt gemäß Kurve B gegeben. Man hat Kurven dieser Art bisher der Bequemlichkeit halber als Kurven mit einer Charakteristik gemäß einer trigonometrischen Punktion oder gemäß einer angenäherten trigonometrischen Punktion angesehen. Diese Kurven führen jedoch bei Änderungen des zugeführten Stroms nicht zu einer linearen Charakteristik.

Das bei einem bestimmten Lastwinkel O . erzeugte Drehmoment X. (cf.) ändert sich mit dem Strom I^ gemäß einer nichtlinearen Kurve A der Pig. 2. Diese Kurve zeigt ein Beispiel der Charakteristik eines Motors, welcher als Reluktanzmotor bezeichnet wird, d. h. eines sogenannten variablen Motors vom Reluktanztyp (VR-Typ) ohne Gleichfeld. Dieser Motor hat eine quadratische Charakteristik im Bereich kleiner Ströme und eine Sättigungscharakteristik im Bereich großer Ströme. Die Porm der Kurve ändert sich mit dem Lastwinkel O Wenn der Strom herabgesetzt wird, so wird die Charakteristik der Kurve B zur Kurve D hin geändert (Pig. 1) und der Lastwinkel des Drehmomentmaximums ist um Δ verschoben.

Dies bedeutet, daß der stationäre Gleichgewichtspunkt sich bewegt wie durch die Kurve der Pig. 3 angedeutet, in der der Pehler Qg, aufgrund von' Änderungen des Stromwertes I dargestellt ist, selbst wenn die Werte der zugefUhrten Ströme

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in Bezug auf die einzelnen Phasen proportional zueinander geändert werden (auf der Grundlage, daß jede Phase mit einem vorgegebenen Strom I₀ gespeist wird). Es ist daher "bisher nicht möglich gewesen, den Speisestrom zu ändern,wenn man den Motor unter Steuerung mit hoher Auflösung "betreibt (Peinsteuerung) . Aus dem gleichen Grund war es darüber hinaus "bisher auch nicht möglich, die Zeitdauer zu verkürzen, welcher es "bedarf, um die Motorgeschwindigkeit zu erhöhen oder zu senken, wenn man "bei der Beschleunigung oder Yerlangsamung des Motors ein hohes Drehmoment erzeugt.

Wenn darüber hinaus der pro Phase zugeführte Strom gemäß Fig. 4a eine Wellenform mit einer Anzahl von η Stufen aufweist, so differieren die Stufen A- bis £\ . voneinander und müssen für jeden Motor einges teilt ⁿ werden. Fig. 4b zeigt als Beispiel die Periode während der der Strom einer Phase erhöht wird. Die ausgezogene Linie i bezeichnet den Stromwert und die gestrichelte Linie Δι bezeichnet den Inkrementalwert einer jeden Stufe ( die Änderung von Stufe zu Stufe). Diese Muster folgen keiner einfachen funktionellen Beziehung. Das Stufenmuster differiert von Motor zu Motor, und zwar selbst bei Motoren, welche die gleiche Anzahl von Phasen haben und welche ähnliche Bauart aufweisen. Die Einstellung der Stufenmuster des jeweiligen Motors erfordert äußerstes Feingefühl und Geschick, da der eine stationäre Gleichgewichtspunkt jeweils durch die anderen stationären Gleichgewichtspunkte beeinflusst wird. Darüber hinaus ist es unmöglich, den Gesamtspeisestrom I zu ändern, da zwischen dem Gesamtstrom I und jeder der Stufen Δ i„ bis Δ i keine

in

Proportionsbeziehung besteht.

Aus obigen Gründen war es bisher schwierig, die Auflösungszahl mit Genauigkeit durch das Stromverhältnis zu erhöhen. Auch war es bisher nicht möglich, Motoren unterschiedlicher Kapazität oder unterschiedlicher Bauart mit der gleichen Stromspeise einrichtung oder mit dem gleichen Stromspeise-Steuermuster zu betreiben. Dies hat die Entwicklung von

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Standardsystemen für die Steuerung von Synchronmotoren vom Induktortyp verhindert.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die obigen Probleme der herkömmlichen Einrichtungen zu überwinden. Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, auf einfache Weise und mit großer Genauigkeit eine Feinsteuerung mit hoher Auflösung für einen Synchronmotor vom Induktortyp zu verwirklichen. Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, die Einstellung der Auflösungsstufen zu erleichtern. Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, Änderungen des stationären Gleichgewichtspunktes aufgrund von Änderungen des Gesamtstromwertes I zu eliminieren. Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, eine höchst genaue Auflösung bei einer feststehenden Verhältn-Ljsteuerung zu erzielen, wobei das Stromverhältnis der einzelnen Phasen nicht durch den Gesamtstromwert I beeinflusst wird. Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, auf neuartige Weise, den stationären Gleichgewichtspunkt durch den Vektordrehwinkel des jeder Phase zugeführten Mehrphasenstroms festzulegen. Schließlich ist es Aufgabe der Erfindung, auf einfache Weise eine höchst genaue Auflösungssteuerung zu erzielen, indem man den Speisestrom auf neuartige Weise festlegt.

Herkömmliche Techniken der Steuerung von Schrittmotoren unter hoher Auflösung sind hinsichtlich des technischen Grundkonzepts mangelhaft. Es sollen daher zunächst die Grundlagen skizziert werden, auf denen das technische Konzept der vorliegenden Erfindung beruht.

Bei Mehrphasen-Synchronmotoren vom Induktortyp führt die Mehrphasenantriebswicklung aufgrund eines Stroms welcher zumindest eine Mehrphasenwechselstromkomponente enthält zu einer Antriebskraft. Es fließt dabei entweder ein unilateraler Mehrphasenstrom oder eine bilateraler Mehrphasenstrom. Im ersteren Falle spricht man von einem Einweg-Typ oder Halbwellen-Typ und im letzteren Falle spricht man von einem Doppelweg-Typ oder Vollweg-Typ.

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Es soll nun angenommen werden, daß ein Kreislauf des Stroms durch die Antriebswicklung eine Periode ist, welche dem elektrischen Winkel ili entspricht. Sodann sollte die Antriebswicklung einer jeden Phase mit einem Strom beaufschlagt werden, welcher deren Phase entspricht. Jeder Phase des Speisestroms ist eine Achse in der Ebene der elektrischen Rotationskoordinaten zugeordnet. Fig. 5a zeigt z. B. die drei Achsen i, j und k eines Dreiphasenmotors. In dieser elektrischen Ebene hängt die Axialriehtung des der Wicklung einer jeden Phase zugeführten Stroms von der Konstruktion und der Anordnung der Wicklung einer jeden Phase ab. Wenn z. B. ein Dreiphasenmotor mit zwei unilateralen Strömen betrieben wird, so bezeichnen die festen Axialwerte x. und x._t mit denen der Rotationsvektor χ(θ), welcher einen beliebigen Drehwinkel hat, erhalten wird, die Stromwerte mit denen die Wicklungen der entsprechenden Achsen beaufschlagt werden müssen. Wenn der zusammengesetzte Rotationsvektor χ(θ) eine Kreislinie C beschreiben soll, welche den Radius 1 hat (r = l), so stellen die Werte x. und x., welche durch Projektion parallel zu den jeweiligen Achsen entlang den gestrichelten Linien erhalten werden, die Werte der' Ströme dar, welche den beiden entsprechenden Antriebswicklungen zugeführt werden müssen. Die Wellenformen dieser Ströme in Abhängigkeit vom Winkel θ sind in Fig.12a gezeigt. Für den Fall, daß der zusammengesetzte Rotationsvektor χ(θ) eine Hexagon-Linie Cg beschreiben soll, welche durch eine strichpunktierte Linie dargestellt ist, so müssen die Wellenformen, die in Fig. 12b gezeigte Form haben.

Es soll nun angenommen werden, daß ein Dreiphasenmotor durch Bilateralströme betrieben wird, um die gewünschte Drehung zu verwirklichen. In Fig. 5c ist ein Kreis C (r = 2/3) dargestellt, dessen Radius zwei Drittel des vorgegebenen Wertes 1 beträgt. Für den gewünschten Rotationsvektor χ(θ) stellen die Vektorwerte χ (x., x. und x, ), welche man durch Vertikalprojektionen des Schnittpunktes P des Vektors χ(θ; und der Kreislinie C (r = 2/3) auf die Achsen i, j und k

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erhält, die notwendigen Stromwerte für die einzelnen Phasen dar. Dieser Dreiphasenwechselstrom hat eine wohlbekannte Wellenform, welche in Fig. 9a dargestellt ist. Wenn andererseits der zusammengesetzte Rotationsvektor eine Hexagon-Linie Cg "beschreibt, so "benötigt man hierzu die Wellenformen der Figuren 9"b oder 9c.

Allgemein kann man einen multiaxialen Vektor (oder Multiphasenvektor) in einen Vektor eines orthogonalen Zweiachsenkoordinatensystems (d, q) umwandeln (Fig. 5d). Man erhält dann einen zusammengesetzten Vektor der Kreislinie C oder des Polygons C mit einer Anzahl von η Winkeln wie in Fig. 5d gezeigt.

Wenn die Axialwerte x., x., des zusammengesetzten

Vektors χ(θ) in Entsprechung .zu den Stromwerten der einzelnen Phasen gebracht werden, so entspricht der Drehwinkel θ dem Drehwinkel des stationären Gleichgewichtspunktes des Synchronmotors auf dem Stromvektor. Wenn diese Axialwerte in Entsprechung zu den Spannungen der einzelnen Phasen gebracht werden, so entspricht der Drehwinkel θ dem Drehwinkel des stationären Gleichgewichtspunktes des Synchronmotors auf dem Spannungsvektor (oder Stromvektor). In vorstehender Beschreibung wird der Drehvektor x(ö), welcher die obige Bedeutung hat, als Mehrphasenwechselstrom-Drehvektor für den der Mehrphasenantriebswicklung zugeführten Strom bezeichnet oder kurz als Drehvektor. Dessen Drehwinkel (θ) wird als Vektordrehwinkel bezeichnet. Der Ausdruck "Wechselstrom" ist nicht auf die Bedeutung eines bipolaren Stroms auf einer jeweiligen Wicklung beschränkt. Selbst wenn der Strom für eine Phase einseitig gerichtet ist, so kann doch dieser Strom eine Komponente entgegengesetzter Polarität erhalten, und zwar aufgrund der anderen Phasen und ist somit einem Wechselstrom äquivalent. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird daher von einer Wechselstromkomponente zumindest im Sinne des oben erwähnten Wechselstroms gesprochen, da man durch Anwendung einer Wechselstromkomponente einen Drehvektor verwirk-

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lichen kann. Diese Wechselstromkomponente wird im folgenden als Wechselstrom oder Mehrphasenwechselstrom bezeichnete

Bei einem schrittweisen Motorbetrieb ändert sich der Vektordrehwinkel schrittweise. Die Anzahl der Schritte einer Periode (entsprechend dem elektrischen Winkel 2 IC ) des Vektordrehwinkels wird im folgenden als Auflösungszahl des Vektordrehwinkels oder kurz als Auf lösungs zahl R "bezeichnet.

Damit nun der Vektordrehwinkel Θ, welcher durch die elektromagnetische Richtwirkung (magnetische Achse) und den Stromwert einer jeden Phase definiert ist, genau dem stationären Gleichgewichtspunkt θ-^ "bei dem erzeugten Drehmoment entspricht, so muß die Beziehung zwischen dein erzeugten Drehmoment für jede Phase und dem Lastwinkel <f . für jede Phase gemäß I¹Ig. 6 eine Kurve mit der lorm einer trigonometrischen Punktion haben. Wie im Zusammenhang mit den Figuren 1 bis 4 erläutert, ist in der Praxis diese Wiedergabe der Kurve recht ungenau. Dennoch ging man aus Gründen der Bequemlichkeit herkömmlicherweise von einer solchen Kurve aus. Demzufolge koinzidiert der Vektordrehwinkel 0 einer elektrischen Größe (insbesondere des Stroms) nicht mit dem tatsächlichen Motordrehwinkel θ (insbesondere dem stationären Gleichgewichts punkt).

Die meisten herkömmlichen Schrittmotoren vom Induktortyp haben Induktorzähne für die einzelnen Windungen. Dabei handelt es sich im wesentlichen um einen Motor vom Phasentrennungstyp mit unabhängigen Paaren von magnetischen Pfaden und magnetischen Spalten des Induktors (wobei ein gemeinsames Joch oder ein gemeinsamer Kernrücken vorgesehen sein kann). Ein Motor solcher Bauart weist für jede Phase einen zugeordneten Spalt auf. Er hat jedoch keinen gemeinsamen Spalt (keinen gemeinsamen Zwischenraum). Der Motor hat mit anderen Worten keinen gemeinsamen Spalt zur Erzeugung eines magnetischen Drehfeldes, welches wie anhand der Pig. 5 beschrieben,

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eine direkte Projektion des Drehvektors χ(θ) dee Speisestroms ist. Bei einem solchen Motor vom Phasentrennungstyp muß eine Proportionalcharakteristik zwischen dem durch jede Phase erzeugten Drehmoment f_i und dem Strom I^ bestehen. In dieser Beziehung ist ein Phasentrennmotor vom VR-Typ (Pig. 2) recht unpraktisch.

Wie im einzelnen anhand der Fig. 25 erläutert werden wird, kann man eine derartige Proportionalcharakteristik dadurch verwirklichen, daß man ein Gleichfeld vorsieht, und daß man der Antriebswieklung getrennt eine Wechselstromkomponente zuführt. Nach diesem Verfahren kann man die 2^-i.^-Charakteristik wesentlich verbessern und man kanr Jie Kurve B gemäß Fig. 7 verwirklichen. Dabei handelt es sich um eine Sättigungskurve mit einem proportionalen linearen Teil C. Zusätzlich kann man die gewünschte charakteristische Kurve gemäß Fig. 6 dadurch verwirklichen, daß man die magnetischen Flüsse der magnetischen Zähne, welche hinsichtlich des Grades der Koinzidenz differieren, mit der Wicklung einer Phase verkettet.

Ferner werden erfindungsgemäß Induktorzähne gemeinsam für die Antriebswicklungen der einzelnen Phasen vorgesehen, und es werden Spalte gemeinsam vorgesehen, und es ist möglich, ein magnetisches Drehfeld zu erzeugen, welches eine direkte Projektion des Drehvektors χ(θ) des Speisestroms (Fig. 5) ist, wie anhand der Figuren 22 und 24 im einzelnen erläutert werden wird. In diesem Falle ist die proportionale Beziehung zwischen dem Strom i. und dem Drehmoment ^X nicht erforderlich. Dies hat seinen Grund darin, daß die Richtung des Drehfeldes von der magneto-motorischen Kraft abhängt, welche selbst wiederum dem jeder Phase zugeführten Strom proportional ist. Bei einem Motor vom Phasentrennungstyp (welcher anhand der Fig. 23 erläutert werden wird) wird

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der Strom einer jeden Phase einmal auf das Drehmoment V. projeziert und der Drehwinkel θ "bei dem zusammengesetzten Drehmomentgleichgewichtspunkt wird durch Synthese der Drehmomente der einzelnen Phasen "bestimmt. Dies führt zu dem Problem, daß eine ITichtlinearität in einem Stadium eingeführt wird, in dem die Projektion auf das Drehmoment X. stattfindet. Demgegenüber kann man durch Erzeugung eines Drehfeldes über dem.gemeinsamen Spalt den Stromvektordrehwinkel θ (Vektordrehwinkel der magnetomotorischen Kraft) in direkte Koinzidenz mit dem Drehwinkel Q bei dem zusammengesetzten Drehmomentgleichgewichtspunkt bringen.

Auf diese Weise wird die Vektorsynthese-Theorie genau befolgt, indem man einen Motor vom Induktortyp mit einem verzerrungsfreien elektromagnetischen Aufbau verwendet, bei dem die magnetische Verzerrung eliminiert ist. Auf diese Weise reflektiert der elektrische Yektordrehwinkel Θ den Drehmomentgleichgewichtspunkt θ£ und den Motordrehwinkel θ genau ., so daß man durch eine einfache Steuerung der Stromzuführung gemäß einer trigonometrischen Punktion eine in hohem Maße genaue Auflösung verwirklichen kann.

Im folgenden wird die Erfindung im einzelnen in Verbindung mit einer Einrichtung zur Zufuhr eines Stroms gemäß einer trigonometrischen Punktion erläutert, und zwar anhand eines Synchronmotors vom Indukturtyp mit verzerrungsfreier elektromagnetischer Bauweise.

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Im· folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:.

Pig. 1-4 charakteristische Diagramme zur Veranschaulichung der Probleme der herkömmlichen Einrichtungen und im einzelnen

Pig. 1 eine Erregungsverschiebung-Drehmoment-Charakteristik für eine Phase;

Pig. 2 eine Strom-Drehmoment-Charakteristik; Pig. 3 eine Strom-Stationärpunktänderungs-Charakteristik; Pig. 4 eine Drehwinkel-Strom-Wellenformkurve;

Pig. 5 ein Drehvektordiagramm zur Veranschaulichung des technischen Grundkonzepts der Erfindung;

Pig. 6 eine Erregungsverschiebung-Drehmoment-Charakteristik einer Phase eines Synchronmotors vom Induktortyp mit geringer Verzerrung fUr die Zwecke der Erfindung;

Pig. 7 eine Strom-Drehmoment-Charakteristik eines Synchronmotors vom Induktortyp mit geringer Verzerrung und mit einem Gleichfeldmagneten für die Zwecke der vorliegenden Erfindung;

Pig. 8 eine Blockdarstellung einer Ausfiihrungsform der Erfindung;

Pig. 9, 10, 12 und 14 Verteilungsmuster und Speisestrommuster zur Veranschaulichüng der erfindungsgemäßen Methoden der Einspeisung eines Stroms von trigonometrischer Punktion;

Pig. 11, 13 und 15 Schaltungen der Stromversorgungseinrichtung gemäß vorliegender Erfindung;

Pig. 16 bis 20 vergrößerte Darstellungen der Bauweise eines Teilbereichs des Induktors und der Antriebswicklungsnuten eines Synchronmotors vom Induktortyp mit geringer Verzerrung und die Verhältnisse der Schneidung des Plusses durch Einheitsspulen;

Pig. 21 bis 24 Diagramme zur Veranschaulichung der Methoden der Wicklung der Antriebswicklungen des für die Zwecke der Erfindung verwendeten Synchronous tors vom Induktortyp mit geringer Verzerrung;

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Pig. 25a "bis 25c Diagramme zur Veranschaulichung der Bauweise des Gleichfeldmagneten eines für die Zwecke der Erfindung geeigneten Synchronmotors vom Induktor— typ mit geringer Verzerrung und mit einem Gleichfeldmagneten;

Pig. 26 ein Schaltbild einer für die Zwecke der Erfindung geeigneten Stromversorgungseinrichtung und

Pig. 27 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Pig. 26.

In obigen Piguren bedeutet das Bezugszeichen 1 eine Stromversorgungseinrichtung für einen trigonometrisch-funktioneilen Schwingungstyp. Das Bezugszeichen 2 bedeutet einen Synchronmotor vom Induktortyp mit geringer Verzerrzung. Das Bezugszeichen 3 bezeichnet eine Stromversorgungshauptschaltung. Das Bezugszeichen 4 bezeichnet einen Verteilungsmustergenerator. S bedeutet die Verteilungsmustersignale (eine Vielzahl). V und T bedeuten die Speisespannungen und die Speiseströme (Vielzahl). In den Schaltungen sind ferner vorgesehen: Ein isolierter Verstärker 320, ein Ringzähler 405, ein Frequenzteiler 404, ein Impulsgenerator 401, eine Befehlseinrichtung 500, Gleichspannungsquellen 5-, 5p und 300, Pestkörperschaltergruppen 6* und 6«, ein Festkörpersehalter 7, ein Gleichrichterelement 8, eine Pestkörperschalter-Schaltung 9, PestkörperschaIter 311-316, ein Chopper 301, eine Chopper-Steuereinrichtung 302, eine Glättungsdrossel 304, ein Gleichrichter 305, ein Stromdetektor 306, ein Spannungsdetektor 307, eine Einrichtung zum Einstellen des Stroms 308, ein Anpassungss trombe fehl I '» ein Anpassungsspannungsbefehl oder ein Verkettungsspannungsbefehl V₀, eine Feinsteuer-Freigebeeinriehtung 402, ein FrequenzSignalgenerator 410, ein erstes Bauteil (erster Induktor) 100, ein zweites Bauteil (zweiter Induktor) 200, eine Gruppe erster magnetischer Zähne 110, eine gruppe zweiter magnetischer Zähne 210, eine Antriebswicklung 140, Einheitsspulen 14^ bis 14_n, eine Antriebswicklungsnut 130, Antriebswicklungsnuten 13-j bis 13 , Gleichfeldwicklungsnuten 15., bis 15 und Gleichfeldeinrichtungen 16. bis 16 .
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Fig. 8 zeigt ein Diagramm einer Ausfiihrungsform der Erfindung in Anwendung auf eine Steuereinrichtung fUr einen Synchronmotor vom Induktortyp. In Fig. 8 bedeutet das Bezugszeichen Pin einen digitalen Eingang&befehl. Es ist eine Stromversorgungseinrichtung 1 vorgesehen, welche einen Synchronmotor vom Induktortyp mit geringer Verzerrung mit Strom versorgt und eine Hauptschaltungseinrichtung 3 mit einer Stromquelle 5 und Festkörperschaltern 6 umfaßt sowie eine Steuerschaltung 4, welche dazu befähigt ist, Verteilungsmuster S für die Erzeugung von "Leitungssteuersignalen" oder "Bezugswellenformmuster" zu bilden, welche die Mehrphasen-Speiseströme T oder die Mehrphasenspeisespannungen V bestimmen. Die Verteilungsmuster S sind wie weiter unten anhand der Figuren 9, 10, 12 und 14 erläutert werden wird, Signale für die Stromversorgung in Form von Halbwellen, von Vollwellen oder von impulsbreitenmodulierten Wellen, welche gemeinsam eine Halbwelle darstellen oder eine Vollwelle oder in Form einer stufen-aproximieo. uen Welle. Es handelt sich dabei im wesentlichen um eine projektionsmäßige Leistungsverstärkung derselben zu den Speiseströmen T oder den Speisespannungen V.

Es soll im folgenden angenommen werden, daß es sich bei dem Motor 2 um einen Dreiphasenmotor handelt, welcher mit einem bilateralen Dreiphasen-Wechselstrom gespeist wird und daß seine Ströme T oder Spannungen V die Form einer Sinuswelle gemäß Fig. 9a haben. In diesem Falle ist die Ortskurve des Drehvektors (oder im folgenden kurz Ortskurve bezeichnet) des eingespeisten Stroms eine kreisförmige Ortskurve. C (r = 1) wie in Fig. 5c gezeigt. Wenn sie gemäß Fig. 9b eine trapezförmige Wellenform haben, wobei der flache Bereich sich über einen elektrischen Winkel von X/3 erstreckt, so handelt es sich bei der Drehvektor-Ortskurve -um ein regel- , mäßiges Hexagon (η = 6) wie in Fig. 5d gezeigt. Wenn sie gemäß Fig. 9c eine der Sinuswellenform in Form einer Polygonallinie angenäherte Wellenform haben, wobei sich bei einem

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Gradienten von - 1 über einen elektrischen Winkel von ^/3 ein Polygonalabschnitt erstreckt und wobei sich bei einem Gradienten von - 1/2 über den elektrischen Winkel von X/3 zwei Polygonalabschnitte erstrecken, so handelt es sich bei der Drehvektor-Ortskurve um ein regelmäßiges Sechseck Cg.

(i) Ferner kann es sich bei diesen Mustern um Zeit-Verhältnismodulierte Wellen handeln (impulsbreitenmodulierte Wellen), welche Wellen gemäß Fig. 9 darstellen.

(ii) Ferner kann es sich bei diesen Mustern in einigen Fällen um die Wellenform der Verteilungsmuster S handeln. Diese Muster können mit anderen Worten durch die Hauptschaltungseinrichtung 3 derart gesteuert werden, daß sie mit den Referenzmustern S übereinstimmen.

(iii) Ferner können diese Muster in eine positive Halbwelle und eine negative Halbwelle zerlegt werden oder in- verschiedene Arten von Komponenten. Somit kann das Verteilungsmuster S in verschiedenste Komponenten zerlegt werden.

(iv) Bei einem äußerst typischen Beispiel handelt es sich bei dem Verteilungsmuster S um eine impulsbreitenmodulierte Welle, welche die Wellenform gemäß Fig. 9 darstellt und ein Leitungs-Signal für die positive Stromzufuhr und ein Leitungs-Signal für die negative Stromzufuhr umfaßt. Die Komponente eines jeden impulsbreitenmodulierten Signals besteht aus Komponenten, deren Anzahl der Zahl der Halbleiterschalter in der Stromversorgungseinrichtung 3 entspricht. In diesem Falle handelt es sich bei den impulsbreitenmodulierten Mustern S um Leitungssteuersignale für Halbleiterschalter (um Signale für die Steuerung des Leitungszustandes der Halbleiterschalter) sowie um Muster für die impulsbreitenmodulierten Speisespannungen V oder die impuisbreitenmodulierten Speiseströme T.

Die unter (i) bis (iv) beschriebenen Beziehungen oder Ver-

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hältnisse hängen nicht von der Anzahl der Phasen ab und sind unabhängig davon ob der den Wicklungen der einzelnen Phasen zugeführte Speisestrom unilateral oder bilateral ist. Dieses Prinzip ist den verschiedensten Ausführungsformen gemäß den Figuren 10, 12 und 14 gemein.

Fig. 10 zeigt Muster für den Fall, daß der Motor 2 in Fig. 8 ein Zweiphasen-Motor ist. Fig. 10a zeigt ein bipolares Sinuswellenmuster. Fig. 10b zeigt ein bipolares Trapezwellenmustermit flachen Abschnitten, welche sich über einen elektrischen Winkel von 10/2 erstrecken. Fig. 10c zeigt ein unipolares Trapezwellenformmuster. In Fig. 10 bezeichnen die Bezugszeichen V₁ und V₂ die Spannungen der einzelnen Phasen und I₁ und I₂ bezeichnen die Stromstärken der einzelnen Phasen. Das.Bezugszeichen I₁ ⁺ bezeichnet die Muster des positiven Wicklungsstroms der ersten Phase. I·.." bezeichnet den negativen Wicklungsstrom der ersten Phase (oder der dritten Phase). I₂ bezeichnet das Muster des positiven Wicklungsstroms der zweiten Phase und I₂" bezeichnet den negativen Wicklungsstrom der zweiten Phase (oder der vierten Phase). Die Wellenform der Fig. 10a entspricht der Darstellung der Fig. 5d in einem zweiachsigen Koordinatensystem (d, q) und führt zu einer kreisförmigen Ortskurve C. Die Wellenformen der Figuren 10b und 10c führen zu oktogonalen Ortskurven Cg.

Ein Beispiel einer Stromversorgungseinrichtung für diesen Motor ist in Fig. 11 gezeigt. Dabei bezeichnen die Bezugszeichen 5₁ und 5₂ Gleichstromquellen und die Bezugszeichen 6, bis 6₂, bezeichnen Festkörper-Schalter und die Bezugszeichen I₁ und I₂ oder I₁ bis I₂, bezeichnen die Wicklungen der einzelnen Phasen.

In Fig. 11b bezeichnet das Bezugszeichen 9 eine Festkörperschaltung ähnlich derjenigen gemäß Fig. 13, welche Festkörperschalter 7 umfaßt sowie zusätzlich für jeden Zweig eine Diode

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Pig. 12 zeigt die Muster für den Pall, daß der Motor 2 ein Dreiphasenmotor ist und daß die Stromversorgungseinrichtung eine Dreiphasen-Halbwellen-Stromversorgungseinrichtung ist. Es handelt sich bei diesen Mustern um einen Dreiphasenstrom mit den Strömen i.., i₂ und i_.

Das Muster gemäß Pig. 12a führt zu einer kreisförmigen Ortskurve C gemäß 5b, wobei jedes Phasenmuster aus einer Einhüllenden von zwei Halbsinuswellen besteht, wobei die zwei Halbsinuswellen jeweils einer Phase eine Phasendifferenz des elektrischen Winkels %/3 zueinander haben.

Das Muster der Pig. 12b führt zu einer Ortskurve in Porm eines regelmäßigen Sechsecks Cg gemäß Pig. 5b. Dabei ist die Wellenform für eine Phase eine trapezförmige Wellenform mit einem flachen Abschnitt, welcher sich über einen elektrischen ρ ^_

Winkel von ■? I erstreckt und mit einem schrägen Abschnitt, welcher sich über einen elektrischen Winkel von -^f erstreckt.

Das Muster gemäß Pig. 12c ist eine Polygonalliniennäherung des Musters der Pig. 12a und umfaßt einen Abschnitt mit einem Gradienten von -1 und einen Abschnitt mit einem Gradienten von i -p- . In der Mitte weist das Muster einen Umkehrpunkt P.. auf. Perner weist das Muster einen Schnittpunkt P„ auf an dem sich zwei Phasen schneiden. Eine Periode (2"JtT ) dieses Musters ist in zwölf Abschnitte unterteilt. Dieses Muster führt zu einer regelmäßigen Zwölfeck-Ortskurve (dodecagonale Ortskurve) C₁₂.

Pig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Hauptschaltung einer Stromversorgungseinrichtung mit den Wellenformen gemäß Pig. 12. In Pig. 13 bedeutet das Bezugszeichen 5* eine Hauptstromquelle und das Bezugszeichen 5₂ ^! bedeutet eine Hilfsstromquelle, welche ein Pließen des Stroms der Stromquelle 5-j erlaubt und zwar z. B. über Spannungsumformer. Als Spannungsumformer dieser Art kann man z. B. Chopper verwenden. Die Bezugszeichen 8. bis 8, bezeichnen Gleich-

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richterelemente und die Bezugs zeichen 7-. "bis 7, bezeichnen Festkörperschalter, ζ. Β. Transistoren und Thyristoren und die Bezugszeichen I₁ "bis 1, bezeichnen Antriebswicklungen für die einzelnen Phasen. Die Figuren 12 und 13 veranschaulichen ein einfaches Stromversorgungsgerät vom Dreiphaseneinwegtyp. Dieses Gerät führt im Falle der Fig. 12a zu einer kreisförmigen Ortskurve C und im Falle der Fig. 12c zu einer dodecagonalen Ortskurve C₁₂ mit einem guten Kosten-Betriebsverhalten-Faktor. Der in Fig. 12b dargestellte Fall führt zu einer hexagonalen Ortskurve Cg und zu einer Vektordrehauflösung, welche' derjenigen gemäß den Figuren 9b und 9c äquivalent ist. Diese Ausführungsform führt zu einem guten Kosten-Betriebsverhalten-Faktor (gutes Betriebsverhalten bei geringen Kosten).

Die Fig. 14 zeigt ein Beispiel der Beaufschlagung eines Dreiphasenmotors mit zwei Phasen mit eine^ Phasendifferenzwinkel von 120° und 60°. Die Figuren 14a bis 14c zeigen Muster welche den Mustern der Figuren 9a bis 9c entsprechen, wobei jedoch jeweils eine Phase entfernt ist. Fig. 15a zeigt ein Beispiel einer Hauptschaltung einer Einrichtung zur Stromversorgung gemäß diesen Mustern. In Fig. 15a bezeichnen die Bezugszeichen S, bis 6₂ Festkörperschalter (bilaterale Schaltmodule), welche in ähnlicher Weise in derD Schaltung vorgesehen sind wie die Schalter in der Schaltung 11a.

Fig. 15b zeigt Verknüpfungen (i), (il) und (iii) der Motorwicklungen entsprechend diesen Schaltern. Nämlich eine Dreiphasen-Y-Verknpüfung, eine Dreiphasen- /^-Verknüpfung und eine Dreiphasen-V-Verknüpfung. Die Muster gemäß Fig. führen zusammen mit den Verknüpfungen gemäß Fig. 15 zu Drehvektor-Ortskurven (z. B. kreisförmige Ortskurven C oder regelmäßige hexagonale Ortskurven Cg), welche denjenigen gemäß Fig. 9 äquivalent sind. Es handelt sich hierbei um eine vereinfachte Ausführungsform der Stromversorgungseinrichtung, welche sich für kleinere Leistungen eignet.

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Bei einem Betrieb, bei dem ein Dreiphasenmotor des gleichen Typs nach den Mustern der Pig. 9 angesteuert wird (z. B. durch einen Dreiphasen-Brückenweehselrichter) , und zwar mit einer Geschwindigkeit, welche geringer ist als die maximale Geschwindigkeit, so können die Muster und Anordnungen gemäß den Figuren 14 und 15 mit Vorteil angewandt werden. Unter normalen Betriebsbedingungen werden die Muster gemäß Pig. 9 in "Verbindung mit einer Sternschaltung angewandt. Bei einem Betrieb mit einem Drehmoment, welches geringer ist als das maximale Drehmoment werden die Muster gemäß Fig. 14 in Ver-bindung mit einer Dreieckschaltung gemäß Pig. 15 angewandt.

Wie oben beschrieben, kann die Ortskurve des Drehvektors χ(θ) eine Kreislinie oder ein Polygon mit η Winkeln (n = 6, 8,

12 ) sein, wenn die Spannungen V oder die Ströme T der

vorstehenden Muster oder die Spannung oder der Strom von impulsbreitenmodulierten Wellenformen welche die oben beschriebenen Muster darstellen, den Motorwieklungen der einzelnen Phasen zugeführt wird. Darüber hinaus kann man ein Verteilungsmuster S (Referenzwellenform oder Einschaltsignal für den jeweiligen Halbleiterschalter) für die Spannung oder den Strom zuführen. Beispiele hierfür sind in den japanischen Patentanmeldungen ffr. 49-4055 (1974) (DT-OS 2 461 501.8-32) oder Nr. 49-4056 (1974) (DT-OS 2 459 986.8-32) beschrieben. Man kann das Verteilungsmuster S, d. h. den Vektordrehwinkel θ der zugeführten Spannung oder des zugeführten Stroms derart gestalten, daß es dem digitalen Eingangssignal Pin entspricht. Im allgemeinen wird dies durch Verwendung eines wiederkehrend betriebenen Zählers, eines Punktionsgenerators zur Erzeugung einer trigonometrischen Punktion, eines Sinuswellenoszillators, eines Signalgenerators für eine Vielzahl von Frequenzen, deren mindestens eine variabel ist oder dgl. verwirklicht. Ein anderes konkretes Ausführungsbeispiel besteht darin, daß Ringzähler verwendet werden, und daß deren Ausgangssignale in geeigneter Weise zu einer Synthese herangezogen werden, wobei man ein Muster, welches einer Mehrphasen-

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Sinuswelle angenähert ist, erhält. .Wenn man einen n-nären Ringzähler verwendet, welcher die Eingangs impulse von Impuls-"zügen mit zwei verschiedenen Frequenzen aufwärts oder abwärts' zählt, so ist es möglich, ein impulsbreitenmoduliertes Muster S zu erhalten, welches dem Rotationsvektor χ(θ) eines Polygons mit η Winkeln entspricht. Durch Filterung dieses Musters S kann man eine Vielfalt verschiedener Segment-Aproximierungsmuster erhalten. Darüber hinaus kann man, wenn man N Feststoffschalter (N = n) verwendet, diese Schalter direkt mit dem Ausgangssignal des n-nären Ringzählers einer EIN-AUS-Steuerung unterziehen. Dieses Verfahren ist äußerst einfach und wirkungsvoll. Man kann auf diese Weise die Stromversorgungseinrichtung 1 mit der Haupts ehalt einrichtung 3 und der Einrichtung zur Erzeugung eines Verteilungsmusters 4 verwirkli chen.

Fig. 26 zeigt ein konkretes Ausführungsbeispiel der Stromversorgungseinrichtung 1 gemäß Fig. 8. In Fig. 26 unterliegt die Spannung einer Gleichspannungsquelle 300 einer EIN-AUS-Steuerung durch Chopper 301 a und 301b. Die Gleichspannung Vdc wird durch Freilauf-Gleichrichterelemente 303a und 303b gesteuert. Die erhaltene Spannung wird durch Gleichspannungsdrosseln 304a und 304b und einen Kondensator 309 geglättet. Der Gleichstrom Idc und die Gleichspannung Vdc werden durch Detektoren 306 bzw. 307 · ermittelt und dann mit dem Geschwindigkeitsverriegelungs-Spannungsbefehl Vs und mit dem Signal Is verglichen, welches einen Stromsetzer 308 einstellt oder mit Anpassungsbefehlssignal Is¹ verglichen, wobei die Einschaltzeit des Choppers 301a zu derjenigen des Choppers 301b durch eine Chopper-S teuer einrichtung 302 gesteuert wird.

Diese Stromversorgungseinrichtung umfaßt eine Gruppe von Festkörperschaltern 311 bis 316, welche dem Zweck dienen, die Versorgungsgleichspannung auf die einzelnen Phasen . des Synchronmotors -2 vom Induktortyp zu verteilen. Ferner ist ein Gleichrichter 305 vorgesehen, welcher dazu dient, . die Festkörperschalterspannung zu Kappen und den Motorblind-

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strom zurückzuspeisen. Die Chopper 301a iind 301b und die Festkörperschalter 311 bis 316 können Transistoren oder Thyristoren sein.

Die Stromversorgungseinrichtung 1 umfaßt ferner einen Steuersignalverstärker oder Basistreibsignalverstärker 320, wo "bei unter Isolierung Signale S. "bis Sg, welche der Einschaltung und Ausschaltung der Pestkörperschalter 311 "bis 316 dienen, einem Vorverstärker zugeführt werden.

Die Einschaltsignale S. "bis Sg haben das Verteilungsmuster S (Fig. 8) und können zeit-verhältnis-moduliert sein, wobei die Einschaltzeit eines ;jeden der Festkörpers ehalt er 311 bis 316 einer Zeit-Verhältnis-Modulation unterliegt.

Das Verteilungsmuster S (S. bis Sg), welches als Einsehaltsignale dient, wird von dem ■ Verteilungsmustergenerator 4 bereitgestellt. Der Verteilungsmustergenerator 4 umfaßt einen umkehrbaren Ringzähler 405 (Schieberegister, Aufwärts-Abwärts-Zähler, Dekoder, UND-ODER-Logikelemeni) zur Umwandlung des Signals des Zustandes des Ringzählers in eine geeignete Impulsbreite (das Verhältnis der Ausgangsimpulsdauer zu einer Periode) in einer geeigneten Wiederkehrordnung. Ferner umfaßt diese Einrichtung Frequenzteiler 404a und 404b, Impulszugaddierelemente (ODER-Elemente) 403a und 403b, einen Trägerimpulsgenerator 401 und ein Trägerimpuls-Torelement (UND-Glied) 402. In Fig. 26 bezeichnet das Bezugszeichen 500 eine Befehleinrichtung.

Ein Befehlsimpuls für positive Drehung PinF kommt vom Anschluß F, ein Befehlsimpuls für negative Drehung PinR kommt vom Anschluß R und ein Befehlsimpuls für Feinsteuerbetrieb FINE kommt vom Anschluß C. Wenn der Impuls FIIiE gegeben wird, so gelangt ein Trägerimpuls Pce durch die Torschaltung 402 zu den Impulszugaddiergliedern 403a und 403b. Die Frequenz des Trägerimpulszugs Pce beträgt das D-fache der Zeit-Verhältnis-Modulationsfrequenz fpynyr· -^⁶ frequenzteiler 404a

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_₂₁_ 2613H5

und 404b teilen eine vorgegebene Frequenz im Verhältnis

Es soll nun angenommen werden, daß bei Eingabe eines Befehls für positive Drehung PinP eine Geschwindigkeit in einem niedrigen Geschwindigkeitsbereich vorliegt, wobei f_iüp ⁵Cs. f_ce gilt. In diesem Falle gelangt nur der Trägerimpuls Pce zu dem Impulsaddierglied 403b und die Frequenz des Ausgangsimpulses P₂ des Frequenzteilers 404b beträgt f₂ = ^₀₈/¹¹ = Diese Frequenz ist in Fig. 27b dargestellt und hat die Periode T. Der Eingangsimpulszug PinF ist in Fig. 27a dargestellt. Das Impulszugaddierglied 403a empfängt den Impulszug PinF und den Trägerimpulszug Pce und der summierte Impulszug gelangt zum Frequenzteiler 404a. Die Frequenz f.. des Ausgangsimpulszuges P₁ des Frequenzteilers 404a beträgt:

^f1 ^{= (f}inF ^{+ f}ce^{)/:D = (f}PWM ^{+ f}inF^/D)· ^Dieser Impulszug ist in Fig. 27c gezeigt. Wenn man somit den Impulszug Pp als Referenzimpulszug verwendet, so schreitet die Position des Impulses des Impulszugs P.. auf der Zeitachse (Impulsphase) jeweils um A T vor wenn der Befehlsimpuls PinF eintrifft, wobei Δ T = T/D gilt. Bei dem Ringzähler handelt es sich um einen N-nären umkehrbaren Zähler (wobei z. B. N = 6 gilt). Wenn als Eingangssignal nur der Impulszug P₁ ansteht, so erzeugt der Ringzähler 405 am Ausgangsanschluß in Phasensequenz ein Η-Signal und L-Signal. ^wenn die Periode des Ausgangssignals 2 % ist, so beträgt in diesem Beispiel die

Η-Dauer t_H IC und die L-Dauer t-j. ^C . Zum Beispiel

ist im Falle der alleinigen Eingabe des Aufwärtszähl-Impulszuges P₁ das Signal S₁ am ersten Ausgang ein positives Halbwellensignal, in Fig. 27f durch eine ausgezogene Linie dargestellt, und das Signal S. am vierten Ausgang ist ein negatives Halbwellensignal, in Fig. 27f durch eine ausgezogene Linie dargestellt.

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Es soll nun angenommen werden, daß die Impulszlige P₁ und Pp am Aufwärts zähle ingang CU "bzw. am Abwärts zähleingang CD des Ringzählers 405 anstehen. Die gleichzeitigen Impulse welc he mit dem Symbol ä angedeutet sind, werden gemäß Figuren 27b und 27c eliminiert. Sodann erhält man am Ausgang S. des Ringzählers ein positives Halbwellensignal gemäß Pig. 27d und am Ausgang S. des Ringzählers ein negatives Halbwellensignal gemäß Pig. 27d.

Die Pestkörperschalter 311 und 314 werden durch die Ausgangssignale S₁ bzw. S. eingeschaltet. Auf diese Weise werden die Pestkörperschalter 311 bis 316 gemäß den Signalmustern S₁ bis Sg eingeschaltet. Diese haben die gleiche Wellenform wie das Signal S₁ (positive Halbwelle) und sie eilen einander um eine Phasennaeheilung von 1/6 Periode nach. Demzufolge hat das Speisepotential EA am Ausgangsanschluß A der Phase A die Wellenform gemäß Fig. 27d.Die Wellenform des mittleren Potentials am Anschluß A ist durch die gestrichelte Linie in Pig. 27d dargestellt. An den anderen Ausgangsanschlüssen B und C erscheint ein Dreiphasenausgangspotential mit einer Wellenform ähnlich derjenigen gemäß Pig. 27d, jedoch haben diese zueinander eine Phasennaeheilung von 4/3 IC . Somit hat die Spannung Y.-g der Ausgangsleitung die Porm gemäß Pig. 27e. Der Mittelwert derselben hat eine Trapezwellenform gemäß der gestrichelten Linie in Pig. 27e. Dies entspricht dem Muster gemäß Pig. 9b. Der Motorstrom wird durch die Motorinduktivität geglättet. Im Falle eines Motors mit Dreieckschaltung umfaßt der Phasenstrom einen geringen Anteil einer pulsierenden Komponente, welche relativ zur Trapezwellenform gemäß der strichpunktierten Linie der Fig. 27e zentriert ist. Demgegenüber enthält im Falle eines Motors mit Sternschaltung der Phasenstrom einen kleinen Anteil einer pulsierenden Komponente, welche eine Zentrierung relativ zur PoIygonallinienwellenform der Fig. 9c hat. Dies ist die gleiche Wellenform wie die Wellenform des Stroms i. auf der Ausgangsleitung des in Fig. 26 gezeigten AusfIihrungsbeispiels.

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Im Bereich niedriger Geschwindigkeit stellen die Motorwiderstände und die Schaltungswiderstände einen wichtige Faktor dar und somit bestimmt der Speisegleichstrom I, die Wellenhöhen der Ausgangswechselströme i., i-g und L·,. Im Bereich hoher Geschwindigkeit wird der Ausgangswechselstrom ermittelt und sein Wert kann gesteuert werden wie im Falle der Steuerung von I_d(J. Bei anderen Verfahren wird der Speisewechselstrom I ermittelt und gesteuert, ac

Die Ausführungsform der Fig. 26 kann dahingehend modifiziert werden, daß die Speisewechselströme i., i-g, i« zeit-verhältnismoduliert werden. In diesem Falle nimmt der Strom i.' die

A Wellenform gemäß Fig. 27e an. Bei dieser Modifizierung der Schaltung wird der Kondensator 309 entfernt und der Gleichstromanschluß des Gleichrichters 305 wird parallel zur Gleichstromquelle 300 gelegt und die Ausgangszeit (Zeitdauer

der leitung des Festkörperschalters) wird auf ■»· % eingestellt.

Wenn gemäß Fig. 27 der Befehlsimpuls Pin zu dem mit dem Pfeil "stop" bezeichneten Zeitpunkt gestoppt wird, so haben danach die Impulszüge P₁ und Pp nur noch die Form welche sich durch Frequenzteilung aus dem Trägerimpulszug Pce ergibt^und sie

ce

stehen mit der gleichen Frequenz f.. = f_g = fp^jj = -Jf ^an· Daher wird die Phasendifferenz zwischen P₁ und P„ in dem vorhergehenden Zustand angehalten. Unter diesem Zustand schreitet der Ringzähler 405 nicht voran, sondern zeigt nur ein wiederholtes auf und ab. Die Verteilungsmuster S₁ und S. werden dabei gemäß Fig. 27 zu festen Zeit-Verhältnis-Signalen (nachdem mit dem Pfeil "stop" bezeichneten Zeitpunkt). Somit wird das Verhältnis des Speisestroms i. aufrechterhalten. Demzufolge wird der Motor bei dem Drehfeld-Drehwinkel θ oder bei dem Antriebsdrehmoment-Gleichgewichtspunkt Q angehalten.

Gemäß Fig. 26 wird eine Periode (des elektrischen Winkels 2ir) im Verhältnis 1/N durch den Ringzähler 405 aufgelöst. Eine weitere Auflösung im Verhältnis 1/D erfolgt durch Überlagerung der Ausgangssignale der Frequenzteile 404a und 404b

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.24- 2613U5

und des Trägerimpulszugs Pce. Dies hat seine Ursache darin,

Αφ 4

daß das Einschaltzeitverhältnis auf der Basis —γ- = ^ gesteuert wird. Somit gilt für die Auflösungszahl R des

elektrischen Winkel 2 It, insgesamt: R = jjTjp .

Aus diesen Gründen kann man eine Auflösung des elektrischen Winkels mit R = 20 Ms 600 herbeiführen, ohne Beschränkung hinsichtlich der Anzahl der Phasen, z. B. für den Fall eines Dreiphasenmotors.

Wenn die Anzahl der Rotorzähne eines Motors mit Q₂ "bezeichnet wird, so kann eine Drehung im Verhältnis 1/D-U-Q₂ oder 1/iD«N*Q₂ aufgelöst werden. Der Wert von Q₂ kann im Bereich von 10 Ms 200 liegen (bei größeren Motoren kann der Wert Q₂ auch größer sein).

Wenn der Synchronmotor vom Induktortyp mit hoher Geschwindigkeit läuft, wie "bei einem Universalmotor, so hat die Ausgangswellenform eine hohe frequenz. Es ist daher ineffektiv das Zeit-Verhältnis-Modulationsmuster gemäß den Figuren 2?d und 27e beizubehalten, indem man die Trägerfrequenz im Hochgesehwindigkeitsbereieh proportional erhöht (f ⁰C f. ). Dabei kommt es zu einer Zunahme der Last oder der Verluste auf der Seite der Festkörperschalter.

Erfindungsgemäß werden zwei Methoden in Betracht gezogen, um dieses Problem zu lösen. Eine Methode besteht darin, die Trägerfrequenz bei einem relativ niedrigen Frequenzwert zu fixieren oder nahezu zu fixieren. Somit kann man, falls im Hochgeschwindigkeitsbereich f. ^ f gilt, im wesentliehen ein Verteilungsmuster quadratischer Wellenform ₁ und S,(H) gemäß Fig. 2?f erhalten. Gleichzeitig nimmt das Potential E.(H) am Ausgangsanschluß die Wellenform (f) der Fig. 27 an. Demzufolge nimmt die Ausgangsspannung die in Fig. 2?g durch gestrichelte Linien dargestellte Wellenform an und der Strom der Ausgangsleitung i. nimmt eine in Fig. 9c durch ausgezogene Linien dargestellte

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einer Sinuswellenform angenäherte Polygonallinienwellenform an.

Das andere Verfahren "besteht darin, bei Geschwindigkeiten, welche oberhalb einem vorgegebenen Wert liegen, die Trägerfrequenz f eliminiert wird. Dabei kann die Trägerfrequenz konstant sein, wie bei dem ersten Verfahren. Die Trägerfrequenz wird derart gewählt, daß f„ >)> f___ gilt,

C© Γόο

wie bei dem ersten Beispiel, wobei f__a_ die natürliche Frequenz (Resonanzfrequenz) des Synchronmotors bezeichnet.

Wenn die !Frequenz f. des Eingangsbefehlsimpulses PinF oder PinR höher ist als die Resonanzfrequenz f,,_oe(f.i_^> ^₀₀)t so dreht sich der Motor 2 glatt und eine Feinsteuerung wird nicht benötigt. Somit wird, falls der Befehl eine Geschwindigkeit oberhalb eines vorbestimmten Werten anzeigt, das FINE-Signal eliminiert und der- Trägerimpulszug Pee wird nicht durch die Torschaltung 402 durchgelassen.

Somit arbeitet der Motor als Rechteckwellen-Wechselrichter, wobei die Verteilungsmuster S.., S., das Potential E. am Ausgangsanschluß, die Ausgangsleitungsspannung V»_B(H) und der Ausgangsleitungsstrom Ia(H) ^{in den} Figuren 27f und 27g dargestellt sind. Wenn man somit bei einer Geschwindigkeit oberhalb eines vorgegebenen Wertes die Feinsteuerung frei gibt, so kann der Motor mit einer höheren Geschwindigkeit betrieben werden. Unter der gleichen Maximalgeschwindigkeitsbedingung kann man auch eine Feinsteuerung bei extrem geringer Geschwindigkeit durchführen, so daß der Motor innerhalb eines weiten Geschwindigkeitsbereichs betrieben werden kann.

Bei vorstehender Ausführungsform wird das Verteilungsmuster S zeit-verhältnis-moduliert und entspricht direkt dem Einschaltsteuersignal, d. h. der Speisespannung oder dem Speisestrom. Hierdurch kann die Einrichtung erheblich vereinfacht werden.

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Im allgemeinen stehen eine Vielzahl verschiedener Verteilungsmustergeneratoren zur Verfugung. Ein wünschenswerter Verteilungsmustergenerator umfaßt einen Frequenzsignalgenerator 410, welcher dazu befähigt ist, zwei Frequenzen f. und I^ zu erzeugen. Diese Frequenzsignale umfassen eine Impulskomponente oder mindestens eine Wechselstromkomponente. Diese Signale können durch "bekannte einfache Mittel in ein Vertreilungsmuster S umgewandelt werden.

Genauer gesprochen besteht ein Aspekt dieses Lösungsweges darin, daß das erste und das zweite Frequenzsignal f.. und fp Frequenzinformation und relative Frequenzinformation enthalten können, welche auf die Frequenz (Fundamentalfrequenz oder Trägerfrequenz) des Verteilungsmusters S projeziert werden und somit auf die Frequenz des Speisewechselstroms.

Ein zweiter Aspekt besteht darin, daß sie eine relative Phaseninformation (Phasendifferenzinformation) enthalten, wobei es sich um einen integralen Wert oder um einen Analogwert der Relativfrequenz handelt (mindestens f.. - afp, wobei a eine Proportionalitätskonstante ist). Die Relativphase ist von verallgemeinerter Positionsdimens'ion und die Frequenz ist von verallgemeinerter Geschwindigkeitsdimension. Somit ist die Relativfrequenz ein Wert von einer Dimension, welche die Projektion in einen elektrischen Winkel, einen Drehfeldrotationswinkel oder einen Gleichgewichtspunkt (stationäre Position) der Antriebskraft des Synchronmotors 2 erlaubt.

Wenn man mindestens zwei Frequenzsignalgeneratoren vorsieht, so kann man daher die Frequenz des einen der beiden Generatoren variabel gestalten und hierdurch das Signal auf einfache Weiße in verschiedenste Verteilungsmuster S umwandeln, welche sich für die durch vorliegende Erfindung angestrebte Feinsteuerung eignen. Die Ausführungsform gemäß Fig. 26 ist ein Beispiel für das- oben beschriebene Prinzip. Ein anderes konkretes Beispiel besteht darin, daß man ein Ferteilungsmuster mit einer Rela,tivfrequenz (f^- f₂) und mit einem

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Feinwellenformmuster (Feinrelativphaseninformation) durch Amplitudenmodulation zwischen zwei Sinuswellenfrequenzsignalen oder durch Hetorodynmodulation erhalten kann. Perner kann das Signal in ein Verteilungsmuster mit einer Relativfrequenz (f.. - f«) umgewandelt werden und in ein Peinwellenformmuster (Feinrelativphaseninformation) durch EIN-AUS-Modulierung eines Sinuswellenfrequenzsignals durch ein Rechteckwellenfrequenzsignal (wobei die EIN-AUS-Modulation der Multiplikation in einem Synchrongleichrichter oder in einer Analogschalterschaltung entspricht).

Diese Verfahrensweisen sind einfach, jedoch erwünscht für den Zweck der Erzeugung verschiedener Muster gemäß den Figuren 9, 10, 12 und 14. Die vorstehend beschriebenen Frequenzsignale können leicht mit einer Vielzahl verschiedener "bekannter Impulsgeneratoren oder Oszillatoren oder Analogfrequenzwandler oder dgl. erzeugt werden.

Eine Wellenform mit einem stetigen Krümmungsmuster, eine Polygonallinienwellenform oder eine Feinstufenwellenform können in ein Verteilungsmuster (Einschalt-Steuersignal) umgewandelt werden, welches durch eine Zeit-Verhältnis-Modulationseinrichtung zeit-verhältnis-moduliert wurden. Das Verteilungsmuster wird im wesentlichen einer Leistungsverstärkung unterzogen und auf die elektrische Größe der eingespeisten Leistung projiziert.

Vorstehend wurde eine Ausführungsform der Erfindung in Anwendung auf eine Stromversorgungseinrichtung 1 sowie wirksame Methoden zu deren Verwirklichung im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 8 erläutert. Damit die Funktion der Stromversorgungseinrichtung 1 gemäß Fig. 8 erfüllt ist, muß der Synchronmotor 2 vom Induktortyp dem Drehwinkel des Wechselstromkomponenten-Vektors χ(θ) akkurat folgen und Feinsteuerungen desselben müssen mit Genauigkeit von dem Antriebskraft-(Drehmoment)-Gleichgewichtspunkt Q^ reflektiert oder auf diesen projiziert werden. Andernfalls

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kann die Betriebsqualität der vorstehend beschriebenen Stromversorgungseinrichtung nicht voll zur Geltung gebracht werden. Im folgenden sollen verschiedene Paktoren und Verbesserungen des Synchronmotors vom Induktortyp, welcher für eine feine und genaue Antriebssteuerung gemäß der Erfindung benötigt wird, erläutert werden, und zwar zusammen mit den neuartigen Effekten, welche zur Verfügung stehen, wenn der Motor in Verbindung mit der Stromversorgungseinrichtung 1 betrieben wird.

Fig. 16 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung in Anwendung auf einen Synchronmotor vom Induktortyp, wobei durch Verwendung eines Induktors eine Magnetfeldmodulierung vorgenommen wird. Das Prinzip der Drehmomenterzeugung wurde von dem Erfinder in der japanischen Patentanmeldung Fr. 46-60095 (1971) beschrieben. Dies entspricht einer linearisierten Querschnittsansicht eines Teils eines Linearmotors oder eines Teils eines Motors vom Scheibentyp. In Pig. 16 bezeichnet das Bezugszeichen 100 einen ersten Induktor und das Bezugszeichen 200 bezeichnet einen zweiten Induktor. Der zweite Induktor umfaßt einen Kernrücken und eine zweite Gruppe von magnetischen Zähnen 210 welche von der Fläche des Kernrückens 220 vorstehen. Es soll angenommen werden, daß die Teilung der zweiten Gruppe magnetischer Zähne K „ beträgt. Bei einem Motor vom Scheibentyp kann eine derartige Anordnung getroffen sein, daß der zweite Induktor eine Gruppe magnetischer Segmente umfaßt (welche der Gruppe magnetischer Zähne entspricht) welche in einen Halterungskörper (Halterungsbasis) ohne Verwendung eines Kernrückens 220 eingepflanzt sind. Dieser Halterungskörper ist zwischen den ersten Induktoren 100 angeordnet.

Der erste Induktor 100 weist eine erste Gruppe magnetischer Zähne 110 mit der Teilung K, ₁ auf. Auf der Rückseite des ersten Induktors befindet sich eine Gruppe von Einheitmagnetpfaden (magnetischer Nebenschluß) 120 - 12On und eine Gruppe von Nuten 130 bis 13Ön für die Wicklungen. Die erste Gruppe

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magnetischer Zähne 110 springen gegen den Spalt des Einheitsmagnetpfades vor. Die Einheitsmagnetpfade 120 bis 12On sind durch eine Kernriickseite 150 miteinander verkettet. Die Anordnung kann derart getroffen werden, daß die Einheitsmagnetpfade, welche Paare von N-S-Polen bilden, paarweise durch einennicht gezeigten Kernriickenmagnetpfad verkettet sind. Diese Konstruktion ist geeignet, wenn U-förmige Einheitsmagnetpfade oder C-förmige Einheitsmagnetpfade am zweiten Induktor vom Scheibentyp vorgesehen sind.

Wenn die Teilung des ersten magnetischen Zahns zwischen den Einheitsmagnetpfaden 121 und 122 (welche voneinander durch die Wicklungsnut 132 getrennt sind) X^ beträgt, so gilt

1 = k.. ^₁ (wobei k₁ = 1, 2, 3 ....). Im Falle k₁ = 1 ist durch diesen Wert die Entfernungszahl des ersten magnetischen Zahns, d. h. die Entfernungszahl pro Einheitsmagnetpfadintervall, festgelegt. Fig·. 16 zeigt ein Beispiel des Falles k;. = 1 und somit der Ent fernungs zahl oder Abstandszahl 0. Das Einheitsmagnetpfadintervall kann der Teilung k. ρ des zweiten magnetischen Zahns dadurch angepaßt werden, daß

TL ,= (^₁ + k₂ X₂) gilt, wobei k₂ = 0, 1, 2, ist.

Dieses Prinzip ist auf andere Einheitsmagnetpfade anwendbar. Wenn ¹K -z = ( ^--i ⁺ ^? ^"2^ ^βΓ£β11* ist, so ist es z. B. möglich, je nach den Bedingungen das Einheitsmagnetpfadintervall einzeln festzulegen.

Leitungsdrähte für die Antriebswicklungen sind in die Nuten 131 bis 131n eingelegt und bilden somit eine Gruppe von Einheitsspulen 140 mit einer geeigneten Spulenweite. Die 1.-Teilung-Einheitssspule 140a ist um den Einheitsmagnetpfad 122 gewickelt. Die 2.-Teilung-Einheitsspule 142a oder 142b ist um zwei benachbarte Einheitsmagnetpfade 121 und 122 (oder 122 und 123) und schneidet die magnetischen Flüsse der zwei Einheitsmagnetpfade. Die 2.-Teilung-Einheitsspule 142b ist ' äquivalent der Reihe der 1.-Teilung-Einheitsspulen 141a und 141b, welche um die EinheitsmagiBfcpfade 122 bzw. 123 gewickelt sind. Die 3.-Teilung-Einheitsspule 143 ist um drei Einheits-

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magnetpfade 121, 122 und 123 gewickelt und schneidet die magnetischen Flüsse durch diese Einheitsmagnetpfade. Allgemein gesprochen, kann man somit eine k~.-Teilung-Einheitsspule bilden, welche die Flüsse einer Anzahl von k, Einheitsmagnetpfaden schneidet.

Antriebswicklungen 1. "bis 1 für eine Phase werden gebildet, indem man Einzeleinheitsspulen oder Mehrfacheinheitsspulen 140 (plural unit coils) in Reihe oder parallel schaltet.

Wenn bei der Ausführungsform gemäß Fig. 16 <t = ^, gilt, so besteht eine Koinzidenz oder Diskoinzidenz zwischen den ersten und zweiten magnetischen Zähnen bei jedem JL₁₂ (nicht dargestellt), welches das kleinste gemeinsame Vielfache der Teilung JL ₁ der ersten magnetischen Zähne und der Teilung JL₂ &^eT zweiten magnetischen Zähne ist. Der gleiche Grad an Koinzidenz besteht zwischen den anderen ersten und zweiten magnetischen Zähnen ebenfalls mit einer Teilung von λ, «, _?. Mit anderen Worten ist somit der Grad der Koinzidenz (d. h. die Permeanz eines der ersten magnetischen Zähne zu dem zweiten Induktor) im Hinblick auf die räumliche Position X (oder den räumlichen Winkel Θ¹) unterschiedlich und ändert sich wiederholt (periodisch), wobei die sich wiederholende Teilung J^ ₁₂ beträgt.

Der Grad der Koinzidenz differiert zwischen den Zähnen der ersten Gruppe magnetischer Zähne innerhalb einer Periode H> ,„. Ein bestimmter Grad an Koinzidenz (Permeanz) kann von einem anderen folgendermaßen durch den Wert (Absolutwert) und durch die Richtwirkung (Polarität) unterschieden werden:

1. Den Absolutwert a_ einer Fläche eines der ersten magnetischen Zähne 110 gegenüber einem der zweiten magnetischen Zähne 210 und

2. die Richtwirkung welche den zweiten Induktor 200 dazu bringt, sich in vorgegebener Richtung zu Bewegung (in positiver Richtung).

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ν 31 - 2613H5

Somit kann die Differenz im Grad der Koinzidenz bestimmt werden durch die Polarität des differenzierten Wertes (sich änderndes Verhältnis) da /dx (wobei dx eine positive Richtung ist), ;je nachdem ob der Absolutwert a_ bei der Bewegung des zweiten Induktors 200 in vorgegebener Richtung zunimmt oder abnimmt. Somit kann man den Unterschied zwischen den Koinzidenzgraden anhand der relativen Positionsbeziehung feststellen und somit kann die Art des Koinzidenzgrades gemäß dem differenzierten Ergebnis definiert werden. Diese Art des Koinzidenzgrades wird weiter unten erläutert. Der Grad der Koinzidenz eines Zahns der ersten Gruppe magnetischer Zähne (magnetische Referenzzähne) ändert sich periodisch mit der relativen Bewegungsverschiebung (Θ ). des ersten Induktors 100 relativ zum zweiten Induktor 200. Wenn der Wert der periodischen funktionellen Änderung f(9 ) beträgt, so ist der Grad der Koinzidenz (a .) eines beliebigen anderen magnetischen Zahns durch die nachstehende Gleichung gegeben, wobei angenommen wird, daß der Fluß des i-ten Zahns der ersten Gruppe magnetischer Zähne £. ist:

^as1 = ^f(9m -*11> °°- *1

^as2

si

wobei ψ ... die räumliche periodische Phasendifferenz zwischen dem ersten magnetischen Bezugszahn und dem i-ten Zahn der ersten Gruppe magnetischer Zähne ist.

Somit wird mit anderen Worten der Fluß eines jeden magnetischen Zahns magnetisch durch den Grad der Koinzidenz a . moduliert. Die mittlere Flußverteilung über den Spalt nimmt ein Muster an, welches durch die Verteilung des Grades der Koinzidenz a . magnetisch moduliert ist.

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Die Arten der Gruppe der ersten magnetischen Zähne 110 gemäß Fig. 16 "bestimmt sich aus den vorstehenden räumlichen Phasen Φ ... Ms ip ₁ .. Die Anzahl der Arten H ergibt sich aus:

TL.
"|Λ/ΓΛ2|

H = —^ , (3)

Einer der ersten magnetischen Zähne , nämlich 111 ist nahezu gleich einem anderen, nämlich 112, gemäß Pig. 16 in Bezug auf den Absolutwert des Grades der Koinzidenz, unterscheidet
sich jedoch von diesem anderen Zahn 112 in der Richtwirkung (Polarität) und in der Phase ji gemäß Gleichung (2).

Die 1.-Teilung-Einheitsspule 141a schneidet z. B. die Flüsse von acht verschiedenen Zähnen der ersten Gruppe magnetischer Zähne. Die 3.-Teilung-Einheitsspule 143 überdeckt zwölf verschiedene Zähne der ersten Gruppe magnetischer Zähne. Wenn
man für eine Phase der Antriebswicklung die Reihe der
1.-Teilungs-Spulen 141a und 141b nimmt, so schneidet diese
Wicklung die Flüsse von acht verschiedenen Zähnen der
ersten Gruppe magnetischer Zähne. Wenn man andererseits für
eine Phase der Antriebswicklung die Reihe der 2.-Teilungs-Spulen 142a und 142b nimmt, so schneidet diese Wicklung
zwölf verschiedene Zähne der ersten magnetischen Zahngruppe. Das Flußschneideverhältnis (die Anzahl der Flußschneidungen) ist bei den vier Zähnen der auf dem Einheitsmagnetpfad 122
vorgesehenen ersten magnetischen Zähne größer als bei den
acht Zähnen der auf den Einheitsmagnetpfaden 121 und 123
vorgesehenen ersten magnetischen Zähnen. Dies ist äquivalent einer Zunahme der Fläche des dem Spalt gegenüberliegenden
magnetischen Zahns, wobei das Flußschneideverhältnis des
magnetischen Zahns groß ist.

Bei der Ausführungsform der Fig. 16 beeinflussen (schneiden) die Flüsse von vielen Arten von magnetischen Zähnen einander mit dem Ergebnis, daß die Beziehung zwischen dem Abweichungswinkel 9. in Bezug auf die i-te Phase und dem Drehmoment V-für die i-te Phase, wie in Fig. 6 gezeigt, merklich verbessert

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ist, und zwar im Gegensatz zur Pig. 1 eines herkömmlichen Systems, wo"bei magnetische Zähne nur einer Art die Pllisse schneiden. Der Grund hierfür soll im folgenden erläutert werden:

Wie durch Gleichung (2) angedeutet, werden eine Anzahl von h (h = H) von Flüssen von magnetischen Zähnen, d. h. von Graten der Koinzidenz bei verschiedenen Phasen, gemeinsam durch die Antriebswicklung einer Phase geschnitten. Wenn die Anzahl der Schneidungen der Antriebswicklung der j-ten Phase mit dem i-ten magnetischen Zahnfluß £. W. beträgt, so beträgt die Anzahl Ψ. der Schneidungen der j-ten Antriebs-

J
wicklung mit den Flüssen:

^j- Σ »Α <♦>

wobei der i = 1 bis h-te magnetische Zahn die j-te Phase schneidet. Wenn nun die periodische Funktion mit f(©_m) angegeben wird, so gilt

~ 7

wobei: /L : mittlerer Zahnfluß (Gleichstromkomponente)

ay: Verhältnis für die Gleichstromkomponente der Komponente V -ter Ordnung

Es sollen nun die Flüsse welche die j-te Phase schneiden, mit ^₁ bis /!$, bezeichnet v/erden. Sodann liegen die Phasenabweichungen ψ α* "bis γ .Jj₁ im Bereich von ψ . -_/^ψ, wobei ¹P . die Abweichung der Antriebswicklungen der j-ten Phase von der Referenzphase ist. Es soll nun angenommen werden, daß /^^<y gilt. Somit wird für 'ψ . die Gleichstromkomponente und die Komponente erster Ordnung durch Synthese ' der Ordnung V betont(und verschiedene ^P .. )und die Komponenten höherer Ordnung werden aufgehoben. Auf diese Weise wirkt sich die Tatsache aus, daß der mittlere magnetische

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Zahn durch eine größere Anzahl von Windungen für W^ geschnitten wird. (In Mg. 16 werden die Spulen 142a und 142b in Reihe geschaltet oder die Spulen 141a und 143 werden in Reihe zueinander geschaltet. Demzufolge kann die Gleichung (4) wie folgt umgeformt werden, ohne daß man einen nennenswerten Fehler macht:

h
wobei ^_n = 21 W.;L: Anzahl der Gesamtflußschneidungen

eines festen Bereichs (mittlerer h Flußverhältniswert)

A.. =^—lyf.a._J.cosQ?..-¹?.): Gehältsverhältnis nach der Synthese

' TQ (ti 1 I Il d "

der Komponente erster Ordnung (konstant)

7 - I

Der differenzierte Wert ψ = d ψ Jü&_m "beträgt:

V ₃ =^^Γ ₀Α₁ Si_n(Q_1n-Tj) (7)

Es ist ersichtlich, daß man die Drehmomentkurve gemäß Fig. erhalten kann, indem man die i-te durch die j-te ersetzt und indem man O . = (θ - Ϋ.) festsetzt, da das Drehmoment proportional ψ" · ist. Die Gleichung (-7) zeigt an, daß die interne Geschwindigkeits-EMK aufgrund der Relativbewegung

dQ /dt eine Sinuswellenform annimmt. Somit hat mit anderen m

Worten der verzerrungsfreie Synchronmotor vom Induktortyp gemäß vorliegender Erfindung eine interne EMK von Sinuswellenform, wie dies bei denjenigen allgemeiner Anwendung der Fall ist.

Wenn der folgende Strom i. der 3-ten Phase fließt

I₃ = I₁ Sin (Θ -?₃ - f) (8)

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so erhält man die nachfolgende Gleichung, da das Drehmoment

T. der 3-ten Phase proportional dem Produkt von ψ . und i. ist.

\ i^{n (θ} - ^Qm> - ^{Sin (θ + 9}m - ² *

Allgemein wird im PaU der Phase m die folgende Wahl getroffen:

3 - 1, ,"Ί

φ _β 2£ .. , l· (10)

Tj m J J

Somit ergibt sich das Gesamtdrehmoment aus den Gleichungen (9) und (10):

T = Il T₁ 3-1 ^D

wobei 21 ^Sin (^θ - ^ö _m - ² ^T ' 3) ⁼ °

Somit wird der zweite Term in den Klammern der Gleichung (9) aufgehoben, wobei (9 - θ ) den Gesamtlastwinkel ο darstellt, Die Motordrehposition 9 bei dem das Drehmoment T Null ist, wird als Drehmomentgleichgewichtspunkt bezeichnet (als Punkt des Gleichgewichts zwischen der elektromagnetischen Kraft und der Antriebskraft) 9 £-.

S = (9 - 9 ) ^¹²)

wobei θ die Beziehung T=O befriedigt.

Wie in Gleichung (8) ist der Winkel 9 der Vektordrehmoment-Drehwinkel (Fig. 5) des Mehrphasenwechselstroms und der Gleichgewichtspunkt, der elektromagnetischen Kraft entspricht völlig dem Yektordrehwinkel des Mehrphasenwechselstroms.

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Ein Problem der herkömmlichen Systeme besteht in dem Auftreten großer Fehler (Verzerrung), welche durch die Gleichungen (6) und (7) nicht aproximiert werden können.

Der Grundhierfür besteht darin, daß die herkömmliche Bauweise nur magnetische Zähne einer einzigen Art umfaßt, was zu einer

V. -cT.-Charakteristik gemäß Fig. 1 führt, wobei die Komponenten höherer Ordnung nicht gelöscht werden.

Erfindungsgemäß wird der Betrieb eines Synchronmotors vom Induktortyp in Entsprechung gebracht zum Vektordrehwinkel θ des Speisewechselstroms. Dies beruht auf der Tatsache, daß viele Arten magnetischer Zähne in Flußschneidebeziehung stehen. Mit diesem Konzept wird die Vektorsynthesetheorie exakt verwirklicht. Es ist ein wesentliches Merkmal der Erfindung, daß eine Vielzahl verschiedener Arten magnetischer Zähne durch Flüsse geschnitten werden, so daß der Motor höchst genau rotiert, und zwar genau ansprechend auf den Umlaufwinkel θ des Vektors der elektrischen Größe.

Bei den herkömmlichen Systemen ist es erforderlich, die Ströme, der einzelnen Phasen-gemäß einer nicht-trigonometrischen Funktion zu ändern oder die Ströme werden unter allzeitiger Überwachung des stationären Punktes einer Feineinstellung unterworfen, um eine genaue Motordrehung und eine Drehung des Motors um kleine Beträge zu erzielen. Da bei den bekannten Systemen darüber hinaus der Vektorumlauf winkel oder Vektordrehwinkel θ des Speisestroms nicht direkt auf den stationären Gleichgewichtspunkt θ~ reflektiert wird, so ist die Auflösungsgenauigkeit des stationären Gleichgewichtspunktes herabgesetzt, wenn der den Strom darstellende Wert (Wellenhöhenwert) I₁ gemäß Gleichungen (8) und (11) geändert wird.

Erfindungsgemäß dient die Stromstärke I₁ als der Proportionalkoeffizient des Drehmoments, was nicht zu einer Abweichung des Vektordrehwinkels, d. h. des stationären Gleichgewichts-

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punktes führt. Hierdurch wird es ohne weiteres ermöglicht, die Stromstärke I. in geeigneter Weise zu ändern und zu steuern.

Pig. 17 zeigt eine weitere AusfUhrungsform der Erfindung, wobei sowohl die Teilung λ.. der ersten Gruppe magnetischer Zähne als auch die Teilung 7\_ ₂ ^der zweiten Gruppe magnetischer Zähne innerhalb eines Einheitsmagnetpfades den Wert Λ. hat. Der Abstand Sp zwischen den Einheitsmagnetpfaden ist verschieden von dem nicht magnetischen Abstand S, zwischen der ersten Gruppe magnetischer Zähne. Hierbei ist die Teilung λ, , nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Teilung λ. a. In diesem Sinne besteht bei dieser Ausführungsform eine Abweichung des Koinzidenzgrades zwischen den Einheitsmagnetpfaden. In diesem Falle ist die Anzahl H der Arten der Koinzidenzgrade herabgesetzt. Die Einheitsspule ist auf eine Vielzahl von Magnetpfaden gewickelt. Bei dieser Anordnung ist die Anzahl h der Arten magnetischer Zähne welche die Antriebswicklung einer Phase schneiden, erhöht und somit ist es erwünscht, daß eine bestimmte Anzahl von Einheitsspulen in Reihe zueinander geschaltet sind, so daß sie die Flüsse einer Anzahl von h Einheitsmagnetpfaden schneiden. Zum Beispiel sind die Spulen 142a und 142b oder die Spulen 143a und 143b oder 142a und 142b und 142c oder 143a und 143b und 143c in Reihe geschaltet.

Fig. 18 zeigt ein Verfahren zur Erhöhung der Anzahl der Arten der Koinzidenzgrade in einem Einheitsmagnetpfad. Die Zahnbreiten ι.., tp und t, können voneinander verschieden sein oder die Zahnmitten können voneinander abweichen, und zwar zusätzlich zu verschiedenen Zahnbreiten. Zum Beispiel zeigen die Zähne 110. und 110, (welche in Bezug auf die Zahnbreiten einander gleich sind) Abweichungen voneinander im Hinblick auf die Zahnmitten und die Phase Ψ*· Die Anordnung hinsichtlich der Anzahl der Arten von Koinzidenzgraden ist in der japanischen Patentanmeldung Nr. 48-69474 (1973) beschrieben.

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Pig. 19 zeigt ein anderes Verfahren zur Erhöhung der Anzahl H der Arten von Koinzidensgraden, wo "bei Pig. 19a eine Seiten- ' ansicht des zweiten Induktors 200 ist und wobei die Relativ-"bewegungsrichtung Χ(θ^!) als Längsrichtung genommen ist. Pig. 19b ist eine Ansicht der Spalten wobei deren Oberflächen nach oben stehen. Das Bezugszeichen L bezeichnet die Länge des zylindrischen zweiten Induktors in Axialrichtung. Diese entspricht z. B. der Laminierungsdicke. Das Bezugszeichen Z^ τ ' bezeichnet den Wert der Abweichung des Zahns innerhalb der Länge L in Richtung der Relativbewegung. Diese Abweichung liegt innerhalb des Wertes 7L/2 (—Teilung). Auf diese Weise kann man die Anzahl der Arten der Koinzidenzgrade gleich der Anzahl der Platten des laminierten Kerns machen. Auf diese Weise kann die Anzahl der Arten der magnetischen Zähne im wesentlichen beliebig erhöht werden. Anstelle einer kontinuierlichen Abweichung können sie in Stufen abweichen. Diese Anordnungen sind in der japanischen Patentanmeldung Nr. 48-72603 (1973) beschrieben.

Die obigen Methoden der Erhöhung der Anzahl der Arten der Zähne der ersten magnetischen Zahngruppe können in wirksamer Weise auf die Ausführungsformen gemäß den Piguren 16 und angewandt werden.

Pig. 20 zeigt eine Teilansicht einer Wicklungsmethode, wobei der nicht magnetische Zwischenraum zwischen den Zähnen der ersten Gruppe magnetischer Zähne zum Zwecke des Einbaus der Leiter vergrößert wird. Durch diese Maßnahme kann die Anzahl der Einheitsspulen erhöht werden. Der Wert W. in Gleichung (4) kann gemäß einer trigonometrischen Punktion (in Form einer Schrittapproximation) gemäß der i-ten Zahl geändert werden und somit kann der Effekt der Auslöschung oder Aufhebung der Komponenten höherer Ordnung gegenüber der Grundkomponente verstärkt werden. Dies führt mit anderen Worten dazu, daß man bei Annahme des gleichen Aufhebungsoder Auslöschungseffektes zu einer Verstärkung der Grundkomponente kommt. Perner kann man die Charakteristika ver-

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"bessern, indem man die Streuinduktivität reduziert.

Vorstehend wurde das Prinzip der Erfindung erläutert, wobei die Anzahl der Arten magnetischer Zähne (die Anzahl der Koinzidenzgrade), welche die Flüsse der Antriebswicklung einer Phase schneiden, für die erfindungsgemäßen Zwecke erhöht wird.

Nachfolgend soll der Effekt der Erfindung in Verbindung mit der Anordnung erläutert werden, daß die magnetischen Zähne eine Vielzahl von Einheitsmagnetpfaden schneiden, um eine Erhöhung der Spulenteilung für eine Phase zu ermöglichen. Diese Erläuterung erfolgt gemeinsam mit der Erläuterung des Konzepts des Gesamtwicklungsaufbaues bei einem zylindrischen Motor.

Pig. 21 zeigt eine Umfangsanordnung mit einer Wicklung mit verkürztem Schritt oder verkürzter Teilung ohne Gleichfeld. In Fig. 21 bezeichnet das Bezugszeichen 130 eine Wicklungsnut und der Pfeil bezeichnet den Bereich in dem der Grad der Koinzidenz zwischen dem ersten magnetischen Zahn 110 und dem zweiten magnetischen Zahn 210 groß ist. Detaillierte Bereiche des magnetischen Zahns sind durch die gestrichtelten Linien stark angedeutet. In der Praxis liegt eine Verteilung der magnetischen Zähne vor wie sie durch den vergrößerten Ausschnitt innerhalb der strichpunktierten Kreislinie dargestellt ist.(Dieser Bereich wird in den nachfolgenden Ausführungsformen angedeutet.)

Fig. 21 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasen-6-Nuten-2~Polaufbaus, wobei Einheitsspulen a und a die Wicklungen der Α-Phase sind und im zweiten Induktor 200 ein Paar magnetischer Poise N und S (oder S und N bei umgekehrtem Stromverlauf) bilden. In ähnlicher Weise sind die Einheitsspulen b und b die Wicklungen der B-Phase und die Einheitsspulen c und "c die Wicklungen der C-Phase. Ferner kann eine Kombination von Einheitsspulen vorliegen, welche.in Klammern angedeutet ist.

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Diese Anordnung verursacht jedoch eine exzentrische magnetomotorische Kraft. Somit ist dieser Fall für Anwendungen erwünscht, "bei denen mehr als die doppelte Anzahl von Polen oder von Nuten vorliegen.

Fig. 22a und b zeigt Methoden der Wicklung in Form von Einheitsspulen mit langem Schritt oder mit langer Teilung. Fig. 22a zeigt eine 120°-Teilung, wo "bei zwei Einheitsmagnetpfade geschnitten werden und Fig. 22h zeigt eine 180°-Teilung wobei drei Einheitsmagnetpfade geschnitten werden. In Fig. sind die Polaritäten des Wicklungsleiters durch (x) und © angedeutet und die Windungen A und Ä "bilden ein Paar. Ferner "bilden die Wicklungen B und B "bzw. C und C je ein Paar, so daß somit jeweils die Einheitsspulen gebildet werden. Diese Einheitsspulen "bestehen aus den Wicklungen .der A-Phase bzw. der B-Phase bzw. der C-Phase.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 22 schneidet der Fluß eines Einheitsmagnetpfades die Wicklungen einer Vielzahl von Phasen. Es werden mit anderen Worten durch den zusammengesetzten Strom (zusammengesetzte magnetomotorische Kraft), welcher aus den Strömen (aus den magneto-motorischen Kräften) einer Vielzahl von Phasen synthetisiert wird, die Flüsse über den Spalt eines Einheitsmagnetpfades gebildet. Demgemäß wird die Verteilung des magnetischen Feldes über den Spalt, d. h. die Richtung (Drehwinkel) des magnetischen Feldes über den Spalt, direkt durch die Vektorsynthese der Ströme der einzelnen Phasen bestimmt. Somit bestimmt der elektrische Vektordrehwinkel direkt den Gleichgewichtspunkt der Antriebskraft. Dies ist vorteilhaft gegenüber dem Phasentrennungstyp (welcher in Fig. 21 gezeigt ist, oder gegenüber dem Typ der Tandemverknüpfung über die Phasen oder gegen über dem Typ welcher Magnetpfade einzeln für die Phasen hat ohne Verknüpfungen über die Phasen), wobei der elektrische Vektordrehwinkel θ einmal auf das für jede Phase erzeugte Drehmoment reflektiert wird und dann wird der Gleichgewichtspunkt der Antriebskraft indirekt als zusammengesetztes

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Drehmomentgleichgewicht "bestimmt. Dieser Vorteil wird dadurch vergrößert, daß "bei dem erfindungsgemäßen Aufbau für jede Phase eine Vielzahl von Arten magnetischer Zähne vorgesehen sind.

Pig. 23 zeigt ein Magnetkernmuster für eine Konstruktion mit einer größeren Anzahl von Nuten. Die Anzahl der Koinzidenzpunkt M. Ms M für die magnetischen Zähne kann beliebig ι g

festgesetzt werden.

Die Figuren 24a und 24b zeigen Methoden der Wicklung bei einem Aufbau mit 12 Nuten. Pig. 24a zeigt den Aufbau einer Dreiphasen-2-Pol-150°-Teilung-Wieklung, wobei die Leiter, welche durch überstrichene Buchstaben bezeichnet sind, gepaart sind, und jeweils Einheitsspulen bilden. Pig. 24b zeigt den Aufbau einer Dreiphasen-4-Pol-180°-Teilung-Wicklung. Die 2-Pol-Wicklung findet Anwendung wenn die Anzahl der Koinzidenzpunkte q = 2 beträgt. Die 4-Pol-Wicklung findet Anwendung, wenn die Anzahl der Koinzidenzpunkt q = 4 beträgt. Bei einer Konstruktion mit einem Peldmagneten findet die 4-Pol-Wicklung Anwendung, wenn die Anzahl der Koinzidenzpunkte q = 2 beträgt. Je größer die Anzahl der Nuten, umso größer ist die Anzahl der Einheitsspulen und umso geringer ist somit die Verzerrung der Spaltfeldverteilung und umso besser der Vektorzusammensetzeffekt durch die Ströme der einzelnen Phasen, welche in Richtung (Drehwinkel) des Peldes über den Spalt synthetisiert werden.

Die Piguren 25a, b und c zeigen Diagramme des Aufbaus von Synchronmotoren vom Induktortyp mit einem G-leichfeldmagneten in Verbindung mit Gleichfeldwicklungsmethoden. Fig. 25a zeigt den Aufbau eines Motors vom bipolaren Typ mit Nuten 15 für eine geradzahlige Anzahl von Feldwicklungen 16. Antriebswicklungsnuten (Ankerwicklungsnuten) 13.. bis 13 sind zwischen den Nuten vorgesehen. Oftmals sind die Antriebswicklungen 14.. .bis 14_n in die Feldwicklungen 15 eingesetzt unter gemeinsamer Verwendung der Nuten. Die

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-. 42 -

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Antriebswicklungen 14., "bis 14 sind derart gewickelt, daß in einem Teil des Bereichs zwischen den Feldwicklungsnuten ein bewegtes Feld (oder bewegter Strom) mit einem elektrischen Winkel 2k. (k. = 1, 2, 3 , ) gebildet wird.

Die Anzahl (q) der Zahnkoinzidenzpunkte beträgt k^k. (k^: 1/2 der Anzahl der Feldnuten).

Fig. 25b zeigt den Aufbau eines Motors vom heteropolaren Typ, wobei die Feldwicklungsnuten und die Antriebswieklungsnuten 13., bis 13 gemeinsam verwendet werden. Die Feldwicklungen 16 bilden Magnetpole Έ und S. Die Antriebswicklungen H₁ bis 14 sind in gleicher Weise gewickelt wie in den Figuren 21 bis 24. In diesem Beispiel beträgt die Anzahl der Wicklungspöle das Doppelte wie im Falle eines Aufbaues ohne Grleichfeldmagneten. (Die Anzahl der Wicklungspole bedeutet nicht die Anzahl der Einheitsmagnetpfade 120, sondern die Anzahl der Magnetpole, welche gebildet werden, wenn im Falle eines Mehrphasenwicklungsaufsbaus die Wicklung einer Phase mit Strom beaufschlagt wird.) Zum Beispiel wird die Anordnung der Fig. 25b beschrieben in Bezug auf diejenige der Fig. 21. Die Polaritäten der Antriebswicklungen a, b und c sind von a, b und c invertiert. Dies bedeutet, daß die Vorwärtspolaritätssymbole a, b und c anstelle der Rückwärtspolaritätssymbole ä, Έ und "c der Antriebswicklungen stehen.

Fig. 25c zeigt den Aufbau eines in der japanischen Patentanmeldung Nr. 48-31627 (1973) beschriebenen Motors vom Dualpaar-Homopolar-Typ. Es ist eine Querschnittsansicht einer Ebene, welche die Drehachse umfaßt, dargestellt. Die Feldwicklungen 16a und 16b sind vom Torus-Typ (Ring-Typ) und die Induktorkerne 100 und 200 haben die in Fig.- 23 gezeigte Form. Der Feldfluß verläuft durch die folgende Schleife: erster Induktor 100p — Spalt - zweiter Induktor 20O₂ - zweiter Induktor 200. - erster Induktor 10O₁ - Joch und ferner durch die folgende Schleife: erster Induktor 10O₂ - zweiter Induktor 20O₂ - zweiter Induktor 200^ - Spalt erster Induktor 100~ - Joch 17. Dabei wird ein unipolares

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- 43 Radialfeld über den Spalt gebildet.

Permanentmagneten I6a' und 16V können anstelle der Feldwicklungen 16a und 16b installiert sein. Die Antriebswicklung 140 ist in Form einer Mehrphasenwicklung gemäß Fig. 24b gewickelt. Die Anzahl der Polaritäten der Wicklungen beträgt das Doppelte der Anzahl q der Koinzidenzpünkt M. Bei dieser Anordnung können verschiedenste Methoden der Mehrphasenwicklung angewandt werden, wie z. B. in Verbindung mit der Anzahl der Nuten für jeden Pol und für jede Phase, sowie Windungen mit kurzer Teilung.

Bei dem Aufbau mit einem Gleichfeldmagneten werden die Flüsse ff>* bis £. durch die Gleichfeldeinrichtuhg gleichförmig gebildet und sie können identisch durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:

k^: Konstante, welche die Sättigungscharakteristik bezeichnet

(abhängig von I_f)
I_f: Feldstrom.

Somit ist das erzeugte Drehmoment proportional dem Strom durch die Antriebswicklung (wenn der Feldstrom I~ konstant ist), mit einer Proportionalcharakteristikkurve gemäß Fig. selbst wenn man die magnetische Sättigung in Betracht zieht. Es ist erwünscht, daß das Gleichfeld intensiviert wird und daß die magnetomotorische Kraft der Antriebswicklung herabgesetzt wird, um den Leistungsfaktor zu verbessern. Daher gelangt das erzeugte Drehmoment in den Bereich der Proportionallinearität. Es ist äußerst erwünscht, daß man die Steuerung im Bereich guter Linearität vornimmt, um hohe Steuergenauigkeit zu erzielen.

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'Die Gleichung (11) wird wie folgt umge schriet en, wobei "ψ* rXX ein Magnetisieriuigscharakteristikmuster der geraden Linie C oder der Sättigungskruve B der Mg. 7 darstellt:

¹^ - : Drehmoment eines Motors vom Gleicherregungstyp.

Demgegenüber hat ein Motor vom Reluktanztyp ohne Gleichfeldmagneten eine Selbsterregungscharakteristik, wobei der Wert welcher der Erregungskomponente I„ entspricht, durch nachstehende Gleichung gegeben ist. (Obgleich ein striktes Betriebsergebnis von der Permeanz und Stromverteilung für jeden Zahn abgeleitet werden kann, so wird dies doch der Einfachheit halber unterlassen.)

I_E - I₁ f cos (9 - 9_m) (15)

Aus Gleichung (14) ergibt sich das Reluktanzmo tordr ehmqment T'-a wie folgt:

Th - A₁ V₀(IgM₁ f sin(e - qj (₁₆)

wobei Vn(Ii?) eine magnetische Sättigüngskurve wie die Kurve B der Fig. 7 darstellt. Im Bereich linearer Proportionalität beträgt das Drehmoment T_

T_R S- 2K_R I₁ ²SIn (Q - ö_m)-cos (θ - Qj

= K_R I₁ ² Sin 2 (9 _ qJ (₁₇)

wobei K_R eine Konstante ist, welche von der Proportionalität skonstante m von A, Wq(^-$) abhängt.

Hier ist der Wert 2(9 - 9 ) der Lastwinkel σ des Motors vom Reluktanztyp.

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Im Bereich magnetischer Sättigung ist der Wert ψ ₀(I-g) gesättigt und das Drehmoment zeigt eine stromproportionale Charakteristik.

Wie aus den Gleichungen (16) und (17) ersichtlich, wird der Speisestromvektordrehwinkel θ genau auf den Antriebskraft-Gleichgewichtspunkt Q% und den elektromagnetischen Gleichgewichtspunkt θ reflektiert. Dieses Prinzip folgt aus der Bedingung, welche die Gleichungen (6) und (7) ermöglicht und hängt ab von der Genauigkeit mit der der Vektordrehwinkel nur durch die Komponente erster Ordnung (\/= 1) ausgedrückt werden kann, wobei Komponenten höherer Ordnung reduziert werden (V = 2). Der Schlüssel für dieses Prinzip liegt in den Gleichungen (4-) und (5).

Es ist, genauer gesprochen, wesentlich, daß viele Arten der ersten magnetischen Zähne, welche viele Arten von Graden der Koinzidenz aufweisen (Absolutwert und variierender Paktor und variierende Richtwirkung sowie Phase und variierendes Muster) und welche verschiedene Permeanz variierende Muster und Permeanz variierende Phasen aufweisen, zu der Wicklung einer Phase in ITußschneidebeziehung stehen. Auf diese Weise wird die Verzerrung aufgrund von magnetischen Zähnen einer einzigen Art herabgesetzt und das Verhältnis der Komponenten höherer Ordnung (Verzerrungskomponenten) zu der Komponente erster Ordnung (Fundamentalkomponente) wird herabgesetzt. Auf diese Weise wird demgemäß die Verzerrung des magnetischen Kreises herabgesetzt.

Zum Beispiel kann man bei &m Verfahren der Verschiebung der Zahnphase P₁. zwei Arten von Zähnen verwenden und die Phasendifferenz zwischen den beiden Zähnen wird auf 1Γ/2 eingestellt, wobei die Komponente zweiter Ordnung (^= 2), welche die größte Fehlerursache darstellt, eliminiert wird. Bei einem anderen· Verfahren werden ebenfalls zwei Arten von Zähnen verwendet und die Phasendifferenz zwischen den beiden wird auf ff/3 eingestellt. Hierdurch wird die Komponente dritter Ordnung

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eliminiert, welche die zweitgrößte Fehlerquelle darstellt. Bei einer anderen Methode werden magnetische Zähne dreier Phasen ¹P₁₁, <P₁₂ und ψ *~ verwendet, welche die Flüsse mit

den Zahlen W.,

und W~ schneiden (oder Zahnbreiten t.., t«

., W^ und W~ schneiden (oder Zahnbreiten t.. und t,), wobei die Komponenten niedriger Ordnung ("/=2, 3 oder v⁷ = 2, 4) stark herabgesetzt werden.

Die Komponente höherer Ordnung ( γ¹ > 2) können stark herabgesetzt werden, wenn die Phase ^P₁₁ auf eine Verteilungsbreite ±A^= "ηΓ/3 his ΐΓ/4 eingestellt wird, ohne daß man eine Komponente spezifischer Ordnung eliminieren muß. Dies ist möglich, indem man die Spulenteilung der Einheitsspule auf einen elektrischen Winkel von 2/T/3 "bis % einstellt (z. B. Figuren 22 und 24 oder Fig. 21 mit einem Gleichfeldmagneten).

Das obige Ziel kann auch verwirklicht werden durch den schrägen Verlauf der Induktorzähne gemäß Fig. 19. Bei der Konstruktion gemäß Fig. 16 schneidet die Wicklung einer Phase eine Vielzahl von Einheitsmagnetpfaden, so daß im wesentlichen zahlreiche Arten von Verteilungen in Fig. 19 erzielt werden können. Ferner können die Komponenten höherer Ordnung oder niedriger Ordnung drastisch herabgesetzt werden, indem man die Zahl der Nuten erhöht (Fig. 20) und somit die Arten von W₁.

Bei einer anderen Methode wird die Spulenteilung vergrößert, so daß Einheitsmagnetpfade und Spalten gemeinsam verwendet werden (Mehrphasenverteilungswicklung), wobei der Unterschied zwischen O und ö eliminiert werden kann. Dies kann drastisch

verbessert werden, indem man die Mehrphasenverteilung betont und zwar zusätzlich zu einer Erhöhung der Anzahl der Uuten. Eine Mehrphasenverteilungswicklung (Wicklung mit gemeinsamem Spalt) wie in den Figuren 22 und 24 führt zu einem Drehf«ld (Bewegungsfeld), wobei die Feldwellen gleichförmig bewegt oder gedreht werden, wobei die Rotation oder Bewegung geeau dem Vektordrehwinkel der elektrischen Speisegröße entspricht.

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Das Spaltfeld selbst zieht die Ortskurve gemäß Fig. 5.

Auf diese Weise kann man einen verzerrungsfreien elektromagnetischen Aufbau verwirklichen (wobei die höheren harmonischen Komponenten beseitigt werden und wobei die elektromotorische Kraft der internen Geschwindigkeit sinusförmig gemacht wird. Der Schlüssel zu einem solchen verzerrungsfreien elektromagnetischen Aufbau liegt in der Tatsache, daß die Flüsse einer Vielzahl von Arten von magnetischen Zähnen die Wicklung, welche einer Phase zugeordnet ist, schneiden. Mittel zur Verwirklichung dieser Bedingung umfassen die Anordnung im Hinblick auf die Teilungen der magnetischen Zähne sowie im Hinblick auf die Zahnbreiten, im Hinblick auf einen schrägen Zahnverlauf, eine Erhöhung der Teilung der Einheitsspulen, eine Erhöhung der Anzahl der Wicklungsnuten, eine Erhöhung der Anzahl der Einheitsspulen und den Weg über die Verteilungswicklung.

Wenn man einen Synchronmotor vom Induktortyp mit dem vorstehend beschriebenen verzerrungsfreien Aufbau in neuartiger Weise und gemäß trigonometrischer Funktion mit Strom beaufschlagt, so kommt der elektrische Vektordrehwinkel θ der Speisewechselstromkomponente in genaue Koinzidenz mit dem Antriebskraft-Gleichgewichtspunkt θ<£ . Auf diese Weise wird eine höchst genaue Auflösungssteuerung durch äußerst einfache Mittel verwirklicht (Mittel zur Erzeugung -eines Musters der eingespeisten Leistung, d. h. einen trigonometrischen Funktionsgenerator und eine Festkörperschalteranordnung, welche als Leistungsverstärkereinrichtung betrieben wird). Darüber hinaus kann der Stromwert I (der proportionale Gesamtwert, z. B. der Wellenhöhenwert I₁) beliebig geändert werden oder in geeigneter Weise gesteuert werden. So kann man z. B. den Stromwert I in Entsprechung zu einem gegebenen Drehmoment bringen oder in Entsprechung zu einer Beschleunigung oder Verlangsamung der Geschwindigkeit oder nach einer vorbestimmten Betriebsdauer ändern.

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Bei herkömmlichen Methoden sind die Arten der magnetischen Zähne, welche die Wicklung einer Phase schneiden, mit Absicht auf eins beschränkt, um den Drehmomentanstieg oder das maximale Drehmoment selbst zu erhöhen. Bei hochpräziser Feinauflösungssteuerung gibt man der eingespeisten Leistung mit Absicht eine nicht trigonometrische Punktion. Dies führt zu einem verwickelten Aufbau der Stromversorgungseinrichtung und macht deren Einstellung schwierig. Eine Vereinfachung des Aufbaus führt zu einem großen Pehler bei der Peinauflösungssteuerung und der wesentliche Vorteil der Auflösungssteuerung geht hierbei verloren.

Bei herkömmlichen Einrichtungen besteht zwischen dem Speisestromvektor-Drehwinkel und dem Antriebskraft(Drehmoment)-Gleichgewichtspunkt keine lineare ProporitionsbeZiehung. Bei einer Einrichtung vom Phasentrennungstyp wird kein zusammengesetzter Feldspalt gemeinsam benützt, welcher dem Stromvektor-Drehwinkel entspricht.

Der Drehmoment-(Antriebskraft)-G-leichgewichtspunkt wird nicht durch eindimensionale Dynamik gemäß der Vektorsynthese auf Grundlage der elektrischen Richtung einer jeden Phase und des von jeder Phase gebildeten Drehmoments bestimmt.

Bei herkömmlichen Einrichtungen wird der Vektordrehwinkel in Entsprechung zum Drehmoment-Gleichgewichtspunkt 9-£ gebracht (obgleich der Vektordrehwinkel im Hinblick auf die Linearität im wesentlichen nicht dem Drehmoment-Gleichgewichtspunkt entspricht) (Abbildung). Eine derartige Übereinstimmung oder Entsprechung wird durch Mittel nicht logischer Punktion durch Einstellungen erreicht. Dies hat äußerst verwickelte und umständliche Einstellprozeduren erforderlich gemacht. Hinzu kommt, daß das Einstellergebnis durch Stromquellßnfluktuation (Stromänderungen) beeinträchtigt wird. Darüber hinaus sind solche Einstellungen oder Fachstellungen jedesmal erforderlich, wenn die Einrichtung an einem anderen Ort installiert wird. Darüber hinaus muß die Einstellung für jeden ·

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verwendeten Motor geändert werden und die Systemfreiheit ist drastisch "beschränkt.

Im folgenden sollen die Merkmale der Erfindung nochmals summarisch aufgezählt werden:

(a) Es wird eine Steuereinrichtung für einen Synchronmotor vom Induktortyp geschaffen, mit dem eine Feinsteuerung möglich ist, wo"bei man eine Schrittzahl R (Schrittauflösungszahl des elektrischen Winkels 2 TC) erhält, welche 2m pro elektrische Periode überschreitet (wo"bei m die Anzahl der Phasen der Antrie"bswicklung "bedeutet).

(b) Ein Synchronmotor vom Induktortyp mit einem elektromagnetischen Aufbau von geringer Verzerrung wird mit einer Einrichtung zum Einspeisen eines Stroms von trigonometrischer Punktion kombiniert.

(c) Nur die Pundamentalwellenkomponente wird von der EMK-Funktionskomponente des Motors abgeleitet, wobei die höheren harmonischen Komponenten entfernt werden und die elektromotorische Kraft der internen Geschwindigkeit wird sinusförmig gemacht, so daß der Yektordrehwinkel der elektrischen Größe in proportionale Entsprechung zum Wert der Verschiebung des Antriebskraftgleichgewichtspunktes gebracht wird und die Vektorsynthesetheorie wird auf einfache Weise verwirklicht.

(d) Damit erzielt man eine hoch präzise Peinsteuerung bei Verwendung einer einfachen Stromversorgungseinrichtung.

(e) Da man in obiger Weise eine Peinsteuerung mit einer hohen Auflösung hoher Präzision durch einfache Mittel verwirklichen kann, so ist die Erfindung ohne weiteres für eine Superfeinsteuerung zum Zwecke einer glatten Drehung, einer kontinuierlichen Drehung oder einer Drehung mit einer superlangsamen Geschwindigkeit, und zum Zwecke der Geschwindigkeitssteuerung über einen superweiten Bereich anzuwenden. Perner kann die Erfindung in Verbindung mit einer Hochauflösungs-Stationärpunktsteuerung angewandt werden.

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(f) Der verzerrungsfreie elektromagnetische Aufbau kann in folgender Weise verbessert werden. Im allgemeinen ändert sieh die Permeanz zwischen einem der ersten magnetischen Zähne und dem zweiten Induktor periodisch, und zwar entsprechend der Bewegung des ersten Induktors relativzum zum zweiten Induktor. Sodann unterscheidet man verschiedene Arten der Zähne der Gruppe erster magnetischer Zähne. Diese werden gemäß dem Muster (Größe und Änderungskurve) der Permeanzänderung und gemäß der Phase der Fundamentalperiodenkomponente klassifiziert. Somit erhält man eine besser Entsprechung zwischen dem Drehwinkel des "Vektors der elektrischen Größe und dem elektromagnetischen Antriebskraft-Gleichgewichtspunkt auf folgende Weise:

(i) Der Motor wird derart eingerichtet, daß die Flüsse verschiedener Arten magnetischer Zähne die Antriebswicklung einer Phase schneiden. Insbesondere wird sie durch die Flüsse der magnetischen Zähne verschiedener Phasen geschnitten.

(ii) Der Fluß eines magnetischen Zahns schneidet die Antriebswicklung einer Vielzahl von Phasen. Durch diese Maßnahme wird eine zusammengesetzte magnetomotorische Kraft, welche durch die Antriebswicklungen der Vielzahl von Phasen erzeugt wird, über den Spalt des magnetischen Zahns angelegt.

(iii)Der Fluß eines Einheitsmagnetpfades mit einem unterteilten Spalt schneidet die Antriebswicklungen e'iner Vielzahl von Phasen. Das heißt, daß der Spalt gemeinsam mit den Antriebswicklungen einer Vielzahl von Phasen benutzt wird und es wird eine zusammengesetzte magnetomotorische Kraft, welche durch die Antriebswicklungen der Vielzahl von Phasen gebildet wird, über den Spalt angelegt.

(iv) Was die Vielzahl magnetischer Zähne deren Flüsse die Antriebswicklungen einer Phase schneiden anbelangt, so wird eine Unterscheidung hinsichtlich der Anzahl der Windungen mit denen die Antriebswicklung die Flüsse

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der magnetischen Zähne schneidet, getroffen.

(v)· Typischerweise wird die Antriebswicklung in Form einer Mehrphasenverteilungswicklung angeordnet und es wird durch die Antriebswicklung über den Spalt ein gleichförmiges Bewegungsfeld oder Drehfeld erzeugt.

(vi) Es ist eine Gleichfeldeinrichtung vorgesehen, um die Strom-Drehmoment-Charakteristik zu linearisieren, wodurch die Entsprechung zwischen dem Yektordrehwinkel der elektrischen Große θ und dem Gleichgewichtspunkt θ r- der elektromagnetischen Antriebskraft verbessert wird.

(g) Die StromzufUhrungseinrichtung mit trigonometrischer Funktion ist derart gestaltet, daß der Mehrphasenantriebswicklung eine Mehrphasenwechselstromkomponente zugeführt wird. Wenn der Vektorwert X, welcher die Komponenten.X., X., .... der Ströme oder der Spannungen, welche den einzelnen Phasen zugeführt werden, umfaßt, und die elektromagnetischen Achsen

i, j, der einzelnen Phasen in Entsprechung zu einer

eindimensionalen Koordinate gebracht werden, so wird der Vektorwert X auf den Rotationskoordinatenvektorwert Χ(θ) abgebildet, d. h. der Vektorwert der Größe X (deren Wert geändert werden kann) in Bezug auf den Vektordrehwinkel.

Die eingespeisten elektrischen Größen X., X., sind

durch die Funktion X-F(ö) des Vektordrehwinkels gegeben und diese Funktion F(G) ist dadurch gekennzeichnet,. daß es sich für jeden Abschnitt mindestens eines vorgegebenen Vektordrehwinkels θ um eine trigonometrische Funktion handelt. Der Vektordrehwinkel θ kann mit eine Fehler behaftet sein, welcher für die Einrichtung in Bezug auf den angedeuteten Wert θ zulässig ist. Daher handelt es sich mit anderen Worten bei dem Vektordrehwinkel θ nicht um den angedeuteten oder angezeigten Wert θ_ο selbst sondern um einen Wert, welcher zu einer anderen Kategorie gehört. Der Vektordrehwinkel θ ist der erforderliche Wert, d.h. der Wert welcher in einen gegebenen zulässigen Fehler fällt.

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Demgegenüber ist der angedeutete Wert θ der gewünschte Werte, d. h. ein gewünschter Wert, aber nicht notwendigerweise der angestrebte Werte.

(h) Die Stromversorgungseinrichtung kann weiterhin auf folgende Weise verbessert werden:

(i) Im Bereich geringer Geschwindigkeit erfolgt eine Feinsteuerung durch eine Zuführung eines Stroms ' von trigonometrischer Funktion. Im Bereich hoher Geschwindigkeit erfolgt keine Feinsteuerung. Im Bereich hoher Geschwindigkeit erfolgt die Energiezufuhr durch eine Spannung oder einen Strom von Rechteckwellenform oder Stufenwellenform.

(ii) Die zugeführte Spannung hat eine Trapezwellenform oder eine die Sinuswelle approximierende Polygonallinienwellenform.

(iii) Die Wellenform des eingespeisten Stroms oder der eingespeisten Spannung wird zeit-verhältnis-moduliert.

(iv) Es wird ein Verteilungsmustergenerator verwendet, welcher dazu befähigt ist, eine Wellenform trigonometrischer Funktion zu erzeugen, zum Zwecke der Einspeisung eines Stroms von trigonometrischer Funktion.

(v) Das Verteilungsmuster ist ein Muster, welches auf den eingespeisten Strom oder auf die eingespeiste Spannung abgebildet wird. Der Motor wird mit einer im wesentlichen leistungsverstärkten Größe des Verteilungsmusters beaufschlagt.

(vi) Die Stromversorgungseinrichtung gehört zum Typ der

- leistungsgesteuerten Einrichtung, wobei die Umschaltung unter Zeitmodulationssteuerung erfolgt.

(vii) Das Verteilungsmuster ist ein zeit-verhältnis-moduliertes Wellensignal mit dem das Einschalten und Ausschalten eines jeden der Festkörperschalter der Stromversorgungseinrichtung direkt gesteuert wird.

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(viii) Die Stromversorgungseinrichtung umfaßt Einrichtungen, mit denen die Speisespannungen oder die Speiseströme der einzelnen Phasen insgesamt proportional gesteuert werden können.

(ix) Die Speisespannung oder der Speisestrom wird gemäß der gewünschten Antriebskraft (Drehmoment) gesteuert.

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Claims (23)

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   PATENTANSPRÜCHE

   1,J System zum Antrieb eines Synchronmotors vom Induktor-Eyp für Feinsteuerung mit einem Synchronmotor vom Induktortyp welcher ein erstes Bauteil mit Antriebswicklungen einer Anzahl von m Phasen und mit einer Gruppe von ersten magnetischen Zähnen sowie ein zweites Bauteil mit einer Gruppe von zweiten magnetischen Zähnen aufweist und mit einer Stromversorgungseinrichtung zur Beaufschlagung der Antriebswicklungen der einzelnen Phasen, dadurch gekennzeichnet, daß die elektrische Auflösungszahl (R) der Peinsteuerung pro elektrischen Winkel (2 ff ) (2 Il = Grundperiode) der Stromversorgungseinrichtung größer als 3 m ist (R = 3 m) oder Stufenlos ist und daß die Stromversorgungseinrichtung (1) die Antriebswicklungen mit Stromwellen oder Spannungswellen beaufschlagt, welche die Form einer trigonometrischen Funktion oder eine dieser angenäherte Form haben.
2. 2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Fluß mindestens eines der Gruppe der ersten magnetischen Zähne (110) mit den Antriebswicklungen (140) einer Vielzahl von Phasen verkettet ist.
3. 3. System nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zusammengesetzte magnetomotorische Kraft der Vielzahl von Phasen auf den Spalt einwirkt, wo mindestens eine Teilmenge der Gruppe der ersten magnetischen Zähne (110) einander gegenüberstehen, so daß ein Bewegungsfeld oder Drehfeld über den Spalt erzeugt wird.
4. 4. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die magnetischen Zähne (110) einer Phase mindestens zwei magnetische Zähne umfassen, deren Flüsse mit den Antriebswicklungen einer Phase verkettet sind, wobei die Zahl der Flußschneidungen von Magnetzahn zu Magnetzahn verschieden ist.

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5. 5. System nach, einem der Ansprüche 1 "bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bauteil (100) eine Gruppe von Einheitsmagnetpfaden (120,121,122 ....) für die Bildung der Antriebswicklungen (140) aufweist, wobei die durch Nuten (131,132 ....) unterteilten Einheitsmagnetpfade (120,121,122 ..) auf der der Gruppe der zweiten magnetischen Zähne (210) gegenüberliegenden Fläche eine Vielzahl von Einheitsmagnetzähnen aufweisen, welche der Gruppe der ersten magnetischen Zähne (HO) angehören und daß das erste Bauteil (100) ferner eine Gruppe von Einheitsspulen (140) aufweist, welche den Fluß eines einzigen oder einer Vielzahl der Magnetpfade (120,121 ...) schneiden, wobei jede der Antriebswicklungen der einzelnen Phasen aus einer einzigen oder einer Vielzahl der Einheitsspulen in Reihenparallelschaltung gebildet ist»
6. 6. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens zwei magnetische Zähne mindestens eines der Magnetpfade (120,121 ...) verschiedener Art sind.
7. 7. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antriebswicklung mindestens einer Phase die Flüsse von mindestens zwei Einheitsmagnetpfaden schneidet und daß die Gruppe der magnetischen Zähne einer Phase mindestens zwei Magnetzähne umfaßt, welche in der Art verschieden sind voneinander und welche auf jeweils verschiedenen Einheitsmagnetpfaden vorgesehen sind.
8. 8. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Fluß mindestens eines der Gruppe der Magnetpfade die Antriebswicklungen einer Vielzahl von Phasen schneidet.
9. 9. System nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilung der Gruppe der ersten magnetischen Zähne (110) verschieden ist von der Teilung der Gruppeder zweiten magnetischen Zähne (210), so daß die Anzahl der"Arten magnetischer Zähne erhöht ist.

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10. 10. System nach einem der Ansprüche 1 Ms 9, dadurch gekennzeichnet, daß entweder die Gruppe der ersten magnetischen Zähne (110) oder die Gruppe der zweiten magnetischen Zähne (210) in Sequenz richtungsverschoben sind, und zwar in einer Richtung gesehen, welche senkrecht zur Richtung der Relativbewegung zwischen der Gruppe der ersten magnetischen Zähne und der Gruppe der zweiten magnetischen Zähne verläuft, so daß die Anzahl der Arten magnetischer Zähne erhöht ist,
11. 11. System nach einem der Ansprüche 1 Ms 10, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens zwei Zähne der Gruppe der ersten magnetischen Zähne voneinander verschiedene Zahnbreiten aufweisen.
12. 12. System nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Gleichfeldeinrichtung (15,16) zum Aufbau eines Gleichfeldes zwischen der Gruppe der ersten magnetischen Zähne (110) und der Gruppe der zweiten magnetischen Zähne (210) vorgesehen ist, so daß die Linearität der Strom-Brehmoment-Charakteristik verbessert ist.
13. 13. System nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (1) eine Strombeaufschlagung oder Spannungsbeaufschlagung derart vornimmt, daß die Ströme oder Spannungen der Antriebswicklungen der einzelnen Phasen proportional zueinander sind und daß alle Ströme oder Spannungen variierbar sind.
14. 14. System nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Speisestrom oder die Speisespannung gemäß dem gewünschten Drehmoment gesteuert wird.
15. 15. System nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (1) eine reine Wechselstromversorgungseinrichtung zur Beaufschlagung der Antriebswicklungen der einzelnen Phasen mit bipolarem Strom ist.

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16. 16. System zum Antrieb eines Synchronmotors vom Induktortyp unter Fernsteuerung, instesondere nach einem der Ansprüche 1 "bis 15, gekennzeichnet durch e'ne Stromversorgungseinrichtung (1) zur Beaufschlagung der Antriebswicklungen (140) der einzelnen Phasen mit einer Spannung oder einem Strom mit einer Trapezwellenform oder mit einer der Sinuswelle angenäherten Polygonallinienwellenform, wobei eine Musterwelle einer zeit-verhältnis-modulierten Welle die an die Sinuswelle angenäherte Polygonallinienwellenform darstellt oder eine unipolare oder "bipolare Musterwelle der zeit-verhältnis-modulierten Welle.
17. 17. System nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung oder der Strom bipolar ist.
18. 18. System nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (1) im Bereich geringer Geschwindigkeit zum Zwecke der !Peins teuerung den Motor (2) mit Strom gemäß einer trigonometrisch-funktionei len Mode beaufschlagt und daß die Peinsteuerung im Hochgeschwindigkeitsbereich freigegeben wird.
19. 19. System nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom oder die Spannung im Hochgeschwindigkeitsbereich Eechteckwellenform oder abgestufte Wellenform hat.
20. 20. System nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (1) hinsichtlich des Steuermodus zur Durchführung einer Zeit-Verhältnis-Modulation umschaltbar ist, so daß der Motor mit einer Spannung oder einem Strom von Sinuswellenform oder von einer der Sinuswelle angenäherten Wellenform oder einer unipolaren oder bipolaren Wellenform oder einer Wellenform vom Schwingungstyp einer trigonometrischen Punktion oder einer zeit-verhältnis-modulierten Wellenform, welche die Wellenform vom trigonometrisch-funktionellen Schwingungstyp darstellt, beaufschlagbar ist.

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21. 21. System nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (i) einen Verteilungsmustergenerator (4) umfaßt, welcher in Ansprechung auf einen digitalen Befehlsimpuls die Welle vom trigonometrisch-funktionellen Schwingungstyp oder die die Welle vom trigonometrisch-funktionellen Schwingungstyp darstellende zeit-verhältnis-modulierte Welle erzeugt, sowie eine Leistungssteuereinrichtung

    (3) deren Aus gangs signal im wesentlichen eine leistungsverstärkte Größe des Wellenformmusters ist.
22. 22. System nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Verteilungsmustergenerator (4)eine zeit-verhältnis-modulierte Welle erzeugt und daß das zeit-verhältnis-modulierte Verteilungsmuster ein EIN-AUS-Steuersignal für die EIN-AUS-Steuerung einer Gruppe von Festkörperschaltern (311-316) der Stromversorgungseinrichtung (1) ist.
23. 23. System nach einem der Ansprüche 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Verteilungsmustergenerator (4) einen Frequenzsignalgenerator (410) und einen Signalwandler (405) umfaßt, wobei der Frequenzsignalgenerator (410) · mindestens zwei Frequenzsignale erzeugt, deren mindestens eines hinsichtlich der Frequenz variabel ist, und zwar in Ansprechung auf den digitalen Befehl und wobei der Signalwandler (405) die beiden Frequenzsignale empfängt und das Verteilungsmuster erzeugt.

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