DE2845214A1

DE2845214A1 - Phasenempfindlicher demodulator, der insbesondere unempfindlich ist gegen harmonische

Info

Publication number: DE2845214A1
Application number: DE19782845214
Authority: DE
Inventors: Nichtnennung Beantragt
Original assignee: North Atlantic Industries Inc
Current assignee: NAI Technologies Inc
Priority date: 1977-10-19
Filing date: 1978-10-17
Publication date: 1979-04-26
Also published as: FR2406910A1; US4142241A; JPS5477560A

Description

Phasenempfindlicher Demodulator, der insbesondere unempfindlich ist gegen Harmonische

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf phasensensitive Demodulatoren und betrifft insbesondere einen phasenempfindlichen Demodulator, der gegen Harmonische unempfindlich ist. Zum Verständnis der vorliegenden Erfindung ist es nützlich, den Betrieb und die Grenzen der herkömmlichen phasenempfindlichen Vollwellen-Demodulatoren und Analogvervielfacher zu betrachten.

Ein herkömmlicher phasenempfindlicher Vollwellen-Demodulator verwendet ein Bezugssignal Er und ein Signal Es als Eingänge und erzeugt einen Ausgang bzw. ein Ausgangssignal und einen Mittelwert, der proportional zum Kosinus des Phasenwinkels zwischen den zwei Eingängen bzw. Eingangssignalen ist. Der Betrieb des phasensensitiven Vollwellen-Demodulators ist besser zu verstehen beim Betrachten desselben, wenn die Multiplikation des Signals Es mit einer Rechteckwelle Er mit einer Amplitude vorgesehen ist, die abwechselnd +1 und -1 hat. Die Rechteckwelle kann ausgedrückt werden in einer Fourier-Reihe als:

(1) Er = *4 (sin wt + 1/3 sin 3 wt + 1/5 sin 5 wt +...)

Unter Verwendung der folgenden trigonometrischen Identitäten gilt:

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(2) sin v_xt . sin W₁U = sin² wit = 1/2- 1/2 cos 2-Wjt

(3) sin W₁U cos W₂1 = 1/2 sin Cw₁-Hi₂)t + 1/2 sin (W₁ - W₂) t

sin wt cos wt = 1/2 sin Zw^

wobei klar ist, daß sich ein Gleichstromausgang nur ergibt, wenn das Signal Es Frequenzen in der Bezugsrechteckwelle enthält, die nicht in Quadraturphase mit den Bezugsfrequenzbestandteilen sind.

Alle anderen Frequenzen und Quadraturbestandteile der Bezugsfrequenzen ergeben sich nur zu Wechselstromkomponenten, die Brumm genannt werden. Mit kurzen Worten ausgedrückt zeigt ein phasensensitiver Vollwellen-Demodulator ein Ansprechen auf eine Grundschwingung und auf ungerade Harmonische in umgekehrtem Verhältnis zur harmonischen Ordnung. Dieses Ansprechen auf Harmonische ist im allgemeinen unerwünscht, und es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen phasenempfindlichen Demodulator zu schaffen, der so viele Ansprechsignale ungerader Ordnung wie möglich ausschaltet, während die Schalteigenschaft des Demodulators aufrechterhalten bleibt.

Es ist ersichtlich, daß wenn bei der Beschreibung des phasenempfindlichfe 7ollwellen-Demodulators Er eine Sinuskurve einer gegebenen Frequenz wäre, sich nur dann ein Gleichstromausgang ergäbe, wenn diese Frequenz in dem Signal Es zugegen wäre. Dies könnte man durch Verwendung eines linearen Analogvervielfachers erreichen. Diese Technik hat die unerwünschte Eigenschaft, einen Gleichstromausgang zu schaffen, der pro-

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portional ist sowohl zum Signal als auch zur Bezugsgröße, wobei eine gewisse Einrichtung notwendig wird, um die Bezugsamplitude akkurat zu steuern. Analogvervielfacher haben auch eine schlechte Temperaturstabilität und nichtlineare Eigenschaften.

Es ist beim Stand der Technik schon versucht worden, die Ausgänge der phasenempfindlichen Demodulatoren, auch als phasensensitive Detektoren bekannt, gegen die Gegenwart gewisser ungerader Harmonischer der Bezugsfrequenz unempfindlich zu machen, welche im Eingangssignal zugegen ist.

Daher wird in der US-Patentschrift 3 839 716 die Verwendung von "Tf/6" abgehackte (chopping) Wellenformen gelehrt, welche nicht die dritte, neunte, fünfzehnte, einundzwanzigste usw. ungeraden Harmonischen enthalten. Dies führt zu einem Demodulatorausgang, der nicht auf die Gegenwart dieser ungeraden Harmonischen im Eingangssignal anspricht. In der US-Patentschrift 3 517 298 ist eine Technik zum Eliminieren gewisser Paare ungerader Harmonischer beschrieben, z. B. der 3. und 5.; der 11. und 13.; der 19. und 21.; der 27. und 29.; usw. Während also im Stand der Technik das Ausschalten gewisser ungerader Harmonischer gelehrt wird, wird nicht angegeben, daß man zu einem gewissen gewünschten Grade die Wirkungen der harmonischen Verzerrung eliminieren kann. Dies ist Gegenstand der vorliegenden Erfindung.

Aus der vorstehenden Diskussion sieht man, daß wenn das vervielfachte Signal Er eine perfekte Sinuskurve wäre, die sich

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ergebende Vervielfachung einen Gleichstromausgang ergäbe, der nur proportional zu derjenigen Komponente des Signals Es wäre, welche dieselbe Frequenz ist Wie die Bezugsgröße /Gleichung (2^7 und somit von Harmonischen unabhängig wäre. Unter Verwendung digitaler Techniken ist es möglich, eine Sinuskurve einer Reinheit zu synthetisieren oder zusammenzusetzen, die nur durch die digitale Zerlegung oder Auflösung begrenzt ist. Man erreicht dies durch Betrachten der synthetisierten Wellenform als analog zu der einer Sinuskurve, welche durch ein Abfrage- und Speichersystem hindurchgeführt worden ist. Die Theorie abgetasteter Daten zeigt an, daß der Frequenzgehalt dieser Wellenform w, fs+w, 2fs + w, 3fs + w usw. ist. Wo die Abtastfrequenz fs gleich ist,16w, hat die zusammengesetzte oder synthetisierte Wellenform die folgende Fourier-Reihe:

sin wt + 1/15 sin 15wt + 1/17 sin 17wt

+ 1/31 sin 31wt + 1/33 sin 33wt +

Es ist ersichtlich, daß die 3., 5., 7., 9., 11. und 13. Harmonische eliminiert worden sind, wodurch jegliche Gleichstromausgänge, die auf ihre Gegenwart in dem Signal zurückgehen, eliminiert sind.

Wenn es erwünscht wäre, die 15. und 17. Harmonische ebenso auszuschalten, könnte man eine Sinuswellenform synthetisieren, welche die folgenden Fourier-Reihen hat, unter Verwendung einer

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Äbtastfrequenz fs von 2Ow.

sin wt + 1/19 sin 19wt + 1/21 sin 21wt + 1/39 sin 39wt + 1/41 sin 41wt + 1/59 sin 59wt + 1/61 sin 61wt + ..

Um allgemein den Demodulatorausgang unempfindlich gegen die Gegenwart der η-ten und niedrigeren ungeraden Harmonischen der Bezugsfrequenz in dem Eingangssignal zu machen, sollte man eine Sinuswellenform zusammensetzen oder synthetisieren, welche die folgenden Fourier-Reihen hat, unter Verwendung einer Abtastfrequenz von (n+3)w oder Vielfachen davon:

sin wt + l/n+2 sin (n + 2)wt + l/n+4 sin (n + 4)wt + l/2n+5 sin (2n+5)wt + l/2n+7 sin (2n+7)wt + l/3n+8 sin (3n+8)wt

+ l/3n+10 sin (3n+10)wt + .. ; In der Praxis sollte η

eine Größe von mindestens 7 und vorzugsweise 13 oder 29 für hohe Niveaus der Zurückweisung von Harmonischen haben. In der Praxis hat man gefunden, daß das Abweisen der 29. und niedrigeren Harmonischen besonders wirkungsvoll ist.

Wegen der durch Toleranzen, Digitalzerlegung usw. mitgegebenen Grenzen ist es ersichtlich nicht praktisch, eine Funktion zu synthetisieren, die exakt die vorstehende Fourier-Reihe hat. Es ist jedoch ausreichend, wenn man eine Funktion synthetisiert, die im wesentlichen diese Fourier-Reihe hat, wodurch sichergestellt wird, daß der Demodulatorausgang im wesentlichen auf

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der die n-te und niedrigere ungerade Harmonischer Bezugsfrequenz unempfindlich gemacht wird, welche in dem Eingangssignal Es zugegen sind.ja dichter die Fourier-Reihe der synthetisierten Funktion an die ideale herankommt, umso vollständiger wird offensichtlich die harmonische Abweisung bzw. Zurückweisung der Harmonischen·

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung im Zusammenhang mit den Zeichnungen. Es zeigen.:

Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 ein schematisches Blockdiagramm einer Αμεführungsform des Digitalvervielfachers der Figur 1,

Fig. 3 ein schematisches Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform des Digitalvervielfachers der Figur 1 und

Fig. 4 eine bildliche Darstellung einer synthetisierten Wellenform.

Figur 1 ist ein schematisches Blockdiagramm einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Sie zeigt eine phasenverriegelte Schleife mit einem Digitalvervielfacher 10, einem Filter 11, spannungsgesteuertem Oszillator (VCO) 12, einem Zählwerk 13 und einer Logik 14. Ein Bezugssignal Er mit einer Fre-

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quenz w wird einem Eingang des Digitalvervielfachers 10 zugeführt. Der Ausgang des Digitalvervielfachers 10 wird dem Eingang eines Tiefpaßfilters 11 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO)12 verbunden ist. VCO 12 schwingt mit einer Frequenz, die ein Vielfaches der Frequenz w des Bezugssignals ist. In dem speziellen Beispiel, welches hier diskutiert wird, bei welchem die 13. und niedrigere ungeradzahlige Harmonische eliminiert werden, schwingt VCO 12 mit einer Frequenz von 16 w. Somit ist der Abstand jedes Ausgangsimpulses aus dem VCO 12 gleich 360° = 22,5 °. Um die n-te und niedrigere ungerade Harmonische der Frequenz w des Bezugssignals Er aus dem Detektorausgang allgemein zu eliminieren, sollte VCO 12 mit einer Frequenz von (n+3)w oder einem Vielfachen davon schwingen.

Der Ausgang des VCO 12 wird einem Zählwerk 13 zugeführt, welches die Frequenz des VCO-Ausgangs herunter bis w teilt. Die Ausgänge aus dem Zählwerk 13 werden der Logik 14 zugeführt, welche die Zählerausgänge decodiert und Digitalvervielfacher 10 und 15 dementsprechend schaltet. Im vorliegenden Beispiel, bei welchem der VCO 12 mit 16w schwingt und der Zähler 13 durch 16 teilt, schaltet die Logik 14 alle 22,5 °.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung klar wird, funktioniert der Digitalvervielfacher 10 als ein Demodulator. Deshalb kann ein herkömmlicher phasenempfindlicher Vollwellendemodulator oder -detektor durch den Digitalvervielfacher 10 ersetzt

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werden, nicht aber durch den Digitalvervielfacher 15. Die Verwendung des Digitalvervielfachers 10 in der phasenverriegelten Schleife hat jedoch den Vorteil, daß die phasenverriegelte Schleife gegen die n-te Ordnung oder niedrigere ungerade Harmonische der Frequenz w, die in dem Bezugssignal zugegen sein kann, unempfindlich gemacht werden kann.

In Figur 2 ist eine Ausführungs form eines Digitalvervielfachers 15 gezeigt. Die in Figur 2 dargestellte Schaltung kann in einem System verwendet werden, bei welchem es erwünscht ist, den Demodulatorausgang unempfindlich zu machen gegen die 13. und niedrigere ungerade Harmonische der Bezugsfrequenz w, wie in dem Eingangssignal Es zugegen ist.

Das Eingangssignal Es wird dem Eingang des Umkehrbetriebsverstärkers 20 zugeführt, der Es mit -1 multipliziert. Der Ausgang des Verstärkers 20 sowie das nicht umgekehrte Signal werden dem Schalter 21 bzw. 22 zugeführt. Die Schalter 21 und 22 werden durch die Logik 14 gesteuert, welche bestimmt, ob +Es oder -Es an dem gemeinsamen Ausgang der Schalter 21 und 22 erscheint.

Der gemeinsame Ausgang der Schalter 21 und 22 ist mit einer Reihe von Schaltern 23, 24, 25 und 26 verbunden, deren Ausgänge jeweils mit Widerständen 27, 28, 29 und 30 verbunden sind. Die Schalter 23-26 werden auch durch die Logik 14 gesteuert und bilden zusammen mit den Widerständen 27-30 ein Widerstandsnetzwerk. Für das hier diskutierte Beispiel sind

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die Widerstände 27-30 jeweils gewichtet auf ο *

~* sxn LAfj

1 , 1 und 1

sin 45° sin67,5" sin 90^u

Um die Wirkung der η-ten und niedrigeren ungeraden Harmonischen der in dem Eingangssignal vorhandenen Bezugsfrequenz zu eliminieren, können zusätzliche Schalter 23-26 und Widerstände 27-30 verwendet werden. Im allgemeinen ist das Wichten der Widerstände proportional zu

1 1 1 1

sin (360] °, sin j2»36gT°, sin 13»36ÖT°, sin (4>36ÖT°, _USw. ψΡί) Vn3/ Λ^³ ^⁵

j2»36g
Vn+3/

Der Ausgang aus dem Widerstandsnetzwerk wird einem Niederpaß- bzw. Tiefpaßfilter 16 zugeführt, der einen Betriebsverstärker 31, Widerstand 32 und Kondensator 33 aufweist. Der Ausgang aus dem Filter 16 ist das gewünschte Gleichstromausgangssignal,

Der Schalter 22 ist an den Stellen der Synthese bzw. des Aufbaus zwischen 0° und 180 geschlossen, wo der Sinus positiv ist, während der Schalter 21 an den Synthesestellen zwischen 180 ° und 360 ° geschlossen ist, wo der Sinus negativ ist. Der Schalter 23 schließt bei 22,5°, 157,5°, 202,5° und 337,5°. Der Schalter 24 schließt bei 45°, 135°, 225° und 315°. Der Schalter 25 schließt bei 67,5°, 112,5°, 247,5° und 292,5°. Schließlich schließt Schalter 26 bei 90° und 270°. Jeder dieser Schalter bleibt für eine Zeit von 22,5° geschlossen. _t 909817/0819

Figur 4 veranschaulicht die Wellenform, die sich aus einer solchen Synthese oder Zusammenlegung ergibt.

In Figur 3 ist eine andere Ausführungsform eines Digitalvervielfachers 15 gezeigt. Bei der Ausführungsform der Figur 3 werden die Ausgänge aus dem Zählwerk 13 der Logik 14 zugeführt, die in diesem Falle ein nur Sinus auslesender Speicher (sine

ist.
read only memory) (ROM) /Jede Zählung aus dem Zählwerk 13 läßt ROM 14 einen digitalen Ausgang erzeugen, der proportional zum Sinus des Eingangs entsprechend der Synthesestelle ist. Der Ausgang aus dem sinus ROM 14, der eine trigonometrisch gewichtete digitale Zahl ist, wird dem Eingang des linearen, vervielfachenden Digitalanalogwandlers 41 zugeführt, welcher Es mit dem richtigen Sinuswert multipliziert. Der Ausgang des Digitalanalogwandlers 41 wird dem Tiefpaßfilter 16 entsprechend der oben beschriebenen Weise zugeführt. Als Beispiel eines Digitalanalogwandlers 41 wird genannt Precision Monolithics part number DAC-O8.

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Claims

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Dr. Hans-Heinrich Willrath f _D _ ₆₂₀₀ Wiesbaden ι

Dr. Dieter Weber s/b Postfadi 6145

DipL-Phys. Klaus Seiiiert

PATENTANWÄLTE

16. Oktober 1978 File NAI-30

North Atlantic Industries, Inc., 60 Plant Avenue, Hauppauge, New York 11787 / U S A

Phasenempfindlicher Demodulator, der insbesondere unempfindlich ist gegen Harmonische

Priorität; 19. Oktober 1977 in USA, Serial-No. 843 690

Patentansprüche

( 1J Phasenempfindlicher Demodulator, welcher auf ein Bezugssignal mit einer Frequenz w und ein Eingangssignal anspricht, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Synthetisieren einer Sinusfunktion aus dem Bezugssignal, die eine Fourier-Reihe im wesentlichen folgender Form hat sin (wt +Θ) +_1_ sin (n+2) (wt +Θ) + _1

n+2 n+i

·- # .l#\ (wt +Θ) + 1 sin (2n+5) (wt +9) + 1 sxn (n+4) ^fS 2n+7

ORIGINAL INSPECTED

sin (2n+7)«(wt +θ) + 1 sin (3n+8) (wt +9) + 1 sxn v*n a ^-^ 3n+10

sin (3n+10) (wt +Θ) + ... , wobei η eine ungerade Zahl und mindestens 7 ist,und durch eine Einrichtung zum digitalen Vervielfachen der Funktion und des Eingangssignals derart, daß der Demodulatorausgang im wesentlichen unempfindlich gemacht wird gegen die n-te und kleinere ungerade Harmonische von w, die im Eingangssignal zugegen sind.
2. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß η eine ungeradzahlige Zahl und mindestens 13 ist.
3. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß η eine ungerade Zahl und mindestens 29 ist.
4. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Synthetisiereinrichtung eine phasenverriegelte Schleife aufweist.
5. Demodulator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverriegelte Schleife einen Demodulator aufweist, der als ein Eingang das Bezugssignal hat, ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, der mit dem Ausgang des Demodulators verbunden ist, wobei der Oszillator bei einer Frequenz von mindestens (n+3)w schwingt, und eine Zähleinrichtung aufweist, die mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators und dem Demodulator verbunden ist, um die Ausgangsfrequenz des Oszillators nach unten zu der

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Frequenz w zu teilen und Schaltsignale für den Demodulator vorzusehen.
6. Demodulator nach einem der Ansprüche1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitalvervielfachereinrichtung ein geschaltetes Widerstandsnetzwerk aufweist, welches trigonometrisch gewichtet ist.
7. Demodulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverriegelte Schleife einen Digitalvervielfacher aufweist, der als einen Eingang das Bezugssignal hat, ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, der mit dem Ausgang des Digitalvervielfachers verbunden ist, wobei der Oszillator mit einer Frequenz von mindestens (n+3)w schwingt, eine Zähleinrichtung aufweist, die mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators verbunden ist, um die Ausgangsfrequenz des Oszillators zur Frequenz w herunter zu teilen, und eine logische Einrichtung aufweist, die mit den Ausgängen dar Zähleinrichtung und dem anderen Eingang des Digitalvervielfachers derart verbunden ist, daß der Vervielfacher alle 36O/n+3 Grade geschaltet wird, um die phasenverriegelte Schleife im wesentlichen unempfindlich zu machen auf die n-te und niedrigere ungerade Harmonische, die in dem Bezugssignal zugegen sind.
8. Phasenempfindlicher Demodulator, der auf ein Bezugssignal mit einer Frequenz w und auf ein Eingangssignal anspricht, gekennzeichnet durch eine phasenverriegelte Schleife zum

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Synthetisieren einer Sinusfunktion aus dem Bezugssignal, die eine Fourier-Reihe hat im wesentlichen in der folgenden Form: sin wt + 1 sin (n+2) (wt +Θ) + 1

sin (n+4) (wt +9) + _JL sin (2n+5) (wt +Θ) + _1

2n+5 2n+7 -

sin (2n+7) (v?t +G) + 1 sin (3n+8) (wt +Θ) + 1

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sin (3n+10) (wt +0) + . . . , , wobei η eine ungerade Zahl und mindestens 7 ist, und durch eine Einrichtung zum digitalen Vervielfachen des Bezugssignals und der Sinusfunktion, um den Demodulatorausgang im wesentlichen unempfindlich zu machen gegen die n-te und nie*·³ qere ungerade Harmonische von w, die in dem Eingangssignal zugegen sind, wobei die digitale Vervielfachereinrichtung einen nur ,Sinus auslesenden Speicher und einen mit diesem verbundenen linearen, vervielfachenden Digitalanalogwandler aufweist.
9. Demodulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverriegelte Schleife einen Demodulator aufweist, der als einen Eingang das Bezugssignal hat, ferner einen sρannungsgesteuerten Oszillator aufweist, der mit dem Ausgang des Demodulators verbunden ist, wobei der Oszillator mi„ einer Frequenz von mindestens (n+3)w schwingt, und ein Zählwerk aufweist, das mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators und dem Demodulator verbunden ist, um die Ausgangsfrequenz des Oszillators herunter bis w zu teilen und Schaltsignale für den Demodulator vor-

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10. Demodulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverriegelte Schleife einen Digitalvervielfacher aufweist, der als einen Eingang das Bezugssignal hat, ferner einen spannungsgestsuerten Oszillator aufweist, der mit dem Ausgang des Digitalvervielfachers verbunden ist, wobei der Oszillator mit einer Frequenz von mindestens (n+3)w schwingt, eine Zähleinrichtung aufweist, die mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators verbunden ist, zum Teilen der Ausgangsfrequenz des Oszillators hinunter bis zur Frequenz w, und eine logische Einrichtung aufweist, die mit den Aisgängen der Zähleinrichtung und dem anderen Eingang des Digitalvervielfachers verbunden ist, um den Vervielfacher alle 36O/n+3 Grade derart zu schalten, daß die phasenverriegelte Schleife im wesentlichen unempfindlich gemacht wird gegen die n-te und niedrigere ungerade Harmonische, die in dem Bezugssignal zugegen sind.
11. Demodulator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß η eine ungerade Zahl und mindestens 29 ist.
12. Verfahren zum phasenempfindlichen Demodulieren eines Eingangssignals mit einem Bezugssignal mit einer Frequenz w, gekennzeichnet durch das Synthetisieren einer Sinusfunktion aus dem Bezugssignal, die eine Fourier-Reihe im wesentlichen der Form hat: sin (wt +Θ) + 1 sin (n+2) (wt +Θ) +

ή+2~ . ή

sin (n+4) (wt +Θ) + 1 sin (2n+5) (wt +Θ) + 1

"2n+5 2~ή+7

sin (2n+7) (wt +Θ) + 1 sin (3n+8) (wt +Θ) + 1

3& ■ 3n+10

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sin (3n+10) (wt +θ) + . . . , wobei η eine ungerade Zahl und mindestens 7 ist.und digitales Vervielfachen der Funktion und des Eingangssignals zur Erzeugung eines Ausgangssignals, welches im wesentlichen unempfindlich ist auf die n-te und niedrigere ungeradzahligen Harmonischen von w, die in dem Eingangssignal zugegen sind.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein Zwischensignal mit einer Frequenz von mindestens (n+3)w erzeugt wird, die Frequenz des Zwischensignals bis auf w herunter geteilt wird und das Bezugssignal demoduliert wird.

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