DE3326147A1

DE3326147A1 - Signalgenerator

Info

Publication number: DE3326147A1
Application number: DE3326147A
Authority: DE
Inventors: Michael E. 54935 Fond du Lac Wis. Larson
Original assignee: Amca International Corp
Current assignee: Giddings and Lewis LLC
Priority date: 1982-07-22
Filing date: 1983-07-20
Publication date: 1984-01-26
Also published as: JPS5977706A; DE3326147C2; GB2126443A; US4524326A; GB8317735D0; GB2126443B

Description

- 4 AMCA INTERNATIONAL CORP. 17 727 - F/r

Signalgenerator

Die Erfindung bezieht sich auf einen Signalgenerator mit einem digitalen Zähler, der ein eine Phasenziffer definierendes digitales Ausgangssignal liefert, das ein höchstbewertetes Bit-Ausgangssignal und niedriger bewertete Ausgangssignale einschließt, wobei die niedriger bewerteten Ausgangssignale eine Amplitudenziffer definieren, und mit einem Netzwerk von Impedanzen und Analogschaltern, wobei die Analogschalter in Abhängigkeit von dem digitalen Ausgangssignal des Zählers steuerbar sind und das Netzwerk einen Ausgansknoten aufweist, der das Ausgangssignal des Signalgenerators liefert.

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Sinusschwingungsgenerator, Ring- oder Gegentaktmodulatoren und Digital-/Analogwandler vom multiplizierenden Typ. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Einrichtungen zur Erzeugung einer Sinusschwingung, die eine Phase aufweist, die durch ein digitales Eingangssignal festgelegt ist, und auf Einrichtungen zur Multiplikation des Sinusschwingungssignals mit einem Analogsignal. Gemäß einer vorteilhaften Anwendung kann der Signalgenerator zur Lieferung von Sinus- und Kosiuns-Quadratursignalen zur Ansteuerung von Resolvern, Inductosyn-Bauteilen oder dergleichen verwendet werden.

Ein übliches Verfahren zur Erzeugung eines Sinusschwingungssignals aus einer digitalen Signalquelle und zur Multiplikation der resultierenden Sinusschwingung mit einem Analogsignal besteht darin, einen multiplizierenden Digital-/Analog-Konverter zu verwenden, wie er beispielsweise von der Firma Analog Devices unter der Bezeichnung 75^1 erhältlich ist, wobei-diese Schaltung ein R/2R-Leiternetzwerk und CMOS-Übertragungsgatter umfaßt, die die Leitersprossen des Widerstandsnetzwerkes einschalten. Das Analog-Ausgangssignal des Digital-/Analog-Konverters wird durch das Analog-Eingangssignal maßstäblich verändert, das das Leiternetzwerk ansteuert. Weil ein derartiger Digital-/Analog-Konverter jedoch ein lineares Bauteil ist, muß die nichtlineare Funktion der Erzeugung der Sinusschwingung programmiert werden, beispielsweise in einer Sinus-Nachschlagtabelle. Die Ausführung der Programmfunktionen in einem üblichen System, wie z.B. in einem Mikrokontroller, erfordert beträchtliche Zeit und verbraucht weiterhin einen Ausgangsport.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Signalgenerator der eingangs genannten Art zu schaffen, der eine Sinusschwingung erzeugt, die durch eine Phasenziffer am Ausgang eines Digitalzählers synchronisiert ist.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebene Erfindung gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Der erfindungsgemäße Signalgenerator ermöglicht die Erzeugung einer Sinusschwingungsfunktion mit einer Amplitude, die durch ein Analog-Eingangssignal festgelegt ist, und die eine momentane Phase aufweist, . die durch ein digitales Eingangssignal festgelegt ist.

Damit wird eine Sinusschwingung erzeugt, die mit einer Phasenziffer an den Ausgängen eines Digitalzählers synchronisiert ist.

Eine vorteilhafte Anwendung des erfindungsgemäßen Signalgenerators besteht in einem Gegentakt- oder Ringmodulator für eine Sinusschwingung, der ein numerisches Phaseneingangssignal aufweist.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Signalgenerators kann dieser eine Sinusschwingung und eine Kosinusschwingung erzeugen, die beide mit einem minimalen Phasenfehler auf das gleiche digitale Phaseneingangssignal bezogen sind.

Bei dem erfindungsgemäßen Signalgenerator wird ein Satz von Widerständen mit Widerstandswerten verwendet, die eine Sinusfunktionstabelle bilden. Ein Analog-Multiplexer wandelt das digitale Phaseneingangssignal in entsprechende Sinusschwingungsamplituden dadurch um, daß der erforderliche Widerstandswert ausgewählt wird, der dem numerischen Phaseneingang entspricht. Der ausgewählte Widerstand wird in eine Dämpfungsschaltung eingeschaltet, so daß der Analog-Multiplexer im Ergebnis eine nichtlineare Hochgeschwindigkeits-Parallel-Digital-ZAnalogum-

• Λ fci

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Wandlung ausführt. Die Umwandlung des digitalen Phaseneingangssignals in die Analog-Sinusfunktion erfolgt mit einer hohen Geschwindigkeit, die durch die Schaltzeit eines einzigen Analog-übertragungsgatters festgelegt ist. Der Analog-Multiplexer weist gepaarte komplementäre Ausgänge auf, so daß 180° der Sinusfunktion durch einen Satz von Widerstandswerten für Phasen von 0 bis 90° erzeugt werden. Weiterhin werden die vollen 360° der Phasenlage unter Verwendung des höchstbewerteten Bits der Phasenziffer als Eingangssignal für das Dämpfungsglied oder alternativ durch Verwendung des höchstbewerteten Bits der Phasenziffer als digitales Eingangssignal an einen Gegentaktmodulator gewonnen, der in Serie mit dem Dämpfungsglied geschaltet ist und einen Analog-Amplitudenbezugspegel an seinem symmetrischen Eingang empfängt.

Weil das .Phaseneingangssignal ein digitales Signal ist, wird es zweckmäßigerweise mit Hilfe eines Binärzählers erzeugt, der einen Takteingang und einen Rücksetzeingang aufweist. Die Frequenz der Sinusschwingung ist dann ein geradzahliger Teil der Takteingangsfrequenz, so daß diese Frequenz in einfacher Weise steuerbar ist. Die Phase wird auf eine Nullphase dadurch bezogen, daß der Zählerrücksetzeingang aktiviert wird. Zusätzlich kann eine Vielzahl von Sinus-/Kosinusgeneratoren und Modulatoren miteinander kombiniert werden, wobei der Rücksetzeingang eines Generators durch einen bestimmten Zustand eines Hauptzählers eines weiteren Sinus-/ Kosinusgenerators aktiviert wird, so daß Mehrfachphasen-Sinusschwingungsformen erzeugt werden.

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Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen noch näher erläutert.

In der Zeichnung zeigen:

Figur 1

ein Schaltbild einer Ausführungsform des Signalgenerators zur Erzeugung einer Sinusschwingung mit einer Frequenz, die ein ganzahliger Teil einer digitalen Eingangstaktfrequenz ist,

Figur 2

Figur 3

ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Figur 1,

eine Tabelle der Dämpfungsglied-Verstärkung und der Widerstandswerte zur Erzielung des sinusförmigen Ausgangssignals bei der Schaltung nach Figur 1,

Figur 4

eine abgeänderte Ausführungsform des Signalgenerators unter Verwendung eines Dämpfungsglieds vom Integratortyp, wobei weiterhin ein Integrator-Phasenschieber zur Gewinnung von sowohl Sinus- als auch Kosinus-Ausgangssignalen vorgesehen ist und wobei die Schaltung einen symmetrischen Schaltmodulator zur Araplituden-

COPY

— 9 —

modulation der Ausgangs-Sinusschwingungen mit einem Analog-Eingangsbezugspegel aufweist,

Figur 5 eine abgeänderte Ausführungsform

des Signalgenerators zur Erzeugung von Sinus- und Kosinus-Schwingungsformen, wobei zwei digital angesteuerte Sinusschwingungsgeneratoren verwendet werden, von denen einer einen : Rücksetzeingang aufweist, der bei Auf-j treten einer bestimmten Phase des an- ' deren Sinusschwingungsgenerators akti-i viert wird,

Figur 6 ein Schaltbild, das die Einfügung eines

binären Phasenmodulators in die grundlegenden Ausführungsformen des Signalgenerators zeigt, wobei Einrichtungen zur Synchronisation der Eingangsdaten mit den Nulldurchgängen der Sinusschwingungsform vorgesehen sind.

Figur 7A ein Schaltbild eines symmetrischen

Zwischenfrequenztransformators, der eine Möglichkeit zur Erzeugung eines bipolaren Eingangssignals bildet,

Figur 7B ein Schaltbild eines eine Verstärkung

von 1 aufweisenden Inverters, der eine andere Möglichkeit zur Erzeugung eines bipolaren Analog-Eingangssignals zeigt

- rr/y

u *■ ·

- 10 -

Figur 8 ein Tannenbaumnetzwerk, das Wider

standswerte zur Erzielung von Dämpfungsimpedanzen zeigt, die ungefähr gleich sind, wobei gleichzeitig die Auswirkung von Toleranzänderungen der einzelnen Bauteile verringert wird,

Figur 9 ein Schaltbild einer Ausführungsform

des Signalgenerators, die insbesondere zur Ausführung in Form von Dick- oder Dünnfilmschaltungen oder in Form von monolithischen integrierten Schaltungen geeignet ist, wobei das Dämpfungsglied einen Widerstands-Spannungsteiler aufweist, wobei die mechanische Lage der Anzapfungen eine sinusförmige Positionsänderung aufweist.

In Figur 1 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Sinusschwingungs-Signalgenerators gezeigt. Ein Binärzähler '20, typischerweise vom CMOS-Typ 4024, empfängt Eingangstaktimpulse F. mit dem 32-fachen der gewünschten Ausgangsfrequenz F und erzeugt eine Binärziffer

o ti υ

an seinen fünf Ausgangsleitungen Q₂, bis Q_Q , die die 32 Werte von 0 bis 31 durchläuft. Q₁, bezeichnet das höchstbewertete Bit, während Q_Q das niedrigstbewertete Bit bezeichnet. Die vier niedrigstbewerteten Bits Q-. bis Q_Q (die eine "Amplituden"-Ziffer signalisieren, die sich bei einer Zählzyklusfrequenz von F. /16 vom Wert 0 bis zum

- 11 -

Wert 15 ändert, werden den Wähleingängen A, B, C, D eines 16-Kanal-Multiplexers 21 zugeführt, der typischerweise eine CMOS-Schaltung vom Typ 4097 sein kann. Das höchstbewertete Bit CK wird als Multiplexer-Eingangssignal X verwendet und über einen einstellbaren Serienwiderstand R. dem Multiplexer-Eingang IN zugeführt. Das Eingangssignal an X (und an IN) ist eine Rechteckschwingung mit abwechselnden Perioden mit hohem und niedrigem Pegel und mit einer Frequenz, die gleich F. /32 ist. Die Multiplexer-Ausgänge sind mit 0 bis 15 bezeichnet, wobei die entsprechend bezeichneten Ausgänge der den Eingängen A, B, C, D in Binärform zugeführten binären Auswahlziffer entsprechen und von dieser freigegeben werden. Wenn ein vorgegebener Ausgar.;? aktiviert wird, wird das Eingangssignal IN diesem speziellen Ausgang zugeführt. Die Multiplexer-Ausgänge 0 bis 15 sind jedoch in einer komplementären Vollskalenwert-Weise gepaart. Wie dies in Figur 1 gezeigt ist, ist die Summe der Werte der beiden binären Auswahlziffern für jedes Paar von Ausgängen gleich der Gesamtzahl der Ausgangsleitungen minus 1. Hinsicntlich der Binärziffer an den Auswahlleitungen A bis D sind die gepaarten Auswahlziffern in Binärformat jeweils die einander zugehörigen Einer-Komplemente. Die gepaarten Ausgänge sind mit Serien-Dämpfungswiderständen verbunden, die allgemein mit 24 bezeichnet sind, und Wiierstandswerte R₀-R₇. aufweisen. Die Dämpfungswiderstände bilden zusammen mit Lastwiderständen 25 und 26 mit dem Widerstandswert R₃ ein Dämpfungsglied, das allgemein mit 30 bezeichnet ist. Der Multiplexer 21 bildet zusammen mit den Dämpfungswiderständen 24 einen geschalteten Schaltkreis 39, der einen speziellen der Dämpfungswi-

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stände als den Dämpfungswiderstand auswählt, der in Serie mit dem Eingang X und den Lastwiderständen 25, 26 geschaltet ist. Jeder der Dämpfungswiderstände 2H bildet eine Verstärkungseinstellschaltung. Entsprechend wird das Dämpfungsglied 30 digital durch die binäre Amplitudenziffer an den Auswahlleitungen A bis D gesteuert, denen die binären Ausgangssignale -Q_n bis Q-, des Binärzählers zugeführt werden. Der Ausgang des Dämpfungsgliedes 30 schließt weiterhin einen Glättungs- oder Tiefpaßfilterkondensator 21 mit einem Wert C und einen Koppelkondensator 28 mit einem Kapazitätswert Cq ein. C sollte so gewählt werden, daß sein KaDazitätswert einem Bruchteil von 1/(2 π F . -R ) ent-

out s

spricht, während der Kapazitätswert von C_n zumindestens einige Male größer sein sollte.

Aus der vorstehenden Beschreibung sowie der folgenden Beschreibung der Betriebsweise und der konstruktiven Grenzwerte dürfte es verständlich sein, daß eine Sinusschwingung F am Ausgangsknoten 29 erscheint. Die Polarität des Signals am Ausgangsknoten 29 entspricht der Polarität des Signals an X, weil, wenn ein bestimmter der Widerstände R_Q bis R₇ durch den Multiplexer 21 ausgewählt ist, die resultierende Dämpfungsschaltung passiv ist und das Ausgangssignal dem durch einen positiven Verstärkungsfaktor G des Dämpfungsgliedes maßstäblich veränderten Eingangssignal entspricht. In ähnlicher Weise legt der Verstärkungsfaktor G, der durch den speziellen von dem Multiplexer ausgewählten Widerstand bestimmt ist, den Absolutwert oder die momentane Amplitude des Signals am Ausgangsknoten 29 fest,

weil die momentane Größe des Ansteuersignals an X konstant ist und gleich 1/2 ^r>n~^^^ ist.Für eine Sinusschwingung ändert sich die Polarität einmal in jeder Periode, während der Absolutwert der momentanen Amplitude wiederholt wird und der gleiche Absolutwert einmal für eine positive Polarität und dann erneut 180° später für eine negative Polarität auftritt. Der Multiplexer-Eingang IN wird durch das höchstbewertete Bit Q₁. angesteuert. Damit wechselt die Polarität des Dämpfungsglied-Ausgangssignals F . einmal für eine volle Periode von 32 Zählungen des Zählers 20, wie dies durch den logischen Pegel von Q,, festgelegt ist. Weiterhin werden die Auswahlleitungen A, B, C und D d.es Multiplexers 21 durch die niedrigstbewerteten Bits Q~ bis Q_Q des Binärzählers 20 aktiviert. Damit erscheint der gleiche Absolutwert oder die momentane Amplitude zumindestens einmal für jede Polarität, wie dies durch Q-, bis Q_n bestimmt ist, weil Q-, bis Q₀ eine Amplitudenziffer festlegt, die einmal für einen Wert von Qj. von logisch 0, von 0 bis 15 weitergeschaltet wird und die erneut von 0 bis 15 weitergeschaltet wird, während Q₁. den Pegel von 1 aufweist.

Weiterhin weist eine Sinusschwingung eine gerade Symmetrie um ihre Maxima und Minima auf, so daß der gleiche Absolutwert oder die momentane Amplitude tatsächlich viermal für jede Periode oder zweimal für jede Polarität auftritt. Damit ergeben sich von den 16 Werten, die durch Q-, bis Q_Q festgelegt werden, lediglich 8 eindeutige Absolutwerte oder momentane Amplituden. Die mit 0 bis 15 bezeichneten Multiplexer-Ausgänge sind in komplemen-

- 11t -

tärer Vollskalen-Weise gepaart, um diese gerade Symmetrie der Sinusschwingung um ihre Maxima und Minima auszunutzen, so daß lediglich acht Widerstände R„ bis R₇ anstelle von 16 Widerständen erforderlich sind, um die momentanen Amplituden festzulegen, die den 16 Q-, bis Q₀ festgelegten Werten zugeordnet sind.

Um ein Treppenspannungsausgangssignal am Knoten Y zu erzeugen, das leicht durch den Filterkondensator 27 geglättet werden kann, um die genaue Sinusschwingungsform am Ausgang 29 zu erzeugen, sind die jeweiligen Werte der Widerstände R« bis R~ so gewählt, daß der wirksame Dämpfungsfaktor oder die Verstärkung G proportional zur Amplitude einer Sinusschwingung an unter gleichen Abständen verteilten Phasenwinkeln über den Bereich einer Vier telperiode ist. Wenn der aktive Widerstand der Widerstän de R_Q bis R₇, mit einem Index i bezeichnet und durch R. dargestellt ist, so ist zu erkennen, daß sich i zweimal von 0 bis 7 ändert, wenn die Auswahlziffer an den Eingängen A, B, C, D sich über den Bereich von 0 bis 15 ändert.

Figur 2 zeigt das Eingangs- oder Taktsignal F. und die sich daraus ergebende Zykluszählung, die an den Zähleranschlüssen Q-, bis Q₀ (und damit an den Auswahlanschlüssen D, C, B, A) auftritt. Es ist weiterhin zu erkennen, daß sich der Pegel des Q^-Signals am Ende jedes Zyklus der Ausgangssignale Q-, bis Q_n ändert. Der Index i, der den aktiven Widerstand der Widerstände R_Q bis R₇. identifiziert, ist ebenfalls so dargestellt, daß er die Paarung der Widerstände wiedergibt, d.h. eine nach oben gerichtete Änderung während der halben Periode der Ausgänge Q,

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bis Q₀ und eine nach unten gerichtete Änderung während der folgenden Halbperiode des Zyklus dieser Ausgänge. Dies bedeutet, wie dies noch näher erläutert wird, daß die Dämpfungsverstärkung G in Schritten über eine Viertelperiode der sinusförmigen Ausgangsschwingung F . ansteigt und dann in Schritten über die nächste Viertelperiode absinkt, wobei eine Polaritätsumkehr der Sinusschwingung aufgrund der Änderung des Pegels von Q₁. am Ende der Halbperiode erfolgt.

Der Zahlenwert der Auswahlsignale D, C, B, A legt eine Phasenziffer fest, die sechzehn diskrete Werte von 0 bis 15 aufweist, wobei die erste Halbschwingung der Sinusschwingung in sechzehn diskrete Phasenpunkte unterteilt ist, die einen Abstand von 18O°/16 = 11,25° aufweisen. Der erste dieser Punkte tritt jedoch an dem 5,625°-Phasenpunkt der F ,-Sinusschwingung auf. Der momentane Phasenwinkel θ. kann für die erste Viertelschwingung der Sinusschwingung (für irgendeinen Zustand der Auswahlziffer D, C, B, A von 0 bis 7, die dem Index i entspricht) in Grad durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

_βι.*ο!

Dies gilt für das spezielle Beispiel einer Wählschaltung mit sechzehn Zuständen und acht geschalteten Widerständen. Die Paarung der Multiplexer-Ausgänge und die Verwendung von acht Widerständen R bis R₇ führt dazu, daß der Index i vergrößert und verkleinert wird, so daß der gleiche Widerstand an Punkten aktiviert wird, deren

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4(p

Phasenlage einen gleichen, jedoch entgegengesetzten Abstand von den Maxima und Minima der F .-Sinus-

out

schwingung aufweist. Allgemein legt die Binärziffer N r Q₁₁, Q Q₂, Q₁, Q₀ , die den Zustand des Zählers 20 angibt und von 0 bis 31 reicht, die momentane Phase 6„ der Sinusschwingung im Bereich von -18O° bis +180° entsprechend der folgenden Gleichung fest:

₌ 90°
^N

Figur 3 zeigt für i = 0 bis 7 die Werte von Θ. und sin Θ. über den Bereich von 90 der Ausgangssinusschwingung f_out· Die Widerstandswerte der Widerstände R₀ bis Ry sind zu diesen 9.-Werten derart in Beziehung gesetzt, daß der geschaltete Schaltkreis 39 am Knoten Y die Spannungen erzeugt, die Punkte auf einer Sinusfunktion sind, deren Amplitude der Größe des Signals am Punkt X entspricht. Eine Auflösung für den gewünschten Wert irgendeines Widerstandes R. kann durch Bezugnahme auf die erforderliche Dämpfungsverstärkung G. für den entsprechenden Wert von Θ. und sin Θ. erfolgen. Für die als Beispiel gewählte Schaltung nach Figur 1 und unter der Annahme, daß der Widerstand 31 einen Widerstandswert R. von 0 aufweist, ist die Dämpfungsverstärkung gleich:

1/2 R

H_{1 +} 1/2

Damit kann der Wert für irgendeinen Widerstand R. dadurch ausgedrückt werden, daß die obige Gleichung nach

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R₁ aufgelöst wird:

^Ri ^{= 1/2}*^Rs* ⁽~"Ö ¹⁾

Weil die Verstärkung G (d.h. der Dämpfungsfaktor) an jedem Punkt gleich sin Θ. gemacht werden muß, ist der Wert jedes Widerstandes R. bezogen auf den

für R gewählten Wert durch die folgende Gleichung s

bestimmt:

Figur 3 zeigt die acht Werte von (sin θ) , während in der rechten Spalte die Werte der Widerstände R. in Kiloohm angegeben sind - unter der Annahme, daß der Widerstandswert von R gleich 2 Kiloohm ist und daß 1/2 R_g gleich 1 Kiloohm ist.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Sinusschwingung durch die relativen Wertigkeiten der Widerstände R. erzeugt wird, d.h. das Verhältnis des Widerstandswertes eines Widerstandes zum nächsten Widerstand, so daß der Innenwiderstand der Übertragungsgatter in dem Multiplexer 21 ein Problem darstellen kann. In der Praxis sind die Übertragungsgatter hinsichtlich ihres Widerstandes aneinander angepaßt, so daß ein einziger Kompensationswiderstand in Serie mit allen Übertragungsgattern Änderungen der Innenwiderstände der Übertragungsgatter kompensieren kann. Wie dies in Figur 1 gezeigt ist, ist ein Einstellwider-

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stand 31 in Serie mit dem Eingang IN des Multiplexers 21 geschaltet. Der maximale Widerstand R. des Einstellwiderstandes 31 ist so gewählt, daß er größer als der maximale Innenwiderstand ist, den die übertragungsgatter haben könnten. Der Einstellwiderstand 31 wird dann so eingestellt, daß sein Widerstand zusammen mit dem Widerstand der übertragungsgatter zusammen den maximalen Grenzwert ergibt. Die Werte der Widerstände R« bis R₇ werden dann durch Subtrahieren dieses Widerstandsgrenzwertes von den gewünschten Dämpfungsglied-Widerstandswerten in der letzten Spalte der Tabelle in Figur 3 bestimmt.

Aus der vorstehenden Beschreibung der Figur 1 ist zu erkennen, daß die vorteilhaften Funktionen dieser Ausführungsform auch mit anderen Schaltungen erreicht werden können, die von der speziellen Schaltung nach Figur 1 abweichen. Der Zähler 20 kann alternativ ein Akkumulatorregister in einem Mikroprozessor sein, wobei der Inhalt dieses Akkumulatorregisters periodisch vergrößert oder verkleinert wird, um die sich ändernde Binärziffer N zu bilden, die die momentane Sinusschwingungs-Phase 9^ angibt. Weiterhin kann ein Zähler mit mehr oder weniger als 5 Ausgangsbits anstelle des fünfstufigen Zählers verwendet werden, wenn ein Multiplexer mit einer entsprechenden Anzahl von Auswahl- und Ausgangsleitungen zur Auswahl der entsprechenden Anzahl von Widerständen verwendet wird. Ein vierstufiger Zähler erfordert beispielsweise einen Multiplexer mit acht Ausgangsleitungen, die so gepaart sind, daß sie vier Dämpfungswiderstände auswählen. Allgemein heißt dies,

GOF/

MS

m -

daß, wenn ein M-stufiger Binärzähler verwendet wird, die momentane Phase der Sinusschwingung durch eine M-Bit-Binärziffer an den M-Zählerausgängen definiert ist. Diese M-Bit-Binärziffer hat ein höchstbewertetes Bit und M-1 niedriger bewertete Bits, wobei die M-1 niedriger bewerteten Bits eine M-1-Bit-Amplitudenziffer Z festlegen. Ein Multiplexer mit M-1 Leitungen ist erforderlich, wobei seine Auswahleingänge die M-1 niedriger bewerteten Zählerbits empfangen. Die Multiplexer-Ausgänge sind dann derart gepaart, daß jede Amplitudenziffer Z, die die Multiplexer-Auswahlziffer ist, die gleiche Ausgangsleitung wie die Amplitudenziffer Z" auswählt, wobei ~Z das binäre Einer-Komplement von Z darstellt. Die momentane Phase von θ ist dann eine Funktion von M und Z entsprechend der folgenden Gleichung:

_Q _ 90°.(2Z+1)

(M-1)
2

Um eine Sinusschwingung mit der momentanen Phase θ zu erzeugen, muß die Verstärkung G entsprechend proportional zu sin θ sein, oder in mathematischen Ausdrücken, gleich Gasin Θ.

Die Verstärkung G wird dadurch zu einer Funktion von θ gemacht, daß die 2 ~ -Paare von Multiplexer-Ausgängen mit den jeweiligen 2 ~* -Dämpfungswiderständen verbunden werden, wobei jeder Widerstand eine von 2 ^l -Verstärkungseinstellschaltungen zur Auswahl von Werten einer angenähert sinusförmigen Dämpfungsver-

=yiMf'Y

33"

33"26HV

Stärkung G in dem Dämpfungsglied-Signalpfad über ein Phasenintervall einer Viertelperiode oder von 90° bildet. Das Viertelperioden-Phasensignal ist dann durch die Amplitudenziffern Z festgelegt, die von 0 bis 2 " -1 reichen, wodurch aufeinanderfol-

/¹JyI O \

gend die 2 -Dämpfungswiderstände ausgewählt wer den.

Die Binärziffer N muß nicht gleichförmig vergrößert oder verkleinert werden und die Rate, mit der der Zähler in Vorwärtsrichtung oder Rückwärtsrichtung weitergeschaltet wird, kann tatsächlich für phasenstarre Funktionen veränderlich sein, so daß der Zähler im Ergebnis ein zifferngesteuerter Oszillator ist. In gleicher Weise kann die Rate, mit der der Zähler 20 nach Figur 1 weitergeschaltet wird, unter Verwendung einer Signalquelle für eine veränderliche Eingangsfrequenz F. , beispielsweise unter Verwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators geändert werden. Obwohl der Multiplexer nach Figur 1 sechzehn Ausgangsleitungen aufweist, denen jeweils ein ubertragungsgatter vom Eingang IN aus zugeordnet ist, könnte die Funktion, die der Multiplexer 21 mit seinen gepaarten komplementären Ausgängen erfüllt, auch ausschließlich durch sechzehn ubertragungsgatter erfüllt werden, wobei jedes ubertragungsgatter durch die jeweilige Auswahl-Eingangsziffer oder deren Komplement aktiviert werden könnte. Der Multiplexer 21 nach Figur 1 ist eine Schaltung, die eine Pecodierlogik und Ubertragungsgatter aufweist. Alternativ könnte ein Zähler mit decodierten Ausgängen verwendet

werden und ODER-Verknüpfungsglieder könnten zur Kombination der komplementären decodierten Ausgänge zur Aktivierung einzelner Übertragungsgatter verwendet werden. In allgemeiner Form stellt die Zähler- und Multiplexer-Kombination eine Einrichtung zum zyklischen Einschalten der sinusförmig bewerteten Widerstände 24 in den Signalpfad des Dämpfungsgliedes dar, so daß das Schalten in Abhängigkeit von komplementären Zählerzuständen die gerade Symmetrie der Sinusschwingung um ihre Maxima und Minima ausnutzt. Weiterhin kann die komplementäre Vollskalen-Paarung ein binäres Zweier-Komplement anstelle des binären Einer-Komplementes zur Paarung verwenden. In Figur 1 könnte beispielsweise die Multiplexer-Leitung 0 freigelassen werden, während die Leitungen 1 und 15 gepaart sind und den Widerstand R_n auswählen, während die Leitungen 2 und 14 gepaart sind und den Widerstand R. auswählen, usw., bis schließlich die Leitungen 7 und 9 gepaart sind und den Widerstand Rr auswählen, während die Leitung 8 als solche den Widerstand R„ auswählt. In diesem Beispiel sind die gepaarten Auswahlziffern, die durch die Logikpegel an den Auswahlleitungen A bis D des Multiplexers 21 festgelegt sind, binäre Zweier-Komplemente voneinander. Es ist für den Fachmann zu erkennen, daß die Verwendung des Zweier-Komplementes anstelle des Einer-Komplementes zu einer Phasenverschiebung führt, wobei die Phase Θ. in Grad für die erste Viertelschwingung der Sinusschwingung dann eine Funktion des Index i der Widerstände R_n bis R₇ entsprechend

jj26 i 4 /

der folgenden Gleichung ist:

. 90°» (21)

In gleicher Weise ist die Phase 9„ in Grad der Sinusschwingung im Bereich von -180° bis +180° eine Funktion des Binärzustandes N des Zählers 20, wobei N = CQi|> Qo» Qp» Q-i» Qq Ii ^die durch die folgende Gleichung bestimmt ist:

- 180

_ 90°· (2N) _1flno

16

Der oben verwendete Begriff einer komplementären VoIlskalenpaarung umfaßt damit sowohl eine Paarung mit dem Zweier-Komplement als auch mit dem Einer- Komplement, wobei die Summe der gepaarten Auswahlnummer entweder gleich der Anzahl der Multiplexer-Ausgangsleitungen oder gleich der Anzahl der Multiplexer-Ausgangsleitungen abzüglich des Wertes 1 ist.

Es ist weiterhin für den Fachmann zu erkennen, daß die Werte der Widerstände R_Q bis R„ geringfügig modifiziert werden könnten, um eine Abweichung von einer Sinusfunktion zu erzielen und um eine verzerrte Sinusschwingung zu erzeugen, wenn eine verzerrte anstelle einer reinen Sinusschwingungfunktion für eine spezielle Anwendung erforderlich ist.

Es ist weiterhin festzustellen, daß bei der beschriebenen Ausführungsform irgendeine Dämpfungsglied-Schaltung verwendet werden kann, die einen Eingang und eine

veränderliche Impedanz aufweist und die eine Dämpfung des Eingangssignals zum Ausgang der Schaltung hin bewirkt. Selbstverständlich können auch Verstärker mit einer Verstärkung von größer als 1,0 verwendet werden, die entsprechend einem sinusförmigen Diagramm bewertet sind. Weiterhin kann anstelle des Widerstandsspannungsteilers gemäß Figur ein Integrator mit einer einstellbaren Stromquelle verwendet werden, wie dies in Figur 4 gezeigt ist. Der geschaltete Schaltkreis 39' ist hier ein Serienelement mit einem änderbaren Widerstand R., der einen allgemein mit 41 bezeichneten Integrator speist, der eine kombinierte Dämpfungs- und Glättungs- oder Tiefpaßfilterfunktion übernimmt. Der Integrator 41 besteht aus einem Operationsverstärker 42, einem Integrationskondensator 43 und einem Rückführungswiderstand 44 für eine Gleichstromvorspannung des Operationsverstärkers 42. Weil das Ausgangssignal des Integrators 41 direkt proportional zum Eingangsstrom und damit zum Widerstand R.' ist, sollten die unterschiedlichen Widerstandswerte des änderbaren Widerstandes R.¹ invers bezüglich sin Θ. bewertet sein. Diese Bewertung entspricht der vorletzten Spalte der Tabelle nach Figur 3-

Die Schaltung nach Figur 4 weist weiterhin Eingangsgatter oder Schalter 45 und 46 (beispielsweise vom CMOS-Typ 4016) auf, um eine Eingangsbezugsspannung +V, -V festzulegen, die unabhängig von dem Spannungspegel an dem höch3tbewerteten Bit Q₁. des Zählers nach Figur 1 ist. Die Schalter 45, 46 werden entge-

.:..-.. ..- ; -3326H7

gengesetzt angesteuert, und zwar über einen Inverter 47, der den Schalter 46 ansteuert.

Die Schaltung nach Figur 4 weist weiterhin einen Integrator-Ausgangsabschnitt auf, der allgemein mit 48 bezeichnet ist, und eine Sinusschwingung erzeugt, die gegenüber der ersten Sinusschwingung um 90° nacheilt. Das erste Ausgangssignal F . an dem Ausgang des Operationsverstärkers 42 kann damit als Kosinusschwingung bezüglich der Zustände des Zählers 20 bezeichnet werden, während das Ausgangssignal F'' . des Integrators 48 eine Sinusschwingung bezüglich des Zählers 20 ist. Die Sinus-/Kosinus-Beziehung dieser zwei Ausgangssignale ist in idealer Weise zur Ansteuerung von Resolvern, Inductosyn-Bauteilen oder anderen Einrichtungen geeignet, die zwei Sinusschwingungssignale in Phasenquadratur benötigen.

Es ist zu erkennen, daß die Verwendung eines zusätzlichen Integrators gemäß Figur 4 zur Erzeugung von Quadratur-Sinusschwingungsausgangssignalen den Nachteil aufweist, daß die Sinusschwingungsausgangssignale nicht symmetrisch sind und ihre gegenseitige Phasenlage aufgrund von Bauteiländerungen ändern können, und zwar unter Einschluß einer Phasenverschiebung aufgrund der Gleichstromvorspannung des Integrators 48. Symmetrische Ausgangssignale können unter Verwendung von zwei getrennten digital angesteuerten Sinusschwingungsgeneratoren erzielt werden, von denen einer einen Zähler aufweist, der bei Auftreten einer bestimmten Phase des anderen Binärzählers rückgesetzt wird, wie dies in

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Figur 5 gezeigt ist. Wenn der mit dem Rücksetzeingang R versehene Zähler 20a bei Auftreten des Zählzustandes 11000 des anderen Binärzählers 20b beispielsweise unter ¥er^r?endung eines UND-Verknüpfungsgliedes 50 und eines Differenziergliedes zurückgesetzt wird, was durch einen Kondensator 51 und einen Widerstand 52 gebildet ist, so liefert der von dem Zähler 20a angesteuerte Sinusschwingungsgenerator (geschalteter Schaltkreis 39a und Glättungseinrichtungen 40a) eine Kosinusschwingung F¹¹' _t> während der durch den Zähler 20b angesteuerte Sinusschwingungsgenerator (geschalteter Schaltkreis 39b und Glättungseinrichtung 40b) eine Sinusschwingung F^lflt . liefert.

Für Nachrichtenübertragungsschaltungen ist es in vielen Fällen erwünscht, die Phase der Sinusschwingung mit 0 oder 180° in Abhängigkeit von dem Zustand eines Eingangsdaten-Bits zu modulieren. Zu diesem Zweck wird gemäß Figur 6 der höchstbewertete Binärzähler-Ausgang Q₄ über ein EXKLUSIV-ODER Verknüpfungsglied 60 moduliert, um ein phasenmoduliertes binäres Ausgangssignal Q'% zur Verwendung anstelle des Ausgangssignals Q₁. zu erzeugen, das den geschalteten Schaltkreisen der Figuren 1, 4 oder 5 zugeführt wird. Es ist weiterhin wünschenswert, daß die Phase der Sinusschwingung lediglich beim Nulldurchgang der Sinusschwingung umgekehrt wird. Dies wird gemäß Figur 6 durch Verzögern der Eingangsdaten-Bits Q. in einem D-Flip-Flop-Zwischenspeicher 61 erreicht, der beim negativ verlaufenden Übergang des zweithöch3tbewerteten Binärzähler-Bits Q^ aktiv ist. Die richtige Übergangspolarität wird un-

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ter Verwendung eines Inverters 62 verwendet, wenn die D-Flip-Flop-Schaltung 61 bei einer positiv verlaufenden oder Anstiegsflanke aktiv ist. Die Taktleitung an die D-Flip-Flop-Schaltung 61 kann an die Datenbit-Generatorschaltungen zurückgeführt werden, um die erforderliche Datenrate festzulegen.

Die Schaltung nach Figur 4 kann weiterhin als Sinusschwingungs-Ringmodulator (d.h. als Vierquadrant-Multiplizierer, der eine Multiplikation mit einer Sinusschwingung durchführt) dadurch arbeiten, daß die Bezugsspannungen +V und -V unter Verwendung eines Analog-Eingangssignals S. erzeugt werden. Dies heißt mit anderen Worten, daß das Dämpfungsglied in Serie mit einem Ringmodulator angeordnet wird, wobei der lineare Eingang des Ringmodulators das Analogsignal S. empfängt, während der andere Eingang des Ringmodulators das höchstbewertete Zähler-Bit Q₂. empfängt. Ein Ringmodulator vom Schaltertyp kann beispielsweise dadurch aufgebaut werden, daß ein Polaritäts-Umkehrnetzwerk gemäß Figur 7A oder 7B vor den Eingangsbezugsschaltern 45, 46 der Schaltung nach Figur 4 angeordnet wird. Das Polaritäts-Umkehrnetzwerk nach Figur 7a verwendet einen mittelangezapften Zwischenfrequenztransformator, der allgemein mit 70a bezeichnet ist, während das Netzwerk nach Figur 7B einen Inverter mit einer Verstärkung von 1 verwendet, der allgemein mit 70b bezeichnet ist und zwei angepaßte Widerstände aufweist, die allgemein mit 71 bezeichnet sind. Obwohl ein schaltender Modulator in Figur 4 gezeigt ist, ist es für den Fachmann gut bekannt, daß die Ringmodu-

latorfunktion durch andere Arten von symmetrischen Modulatoren erfüllt werden kann, beispielsweise durch Diodenringmodulatoren und durch Gegentaktmodulatoren vom Differenzverstärker-Typ.

Wenn die Schaltung nach Figur 4 mit der Schaltung nach Figur 1 verglichen wird, so ist zu erkennen, daß die Widerstandswerte R_Q bis R- nach Figur 1 allgemein gleichförmig über einen weiten Bereich verteilt sind. Damit können diese Widerstandswerte leicht unter Verwendung einzelner Bauteile für die Widerstände R^ erreicht werden. Für die Schaltung nach Figur 4 liegen die Widerstandswerte der Widerstände (Figur 3, vorletzte Spalte) weitgehend in angenähert dem gleichen Größenbereich. Weil Präzisionswiderstände mit Widerstandswerten, die sich lediglich um wenige Prozent unterscheiden, relativ aufwendig sind, ist die Tannenbaumschaltung nach Figur 8 gegenüber der Verwendung einzelner Bauteile für die Widerstände R_Q bis R₇ vorzuziehen. Bei der Schaltung nach Figur 8 wird die prozentuale Änderung der Verhältnisse von benachbarten Widerstandswerten bei normalen Bauteiltoleranzen nicht wesentlich geändert. Das Verhältnis der Effektivwerte der Widerstände R'g und R'₇ weicht beispielsweise nicht mehr als um ungefähr 4 1/2% von dem konstruktiv festgelegten Wert ab, wenn eine 5 oder 10%ige Änderung des Wertes des 2,2 Kiloohm-Widerstandes 63 auftritt.

Für Dickfilm-, Dünnfilm-Widerstände oder für monolithisch integrierte Widerstände wird die Schaltung nach Figur bevorzugt, weil die Widerstände sehr leicht hergestellt werden können. In Figur 9 bilden die Widerstände einen

Spannungsteiler, der allgemein mit 80 bezeichnet ist und der durch das Eingangssignal X¹¹ angesteuert wird und sinusförmig verteilte Anzapfungen aufweist. Die gewünschte Anzapfung wird elektronisch durch einen Multiplexer 21' ausgewählt (der in einem "entgegengesetzten" Sinn zu dem Multiplexer nach Figur 1 angeschaltet ist), wobei das sinusförmige Treppensignal am Anschluß IN¹ auftritt. Das Multiplexer-Ausgangssignal wird in einem Tiefpaßfilter gefiltert, das allgemein mit 81 bezeichnet ist, so daß eine gleichförmige geglättete Ausgangsschwingungsform F"¹¹¹ . erzeugt wird. Wenn die Schaltung gemäß Figur 9 in integrierter Form ausgeführt ist und unter der Annahme, daß es einfacher ist, ODER-Verknüpfungsglieder herzustellen, als Übertragungsgatter, ¹SO sollte der Multiplexer 16 Übertragungsgatter aufweisen, die über eine logische ODER-Verknüpfung von denen komplementären Zählerzuständen gemäß Figur 9 aktiviert werden.

Aus der vorstehenden Beschreibung ist zu erkennen, daß der digital angesteuerte Sinus-/Kosinusgenerator und -modulator ein grundlegender Baustein für Instrumentations- und Nachrichtenübertragungsschaltung ist, so daß seine Anwendung nicht beschränkt ist.

So haben bei allgemeinen Instrumentationsanwendungen viele Wandler vorzugsweise ein sinusförmiges Eingangssignal und sie weisen ein Ausgangssignal auf, das durch den zu messenden Parameter amplituden- oder phasenmoduliert ist. Derartige Wandler reichen von Resolvern in Maschinensteueranwendungen zu Magnetflußgattern für

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Magnetfeldmessungen, und zwar unter Einschluß von
verschiedenen Arten von Induktivitäts- und Kapazitäts-Wandlerbrücken. In all diesen Fällen ist es
erwünscht, einen digitalen Phasenbezug zu verwenden, wobei die Bezugsphase durch eine Ziffer angezeigt
ist, die in binärer Schreibweise am Ausgang des Zählers 20 oder dergleichen zur Verfügung steht. Dies
ermöglicht es, einen sehr stabilen digitalen Bezugswert von einem quarzgesteuerten Oszillator zu gewinnen. Hierbei kann weiterhin eine digitale Darstellung der Bezugsphase verwendet werden, und zwar entweder
zur numerischen Bestimmung der Wandler-Ausgangsphase oder zur Erzeugung eines Bezugs-Sinus schwingungssignals mit einer bestimmten Phasenversetzung für einen zugehörigen digital gesteuerten Sinusschwingungsdemodulator zur Bestimmung der Ausgangsamplitude und Polarität des Wandlers.

Ein Sinusschwingungssignal kann durch Integrieren oder Filtern eines digitalen Signals auch bei bekannten Verfahren gewonnen werden, doch ergibt sich hierbei der Nachteil, daß die Amplitude und Phase des sich ergebenden integrierten Signals mit Bauteiltoleranzen und insbesondere mit Kapazitätsänderungen ändern kann. Die Kapazitätsänderungen sind insbesondere bei niedrigen Frequenzen schwierig zu beherrschen, bei denen große . Kapazitätswerte oder hohe Spaltungsimpedanzen in dem Integrator erforderlich sind, wobei das gleiche Pro-

**"" blem bei hohen Frequenzen auftritt, bei denen Streu

kapazitäten von Bedeutung sind.

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Weiterhin kann bei Nachrichtenübertragungsanwendungen ein digitalgesteuerter Sinusschwingungsgenerator und -modulator für Aufgaben verwendet werden, bei denen üblicherweise Ring- oder Gegentaktmodulatoren verwendet werden. Die digitale Ansteuerung für den Modulator kann von einem Quarzoszillator oder von der Teilerkette eines phasenstarren Synthesizers oder eines spannungsgesteuerten Oszillators gewonnen werden. Es sei darauf hingewiesen, daß der Gegentakt- oder Ringmodulator ein grundlegender Baustein für Modulatoren, Demodulatoren und Frequenzwandler ist. Modulatoren sind grundlegende Bausteine von beispielsweise Frequenzsynthesizern, Tastaturgeneratoren, Modems und kohärenten Sendern und Empfängern. Als Dektektoren werden Gegentakt- oder Ringraodulatoren typischerweise in phasenstarren Schleifen, Tondekodern und in Frequenzmodulationsdetektoren und synchronen Detektoren verwendet. Die Verwendung des vorstehend beschriebenen Sinusschwingungsgenerators und -modulators in einer phasenstarren Schleife ermöglicht beispielsweise eine präzise Erfassung eines Signals, das von breitbandigem Rauschen überdeckt ist, wobei sich eine digitale Darstellung der Phase des Signals ergibt, auf das die phasenstarre Schleife aufgerastet ist. Für die Frequenzumsetzung und kohärente Detektorschaltungen, wie z.B. eine sogenannte Costas-Schleife (Literaturstelle Costas, J.P., Synchronous Communication, Proc. IRE, Vol. 44, S. 1713-18) stellt die Verwendung einer Vielzahl der vorstehend beschriebenen Sinusschwingungsgeneratoren und -modulatoren, die durch Schaltungen ähnlich der Schaltung nach Figur 5 auf eine genaue Phasenanordnung eingerastet sind, sicher, daß die Phasenbezüge absolut stabil sind. Gleichphasige und Quadaratur-Phasen-Bezugsoszillatoren

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sind grundlegende Bausteine für kohärente Sende- und Empfangsverfahren, wie z.B. PRK, MSK, für eine digitale Breitspektrum-Aussendung und -Empfang und für Mehrpegel-Phasenschiebermodems, wobei bei allen diesen Anwendungen die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen von Sinusschwingungsgeneratoren mit Vorteil verwendet werden können.

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Claims

Patentanwälte * .·: :.: : _:* . p1«I.Vlng. Curt Wallac

Europäische Patentvertreter"'"' '"''' Ölpl.-Ing. Günther Koc

^K Dipl.-Phys. Dr.Tino Haibac

European Patent Attorneys «-"Κ¹· ¹J^

Djpl.-Ing. Rainer Feldkam D-8000 München 2 · Kaufingerstraße 8 · Telefon (0 89) 2 60 80 78 · Telex 5 29 513 wakai

Datum: 20. Juli 1983

AMCA INTERNATIONAL CORP. Unser Zeichen: 17 727 - F/r

Signalgenerator

Patentansprüche

Signalgenerator mit einem digitalen Zähler, der ein eine Phasenziffer definierendes digitales Ausgangssignal liefert, das ein höchstbewertetes Bit-Ausgangssignal und niedriger bewertete Ausgangssignale einschließt, wobei die niedriger bewerteten Ausgangssignale eine Amplitudenziffer definieren und mit einem Netzwerk von Impedanzen und Analogschaltern, wobei die Analogschalter in Abhhängigkeit von dem digitalen Ausgangssignal

■ν des Zählers steuerbar sind und das Netzwerk ei

nen Ausgangsknoten aufweist, der das Ausgangssignal des Signalgenerators liefert, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (39 ; 39^T; 39a,39b; 21',8O) eine digital gesteuerte, eine einstellbare Verstärkung aufweisende Schaltung mit einem Analogeingang (X;X';X'^T) ist, der in Abhängigkeit von dem höchstbewerteten Bit-Ausgang (Q₁.) des Zählers (20;20A,20B) angesteuert ist, und daß der Verstärkungsfaktor der eine einstellbare Verstärkung aufweisenden Schaltung für jeden der beiden

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komplementären Werte der Araplitudenziffer gleich ist.
2. Signalgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der höchstbewertete Bit-Ausgang (Q^) des Zählers (20;20a,20b) direkt mit dem Eingang (X;X';X^lf) der digital gesteuerten, eine einstellbare Verstärkung aufweisenden Schaltung (39;39';39a,39b;21',80) verbunden ist, so daß ein eine konstante Amplitude aufweisendes periodisches Signal erzeugt wird.
3. Signalgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Analogeingang (X') der digital gesteuerten, eine einstellbare Verstärkung aufweisenden Schaltung (39') durch das Ausgangssignal eines Gegentaktmodulators (45 bis 47) angesteuert ist, daß der Gegentaktmodulator ein Amplitudensteuersignal an seinem symmetrischen Eingang (+V,-V) empfängt und daß der Gegentaktmodulator das höchstbewertete Bit-Ausgangssignal des Zählers an seinem anderen Eingang empfängt, so daß ein periodisches Signal erzeugt wird, das mit dem Amplitudensteuersignal amplitudenmoduliert ist.
4. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der digital gesteuerten, eine einstellbare Verstärkung aufweisenden Schaltung (39;39';39a,39b; 21»,80) eine allgemein sinusförmige Funktion der Amplitudenziffer ist.

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5. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor der digital gesteuerten, eine einstellbare Verstärkung aufweisenden Schaltung (39; 39';39a,39b;21',80) für Paare von Amplitudenziffern gleich ist, die Vollskalen-Komplemente zueinander sind.
6. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichne t, daß ein Tiefpaßfilter (3O;41,48;40a,40b;8i) zur Glättung des Ausgangssignals der digital gesteuerten, eine veränderliche Verstärkung aufweisenden Schaltung vorgesehen ist.
7. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler ein N-Bit-Binärzähler ist, daß die Analogschalter einen N-1-Binärraultiplexer (21;21') umfassen, daß die N-1-Steuereingänge des Multiplexers die N-1 niedrigst bewerteten Ausgangssignale des Binärzählers empfangen und daß die Mutliplexerausgänge, die durch binäre komplementäre Amplitudenziffern ausgewählt werden, parallel geschaltet sind.

ORIGINAL INSPECTED

ORIGINAL INSPECTED