DE1512173A1 - Demodulator - Google Patents

Description

Dipl.-Ing. Dipl. οβα ρΛΛ.

DIETRICH LEWINSKY 1*10

PATENTANWALT I O I 2

8 München 21 - Gotthardstr. 81

Telefon 56 17 62

P 15 12 173.0 10.1.1969

4589/II-La

Compagnie Francaise Thomson Houston-Hotchkiss Brandt Paris 8, Boulevard Haussmann 173 (Frankreich)

"Demodulator"

Französische Priorität vom 17. Juni 1966 aus der französischen Patentanmeldung 65 956 (Seine)

Die Erfindung betrifft einen Demodulator für Signale digitaler Daten, bei denen fortlaufende Datenbits durch winkelmodulierte, nämlich frequenz- und phasenmodulierte, die Digitalmodulationsfrequenz festlegende Intervalle einer Trägerwelle kodiert sind.

Die Methode der Demodulierung eines Signals, in welchem Datenbits durch eine differentielle Phasenumkehr-Modulation einer üblichen Trägerwelle dargestellt sind, umfaßt die Abtastung der Signalamplitude in einer Tastrate, die im wesentlichen j ein ganzes Vielfaches der Modulationsrate, beispielsweise das

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Achtfache ist, das Bilden der algebraischen Summe ¹U + &·

K K—o

der Amplitudenabtastungen entsprechenden Ranges in aneinanderliegenden kennzeichnenden Intervallen und das Speichern und Aufsummieren der Absolutwerte dieser algebraischen Summen über ein volles Intervall, um ein Signal zu bilden, das die Menge

i = k-7

1-8

darstellt.

Dieses Signal ändert sich schrittweise zwischen einem oberen und einem unteren Pegel. Der augenblickliche Wert dieses Signals wird mit einem mittleren Bezugswert verglichen, um eine Wellenform mit zwei Pegeln zu erzeugen, die die demodulierten Bits des Eingangs-Informationssignals darstellt. Abänderungen dieser Methode zur Bearbeitung von Eingangssignalen mit verschiedenen Modulationsmethoden sind möglich.

Bei der Fernübertragung von numerischen Daten, Fernmeßverbindungen, Fernsteuerungen und ähnlichen Fällen ist es üblich, die Bits binärer Zählung als winkelmodulierte, nämlich frequenz- und phasenmodulierte Abschnitte einer Trägerwelle darzustellen. Diese Abschnitte bestimmen die kennzeichnenden Intervalle der Modulation. Beispielsweise können 1-Bits als Phasenumkehr zu bestimmten Augenblicken einer Trägerfrequenz dargestellt werden, während das O-Bit durch die Nicht-Phasenumkehr der Trägerfrequenz dargestellt wird. Diese Darstellungsweise ist als "differentielle Phasenumkehrmodulation¹¹ bekannt. In einem anderen Beispiel können 1-Digits als ein einen oder mehrere Zyklen einer ersten Trägerfrequenz umfassender Abschnitt dargestellt v/erden, während O-Digits als gleicher Zeitabschnitt einer anderen Trägerfrequenz dargestellt werden. Diese Darstellungsweise ist als ""Frequenzschlüsselmodulation¹¹ bekannt.

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.*:.-..^ --^::- 909829/0 7 5 9

Winkelmodulierte digitale Signale dieser allgemeinen Art können natürlich mittels der direkten Verwendung von Phasenoder Frequenzdiskrxminatoren demoduliert werden. Diese Komponenten sind jedoch beträchtlich, empfindlich in der Einstellung und unzuverlässig, wenn man sie mit den heutzutage verwendeten Digitalgeräten vergleicht, noch können sie wie die Digitalgeräte als integrierte Schaltungen ausgeführt werden.

Es wurden folglich verfeinerte Demodulatxonstechniken für die beschriebene Signalart bekannt, die grundsätzlich das Abtasten der Homentanwerte eines Eingangssignals mit einer Tastfrequenz, die ein ganzes Vielfaches der Modulationsfrequenz ist, enthalten und die algebraischen Vorzeichen der abgetasteten Amplituden über eine Anzahl von Tastperioden speichern, die zumindest einem vollständigen kennzeichnenden Intervall entspricht. Dabei vjird jedes Signal eines Ilalbzyklus positiv oder negativ je nachdem, ob die Vorzeichen der Amplitudentastwerte vorherrschend positiv oder negativ sind. Diese Technik, die beträchtlich zuverlässiger als das direkte Demodulationsverfahren ist, hat ihre Grenzen. L's ist durchaus möglich, daß ein Rauschdurchbruch eine Mehrzahl von beispielsweise Minuszeichen in einem negativen Halbzyklussignal auslöscht und dieses dann als ein positives Ilalbzyklus signal interpretiert wird, wodurch die gesamte folgende Information durcheinandergebracht werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Demodulator der eingangs genannten Art zu schaffen, der wesentlich einfacher, zuverlässiger und wirksamer als jeder bekannte Modulator ist und durch welchen Eingangssignale mit verringertem Störabstand wirksam bearbeitet werden können. Diese Aufgabe ist bei dem hier vorgeschlagenen Demodulator vor allem gelöst durch einen Abtaster, der die Amplituden der Signale in Augenblicken abtastet, die die Tastfrequenz, die ein ganzes Vielfaches der

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8AO ORIGINAL

Digitalmodulatxonsfrequenz ist, festlegen, weiterhin durch einen Addierer zum algebraischen Addieren der Paare entsprechender Tastwerte in aneinanderliegenden Intervallen, wobei jedes zu einem Wert ungleich Null addierte oder'sich aufhebende Paar durch die Folge der Datenbits bedingt ist, ferner durch einen Speicher.und ein Summierwerk zum Speichern bzw. Zusammenzählen der Absolutwerte der algebraischen Summenwerte über eine vorbestimmte eine Anzahl von Tastperioden umfassende Periode und schließlich durch einen Vergleicher zum Vergleichen des Gesamtergebnisses mit einem festen Bezugswert und zum Erzeugen eines Signals von einem oder dem anderen von dem Vergleich abhängigen Digitalwert.

In einer anderen Ausführungsform wird die Tastperiode derart bestimmt, daß sie ein kennzeichnendes Intervall der Signalwelle umfaßt.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist zum digitalen Kodieren der Tastwerte ein Kodierer vorgesehen. Dabei besitzt der Addierer, der Speicher und das Summierwerk digital arbeitende Schaltungen.

In einer anderen Ausführungsform besitzt der Speicher ein Schieberegister.

In einer weiteren Ausführungsform besitzt das Summierwerk einen Additions-Subtraktionszähler.

In einer anderen Ausführungsform besitzt der Addierer zwei Kanäle, von.denen einer eine eingeschleifte Verzögerungsleitung aufweist. Dabei kann diese Verzögerungsleitung ein Schieberegister besitzen.

In einer anderen vorteilhaften Ausführungsform besitzt der Abtaster zwei Kanäle, von denen einer einen eingeschleiften

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Phasenschieber zur Verschiebung der Phase des Eingangssignals um einen bestimmten Wert aufweist.

In einer anderen Ausführungsform besitzt der Vergleicher eine digitale Vergleicherschaltung und zugeordnete logische Schaltungen.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform werden die Tastperioden derart bestimmt, daß sie innerhalb eines kennzeichnenden Intervalls liegen. Dabei addiert der Addierer die Tastwerte einander entsprechender Reihenfolge in benachbarten Interfallen.

Die Erfindung verwendet nicht nur die Vorzeichen einer Reihe von Amplitudentastwerten, sondern die integrierten oder zusammengefaßten Werte dieser Tastwerte, um daraus die Ausgangsinformation abzuleiten. Die Möglichkeit eines Fehlers ist beträchtlich verringert und die Zuverlässigkeit des Demodulationsvorganges ist dementsprechend im Vergleich zu den früher verwendeten Methoden verbessert. Außerdem wird eine präzise Synchronisation unwesentlich.

In der Zeichnung ist ein Demodulator der erfindungsgemäßen Art in beispielsweise gewählten Ausführungsformen im Schaltbild und die Erfindung erläuternden Diagrammen veranschaulicht. Es zeigen:

Fig. 1 einen Satz Wellenformen zur Erklärung der durch die Erfindung verwendeten Modulationsmethode bei einer mit differentieller Phasenumkehr modulierten Welle, die eine volle Trägerwelle für ein kennzeichnendes Intervall verwendet,

Fig. 2 ein zumeist in Blockform gehaltenes Schaltbild eines erfindungsgemäßen Demodulators für die Modulationsform nach Fip;. 1,

— b —

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— b —

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Summierwerks (oder "Digitalfilter"), wie es bei dem erfindungsgemäßen Demodulator verwendet wird,

Fig. U den in Fig. 1 gezeigten ähnliche Wellen, die mit differentieller Phasenumkehr in einer ungeraden Zahl (drei) von Trägerhalbwellen pro Digitzyklus moduliert sind,

Fig. 5 weitere Wellenformen, die mit differentieller Phasenumkehr mit einer ungeraden Zahl (drei) von Trägerviertelwellen pro Digitzyklus moduliert sind,

Fig. 6 ein dem in Fig. 2 gezeigten ähnliches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Demodulators zur Demodulation einer Welle der in Fig. S gezeigten Art,

Fig. 7 einen Satz von den in Fig. 1, H und 5 gezeigten ähnlichen Wellenformen, die nach der Frequenzschlüsselmodulation moduliert sind,

Fig. 8 ein den in Fig. 2 und 6 gezeigten ähnliches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Demodulators für eine Eingangswelle der in Fig. 7 gezeigten Art,

Fig. 9 eine Ausführungsform eines Teils der Schaltungen der Fig. 2, 6 und 8.

In Fig. 1 zeigt die oberste Kurve A ein digital kodiertes Analogsignal, das in der sogenannten differentiellen Phasenumkehr moduliert ist. Wie hier gezeigt, sind 1-Bits durch eine Phasenumkehr zwischen anliegenden vollen Zyklen (180°) einer Trägerwelle dargestellt, während O-Bits durch keine Phasenumkehr zwischen anliegenden vollen Zyklen die Welle dargestellt sind. Das· Diagramm zeigt sieben fortlaufende Bits, die die binäre Zahl 10 110 0 1 bilden.

f * f

Der Zweck des in bezug auf Fig. 2 zu beschreibenden Dekodiersystems nach der Erfindung ist es, diese Analogsignale zu dekodieren und sie in eine übliche binäre Impulsfolge zu übertragen, wie z.B. in eine Impulsfolge der mit der untersten Kurve D der Fig. 1 gezeigten Art.

In Fig. 2 wird gezeigt, daß das Signal an einem Eingangsanschluß 2 empfangen wird, der z.B. ein Anschluß irgendeiner Übertragungsleitung, z.B. einer Telefonleitung, für gewöhnliche Tonfrequenz sein kann. Das ankommende Signal wird an eine Filterverstärkerstufe H gelegt und danach an einen Verstärker mit veränderlichem Verstärkungsgrad, der eine Regelschleife 8 zur selbständigen Verstärkungsregelung aufweist, die in üblicher Art und Weise zur Unterdrückung von unechten Amplitudenschwankungen des Eingangssignals, die durch veränderliche Ausbreitungsbedingungen oder aus anderen Gründen hervorgerufen wurden, arbeitet. Das amplitudengeregelte Signal wird dann an einen Abtaster 10 gelegt, in dem die augenblickliche Amplitude des modulierten Signals zu durch an die Abtaster schaltung 10 von einem Zeitbasisgerät 12 angelegte gleichzeitige Impulse bestimmten Momenten abgetastet wird. Die Zeitbasisfrequenz des Zeitbasisgerätee 12 (Uhrgenerator) soll etwa ein ganzes Mehrfaches der Modulationsfrequenz innerhalb des Eingangssignales sein. Es wird hier angenommen, daß sie im wesentlichen das 8-fache der Digitfolgefrequenz (Wiederholungsrate) ist, d.h. in.diesem Fall die 8-fache Trägerfrequenz. Die Zeitbasisfrequenz muß nicht notwendigerweise eine bestimmte Phasenbeziehung mit der Eingangssignalfrequenz und keinen Synchronismus damit haben.

In diesem Zusammenhang ist zu bemerken, daß unter idealen Bedingungen, d.h. im Fall eines präzisen Frequenzsynchronismus und bei Abwesenheit von Rauschen und Störungen der erfindungsgemäße Modulator dann korrekt arbeiten würde, wenn die

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Frequenz der an den Abtaster 10'angelegten Impulse nicht größer als die Modulationsrate des Eingangssignals ist, wie dies im folgenden gezeigt werden wird. In praktischen Fällen ist es jedoch vorteilhafter, eine wesentlich höhere Tastfrequenz als die Modulationsrate d.h. in dem angeführten Beispiel, die 8-fache Frequenz zu verwenden, wodurch weitestgehend störende Effekte der Desynchronisation und des Eingangssignalrauschens verringert werden. Der Abtaster lOerzeugt eine Ausgangsspannung in Form von scharf begrenzten mit S in Fig. 1 (A) bezeichneten Impulsen, die eine Dauer und eine Wiederholungsfrequenz haben, die der Dauer und der Wiederholungsfrequenz der Zeitimpulse von dem Zeitbasisgerät 12 entsprechen, und eine Größe, die dem Momentanwert des modulierten Signals zum Abtastzeitpunkt entspricht. Diese Tastimpulse werden an einen Analogdigitalkonverter 14 gelegt, in welchem jeder Tastimpuls S in eine Digital-kodierte Gruppe übertragen wird, die z.B. eine binäre Darstellung der Spannungsgröße des Tastimpulses ist. Im vorliegenden Beispiel werden die Tastwerte S durch vier-Bit-Kodegruppen dargestellt. Dabei dient ein Bit zur Kennzeichnung des Vorzeichens und drei Bits zur Kennzeichnung des Absolutwertes, der dadurch 8 verschiedene Vierte einnehmen kann. Dadurch wird diese Kodierung im wesentlichen unabhängig von präzisem Synchronismus.

Der Analogdigitalkonverter 14 kann kodierte Ausgangssignale in Serie oder parallel erzeugen. In der beispielsweisen Ausführungsform wird die Parallel-Kodierung verwendet, wie dies durch die vier Ausgangsleitungen des Analogdigitalkonverters 14 gezeigt ist.

Die kodierten Ausgangssignale des Analogdigitalkonverters 14 werden Über Leitungen 16 an eine Gruppe von Eingängen eines Digitaladdierers 18, in diesem Fall ein Parallel-Binär-Addierer, gelegt. Diese Ausgangssignale des Analogdigital-

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konverters 14 werden ebenfalls über Leitungen 20 an den Eingang einer Schieberegisterschaltung 22 gelegt, die eine Anzahl von Schritten aufweist, die gleich der Zahl der Abtastungen pro Signalzyklus, z.B. 8 Schritte in diesem Fall, ist. Mit der hier gezeigten Vier-Bit-Parallelamplitudenkodierung würde die Schieberegisterschaltung 22 vier 8-stufige parallelgeschaltete Schieberegister umfassen. Jede Stufe von jedem der vier Register ist mit bekannten bistabilen Elementen aufgebaut. Schiebeimpulse werden an die Schieberegisterschaltung 22 über einen Schiebeimpulseingang 24 gelegt. Die Schiebeimpulse werden von dem Ausgang des Zeitbasisgerätes 12 an die entsprechenden Stufen der vier Parallelregister so angelegt, daß sie ihren Inhalt gleichzeitig schalten. Wenn die Ausgangssignale des Analogdigitalkonverters 14 eher Serien- als Parallelkodes sind, dann kann die Schrittregisterschaltung 22 acht aus vier Serien-Unterstufen bestehende Stufen umfassen (und 32 Stufen insgesamt versorgen). Die an die Unterstufen angelegten Schiebeimpulse würden eine der durch den Analogdigitalkonverter 14 erzeugte Bit-Wiederholungsfrequenz des Serienkodes entsprechende Frequenz besitzen.

Die Ausgänge der Schieberegisterschaltung 22, die in diesem Beispiel wie gezeigt als vier parallele Ausgangsleitungen erscheinen, werden an die zweiten Eingänge des binären Addierers 18 gelegt. Der Addierer arbeitet in der üblichen Art und Weise, um an seinem Ausgang, hier als ein Satz paralleler Leitungen gezeigt, binär kodierte den Absolutwert der algebrai schen Summe der Paare der gleichzeitig als parallelkodierte Signale an seinen entsprechenden Eingängen angelegten Binärzahlen darstellende Signale zu erzeugen.

Überblickt man die Vorgänge bis zu diesem Punkt, sieht man, daß zu jedem einzelnen Tastaugenblick t^. die an dem Ausgang des Addierers 18 erscheinende kodierte Zahl den Absolutwert

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der algebraischen Summe der zu diesem Moment abgetasteten augenblicklichen Signalamplitude ¹^ . und der zu dem Augenblick *]ς-8 ^{8 Zeitim}P^ulse früher abgetasteten Signalamplitude Ot darstellt. Diese zweite und frühere Signalamplitude tritt an dem Ausgang der Schieberegisterschaltung 22 auf, da dieses Register tatsächlich den es durchquerenden Signalen die 8-fache Verzögerung der Zeitbasisperiode verleiht. Aus dem Diagramm A der Fig. 1 ist ersichtlich, daß bei Nichtauftreten einer Phasenumkehr in dem modulierten Eingangssignal gerade vor der Abtastzeit t_k, wenn das gerade vor dem betrachteten Abtastmoment übertragene Datenbit gleich Null ist, die Ausgangsmenge j oc _k + öL_k_₈| des Addierers 18 im wesentlichen das Doppelte des Wertes der laufend getasteten Amplitude Oc (da ⁰^-J_0-8 ^ Oi. _k in diesem Fall) ist. Wenn andererseits eine Phasenumkehr des modulierten Eingangssignals stattgefunden hat, d.h. das gerade vor dem in Erwägung gezogenen AbtastZeitpunkt übertragene Bit gleich 1 ist, wie dies der Fall für den in dem Diagramm gezeigten Abtastzeitpunkt t, ist, dann ist die Ausgangsmenge | C* _k + c* _k_₈| des Addierers 18 im wesentlichen gleich Null (da in diesem Fall ÖL £χ -Cn. ). Es

k— ο k ist zu bemerken, daß diese Beziehungen präzis eintreffen bei dem Fall eines genauen Synchronismus und bei Abwesenheit einer Rauschstörung. Ansonsten treffen diese Beziehungen nur angenähert zu. Die Näherung ist jedoch ausreichend für ein korrektes Arbeiten über einen weiten Bedingungsbereich, infolge der vielen zu jedem Zeitpunkt gespeicherten Abtastungen.

Die Ausgangssignale des Addierers 18 werden über Leitungen 26 an einen ersten Eingang eines sogenannten Digitalfilters oder Summierwerks 28 gelegt. Diese Signale werden ebenfalls über Leitungen 30 an den Eingang einer Schieberegisterschaltung 32 mit 8 Stellungen gelegt, deren Ausgang an einen zweiten Eingang des Summierwerks 28 angelegt ist. Die Schiebe-

registerschaltung 32 ist in der Konstruktion und in der Arbeitsweise ähnlich der oben erwähnton Schieberegisterschaltung 22. Sie empfängt, wie gezeigt, ebenfalls Schiebeimpulse von dem Zeitbasisgerät 12.

Das unten in bezug auf "Fig. 3 ausführlicher beschriebene Summierwerk 28 erzeugt an seinem Ausgang eine digitale Menge, die die algebraische Surane der vorhergehenden Ausgangssignale dieser Schaltung plus dem neuen an seinem ersten (oberen) Eingang auftretenden Eingangsbetrag minus dem gleichzeitig an seinem zweiten (unteren) Eingang erscheinenden neuen Eingangsbetrag darstellt. Dies wird im folgenden durch die mathematische Formulierung besser klargestellt. Uie oben gezeigt, ist die über die Leitung 26 an den ersten oder oberen Eingang des Summierwerks 28 zu den Basiszeiten t. angelegte Menge gleich|C* _k ^{+ 0}^ _k_₈ | · Die von dem Schrittschaltwerk 32 an den zweiten oder unteren Eingang der Schaltung 28 zu dem gleichen Zeitpunkt t^, der auf die durch diese Schrittregisterschaltung 32 eingeführte 8-fache Zeitbasisverzögerung zurückzuführen ist, angelegte Menge ist gleich ςχ. , -KX, ._Rl. Das Summierwerk 28 ist derart aufgebaut, daß es zu dem Zeitpunkt tj, eine Ausgangsmenge O , erzeugt, so daß gilt:

<*k ⁼⁵k-l ⁺K^+C*_k-₈| - K-8 ⁺<*_k_₁₆| (D

V/enn man annimmt, daß die Ausgangsmenge des Summierwerks 28 einen Anfangswert S _Q bei Beginn der Signalübertragung hat, dann kann sofort festgestellt werden, daß die Gleichung (1) als

Ic

geschrieben werden kann.

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Die physikalische Bedeutung der-durch die Schaltung 28 zu den fortlaufenden Zeitpunkten t, erzeugten digitalen Quanti- täten σ k wird im folgenden erklärt. Man nimmt zunächst an, daß die von der Signalkurve (A) begrenzten Flächen positiv gegenüber der horizontalen Zeitachse sowohl für die positive als auch die negative Halbwelle der Kurve innerhalb der Zyklen einer Phase und negativ sowohl für positive als auch die negative Halbwelle der entgegengesetzte Phase gerechnet werden. Dies wird durch die Plus- und Minuszeichen für einige der kennzeichnenden Intervalle in Fig. 1 (A) angezeigt und weiterhin durch die umgekehrt gerichtete Schraffur in den entsprechenden Halbwellen betont. Man stelle sich nun vor, daß das mit W bezeichnete Rechteck ein Fenster ist, das schrittweise über die Signalkurve (A) in der Richtung der Zeitachse mit einer den Zeitbasisimpulsen oder der Tastfrequenz entsprechenden Race verschoben wird. Die horizontale Breite dieses Fensters ist wie gezeigt gleich zwei vollen Signalzyklen, d.h. 16 ZeitbasisImpulsen. Dann zu einem der Führungsseite des Fensters W entsprechenden Augenblick t_k stellt die durch die digitale Schaltung 28 erzeugte Menge cf, den Absolutwert der algebraischen Summe der durch die Signalkurve (A) begrenzten Fläche dar, wie diese durch das Fenster erscheint, d.h. die Differenz zwischen den positiven Flächen (schraffiert in einer Richtung) und den negativen Flächen (schraffiert in entgegengesetzter Richtung). Es ist zu beachten, daß die Funktion der Schaltung 28 äquivalent der durch ein übliches Tiefpaßfilter gebildeten begrenzten Integration oder Summation ist, abgesehen davon, daß diese Funktion hier digital durchgeführt wurde. Aus diesem Grunde kann die Schaltung 28 als Digitalfilter bezeichnet werden.

Der gesamte Bereich der Änderung der Quantität S _v ist gegeben durch:

m =

CXi

(3)

i-k-7

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Wenn die anfängliche in der Digitalfilterschaltung 28 enthaltene Zahl, die den Anfangswert O in Gleichung (2) darstellt, als gleich cT_m angenommen wird, wie durch Gleichung (3)gegeben,

ändert sich die Quantität <5 zwischen dem Maximumwert c£

^K m

und einem Minimum Null, in der Art, wie es durch die kasteiiförmige Kurve (C) der Fig. 1 gezeigt ist. In jedem kennzeichnenden Intervall des Eingangssignals kann die Kurve (C) einen absteigenden Treppenabschnitt, einen aufsteigenden Treppenabschnitt, einen niedrigen flachen Abschnitt oder einen hohen flachen Abschnitt darstellen. Welche besondere dieser vier Abschnittsarten in jedem Signalzyklus erscheint, hängt nicht nur von dem besonderen Bit 0 oder 1 ab, das am Anfang des betrachteten kennzeichnenden Intervalls erscheint, sondern auch von dem Bit, das in dem kennzeichnenden Intervall erscheint, das dem betrachteten unmittelbar vorangeht.

Die einen parallel Binärkode in vorliegendem Beispiel verwendeten digitalen Ausgangssignal des digitalen Filters 28 (Fig. 2) werden über Leitungen 33 an einen üblichen Digital-Analogkonverter 34 angelegt. Der Konverter erzeugt dann an seinem einzigen Ausgang eine schrittweise ändernde Spannungswelle, die der Kurve C entspricht. Dieses konvertierte Ausgangssignal wird an "einen Eingang eines Spannungsdiskriminator s oder eines Vergleichers 36 gelegt, in welchem die Momentanwerte der sich ändernden Eingangsspannung gegenüber einem festen Vergleichs-Spannungspegel, der an dem anderen Eingang des Diskriminator (durch 38) angelegt ist, unterschieden werden. Der Vergleichspegel ist gleich 1/2S^ d.h. gleich der mittleren Ordinate der Kurve C. Der Spannungsdiskriminator 36 produziert an seinem Ausgang einen konstanten Spannungs-P^eßel, z.B. positiv während der Perioden, bei denen die an den Diskriminator angelegten veränderlichen Eingangsspannungen den festen Vergleichspegel überschreiten, und einen unterschiedlichen konstanten Spannungspegel, z.B. Null, während der anderen Perioden, bei denen die an den Diskriminator angelegten

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veränderlichen Eingangsspannungen niedriger als dieser feste Vergleichspegel sind. Daher kann das Ausgangssignal des Spannungsdiskriminator 36 durch die Wellenform D der Fig. 1 dargestellt werden. Damit erhält man das gewünschte demodulierte Ausgangssignal an der Klemme 39.

Eine Ausfuhrungsform des Digitalfilters oder Summierwerks 28 ist schematisch in Fig. 3 dargestellt. Es weist ein allgemein mit 80 bezeichnetes Parallel-Binärregister auf und besitzt in dieser Ausführung vier Binärschaltungen 81, 82, und 84. Mit jeder Binärstufe ist eine logische Regelschaltung

91, 92, 93, 91+ jeweils verbunden. Jede logische Schaltung hat einen mit der zugehörigen der Leitungen 26, die von dem Ausgang des Addierers 18 kommen, verbundenen Eingang und einen mit der Zugehörigen der Leitungen 29, die vom Ausgang des Schieberegisters 32 kommen, verbundenen Eingang. Weiterhin hat jede logische Schaltung Eingänge, die mit den Setz- und Rücksetzausgängen der zu dem Register 80 zugehörigen Binärschaltungen verbunden sind. Außerdem besitzt es ein Paar von

mit den Setz- und Rücksetzeingängen dieser Binärschaltung verbundenen Regelausgängen. Weiterhin sind ,Trägerverbindungen ^C12> ^C23 ^{und C}3H· ^^{n F}*^g* ³ &^eZGig*» ^di^{e von} jeder der logischen Schaltungen 91, 92, 93, zu der nächsten Schaltung

92, 93, 9t* führen. Die logischen Gleichungen für jede der Regelschaltungen 91, 92, 93 und 9U der binären Stufen können leicht geschrieben werden mittels einer zuerst errichteten Tafel, die anzeigt, welche Kombination der folgenden drei Quantitäten den numerischen Inhalt des Registers 80 darstellen. Die Eingangsquantität 0>-_k +⁰^_-8 und die Eingangsquantität ^k-8 ^{+ 0}^k-IB ^bewi^{rlcen das} Wachsen oder das Unverändertbleiben des Zahleninhalts des Registers.

In Fig. 4 ist eine Abänderung des oben untersuchten Kodes in Phasenumkehrmodulation dargestellt. Dabei nimmt jedes

kennzeichnende Intervall der Modulation eine ungerade Zahl, insbesondere drei der Halbwellen der Trägerfrequenz anstelle einer geraden Zahl (zwei) ein, wie dies in Fig. 1 gezeigt ist. Ein erfindungsgemäßer Dekodierer zur Verwendung mit einem in der in Fig. 4 gezeigten Art modulierten Signal kann ähnlich dem Dekodierer nach Fig. 2 konstruiert werden. Es wird jedoch beobachtet, daß der Anfangsinhalt des Digitalfilters 28, der oben als S bezeichnet wurde, hier als Null gewählt werden kann. Das Ausgangssignal ο , davon ändert sich danach schrittweise zwischen Null und dem Maximalwert σ _Μ·

Fig. 5 zeigt noch eine andere Form der differentiellen Phasenum· kehrmodulation, in welcher jedes kennzeichnende Intervall des Eingangssignals eine ungerade Zahl, hier drei, von Viertelwellen der Trägerwelle anstelle der geraden Zahl von Viertelwellen (vier in Fig. 1 und sechs in Fig. 5), wie oben betrachtet, umfaßt. Um diese Art des Modulationskodes zu behandeln, kann die Dekodierschaltung wie in Fig. 6 gezeigt abgeändert werden.

In Fig. 6 sind die den Komponenten der Fig. 2 entsprechenden Komponenten gleichartig bezeichnet. Es werden nur die Unterschiede zwischen diesen beiden Schaltungen beschrieben. Das von dem Verstärker 6 mit geregeltem Verstärkungsgrad ankommende Signal wird sowohl an den Abtaster 10 als auch über einen Phasenschieber 70 an einen anderen bleichen Abtaster 10' angelegt. Der Phasenschieber 70 unterwirft das Eingangssignal einer 90°-Phasenverschiebung, so daß das an den zusätzlichen Abtaster 10' angelegte Signal als die gestrichelte Kurve (A) der Fig. 6 dargestellt werden kann. Beiden Abtastern 10 und 10' werden synchrone Zeitbasisimpulse von dem Zeitbasisgenerator 12 zugeführt. Die Tastimpulse veränderlicher Amplitude, die durch die Abtaster 10 und 10^f erzeugt werden, liegen an den jeweiligen Analog-Digitalkonvertern 14 und 14', Der

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digitale Ausgang eines Konverters 14 liegt direkt auf einer Seite des Digitaladdierers 18, während der Ausgang des zweiten Konverters 14' an der anderen Seite des Addierers über eine 8-stufige Schieberegisterschaltung 2 2 liegt. Hinter dem Addierer 18 ist das gezeigte System gleich dem in Fig. 2 gezeigten.

Wenn wie in der ersten Ausfuhrungsform die Abtastamplitudenspannung des Abtasters 10 zu den Abtastzeitpunkten t, mit dem Symbol (X und die Abtastamplitudenspannung des Abtasters 10' in demselben Moment durch ^' , bezeichnet wird, dann tritt klar heraus, daß das Digitalfilter 28 in dieser Ausführungsform zu den Abtastzeitpunkten t, ein Ausgangssignal folgender Form entwickelt:

° k k-1 I k k-8 I I ^ k-8 k-16

In Fig. 5 (A) ist ein willkürlicher Abtastaugenblick t, gezeigt. Die Abtastamplitudenspannung OC , , die die augenblickliche Amplitude des Anfangs-Eingangssignals (durchgezogene Kurve) zu diesem Zeitpunkt t, als in digitaler Form durch den Konverter IM· erzeugt dargestellt. Die Abtastamplitudenspannung C* V_g» stellt die augenblickliche Amplitude des phasenverschobenen Eingangssignals (gestrichelte Kurve) zu dem Zeitpunkt t. _o als in digitaler Form und dem Schiebe-

X— ö

register 2 2 erzeugt und die entsprechenden Quantitäten &» k _D und O^ ', .£, deren Summe an den Ausgängen des zweiten Schieberegisters 32 erscheint, dar. Durch eine Betrachtung der Fig. 5 (A) ist es leicht ersichtlich, daß für die bestimmten Abtastzeiten t, die Menge /C* +Oc« j _von Mull

K ' K K—öl

verschieden ist (d.h. positiv), während die Menge W-J_0-8 + Oi-¹ _k__lg J gleich Null ist, so daß die integrierte Menge £ , eine Schritterhöhung für diesen Moment unterstützt. Daher kann, wenn man das oben beschriebene "sich bewegende Fenster"-Konzept verwendet, eine Treppenkurve der in Fig. 5 (C)

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konstruiert werden, um die Änderungen der Mengei, darzustel-

len. Bei der Konstruktion dieser Kurve kann wie in oben beschriebenen Ausführungsformen der Anfangsinhalt des Summierwerks 2 8 in diesem Fall gleich Null genommen werden (wie gezeigt). Das Ausgangssignal der Schaltung 28 kann dann in einer der in bezug auf die erste Ausführungsform ähnlichen Art und Weise weiterverarbeitet werden.

In Fig. 7 ist eine Form einer Winkelmodulation einer Trägerwelle gezeigt, die eine Frequenzverschlüsselungsmethode verwendet. Wie hier gezeigt, sind 1-Bits in dem Eingangssignal durch einen vollen Zyklus einer ersten Trägerfrequenz (F₁) und Ü-Bits durch 11/2 Zyklen einer zweiten Trägerfrequenz (F₂ = 3/2 F₁) dargestellt, die das 1,5-fache der ersten Frequenz ist, so daß die kennzeichnenden Intervalle des Eingangssignals gleichförmig sind. Diese Signalart kann mittels eines abgeänderten erfinaungsgemäßen Demodulators nach Fig. 8 verarbeitet werden. Im folgenden werden nur die Unterschiede bezüglich der Ausführungsform nach Fig. 2 und Fx-?,. 6 beschrieben.

In Fir. ο wird das von dem. Verstärker 6 mit geregeltem Verstärkung grau kommende Signal an eine erste Abtastschaltung 10 relert und dann über einen Phasenschieber 7 2 an einen zweiten Abtaster 10' in einer im allgemeinen der in Fi_r^. 6 <r_ezoi;;tcn ähnlichen Art. Der Phasenschieber 7 2 dient in diesem Fall dazu, einer der beiden verwendeten Schlüsselfrequenzen eine Pnasenverschiebunp einer ungeraden Zahl von Ilalbwellen (z.ü. eine ilalbwelle) zu verleihen, d.h. in diesem Fall der Frequenz F₁, die die 1-Bits darstellt, während der anderen ^chlusselfrequenz, hier die Frequenz F , die zur Verschlüsselung oer u-bits ven/er.dct wird, eine Phasenverschiebung cihcr grauen __^aiil von halbwollen (z.D. ein voller Zyklus) ;.e^ci cn wirr.;. Daher nehmen ciic 1-L'it signale am Ausgang des

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8AD ORIQlNAt

Phasenschiebers 7 2 die durch die gestrichelte Linie in Fig. (A) gezeigte Form von Sinuswellen an, während die O-Digitsignale ihre ursprüngliche durch die durchgezogene Linie dargestellte Form behalten. Der Phasenschieber 72, der zu diesem Zweck verwendet wird, kann von der bekannten Art eines "Allpaß-Netzwerkes" sein (siehe z.B. "Design Theory and Data for electrical filters", Seiten 211 ff. von SKWIRZYNSKI).

Die getasteten Impulse veränderlicher Amplitude der Abtaster 10 und 10^f werden an die entsprechenden Analog-Digitalkonverter 14 und 14' wie auch in Fig. 6 dargestellt angelegt. Die digitalen Ausgangssignale der beiden Konverter werden direkt an den beiden Seiten des Digitaladdierers 18 angelegt. Nach dem Addierer ist das System im allgemeinen gleich dem der in den Fig. 2 und 6 gezeigten.

Bezeichnet man die Abtastamplitudenspannungen der Abtaster 10 und 10' mit <* _k und (X^', dann erzeugt das Digitalfilter 28 in dieser Ausführung ein Ausgangssignäl folgender Form:

6 = cf +1(X₁ +

k k-1 I k

+ Oi t

k-8

(5)

In Fig. 7 (A) ist für einen willkürlichen Abtastzeitpunkt t_}, die Abtastamplitudenspannung Oc, gezeigt, die die momentane Amplitude des Eingangssignals darstellt, die in diesem Fall ein O-Bit ist und demzufolge in der Phase nicht verschoben ist und als eine durchgezogene Linie gezeigt ist. Die Menge V-¹ ist in diesem Moment gleich C*_k» Ebenso sind die Abtastamplitudenspannungen N-J_0-8 und ^oc'_k_₈ gezeigt, deren Summe an dem Ausgang des Schieberegisters 32 liegt. Für diese betrachtete besondere Abtastzeit t, ist die Quantität OC. + & '

■K JC

von Null verschieden (d.h. positiv), während die Quantität

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_ -IQ

to- k-8 ^+Cy>'k-8 S^leich Null ist, so daß das integrierte Signal £_k zu diesem Zeitpunkt eine Stufenerhöhung unterstützt. Durch das Weglassen eines der beiden in der ersten Ausführungsform vorgesehenen Schieberegisters (Register 22) ruft der Zusammenzählungs- oder Integrationsvorgang, der in dem Digitalfilter 2 8 in der nun zu beschreibenden Ausführungsform stattfindet, statt zwei nur ein einziges kennzeichnendes Intervall hervor, das dem betrachteten Abtastaugenblick vorangeht. In anderen Worten: Das "sich bewegende Fenster", wie es durch das gestrichelt gezeichnete Rechteck dargestellt ist, hat eine Breite von nur 8 Zeiteinheiten der Zeitbasisperiode längs der Zeitkoordinate anstelle von 16 Basisperioden wie in den oben beschriebenen Ausführungen. Dies stellt eine durch die Frequenzauswahlwirkung des Phasenschiebers 72 ermöglichte Vereinfachung dar, die umgekehrt dank den in der beschriebenen Verschlüsselungsmethode verwendeten beiden Frequenzen ermöglicht ist.

Die Treppenkurve,die die Änderung des Ausgangssignals <5, des Digitalfilters 28 darstellt, ist in Fig. 7 (C) dargestellt. Sie beginnt mit einem hohen Anfangswert, der anzeigt, daß der anfängliche Inhalt des Digitalfilters 28 gleichcf wie im Fall der Fig. 1 angenommen werden soll. Dieses Ausgangssignal wird in der verbleibenden Schaltung, die den Digital-Analogkonverter 3 4 und den Spannungsdiskrimxnator 3 6 enthält, in der gleichen Weise wie oben beschrieben verarbeitet.

Fig. 9 veranschaulicht teilweise eine erfindungsgemäße Ausführungsform, in welcher der Digital-Analogkonverter 3¹+ und der Spannungsdiskrimxnator 36 der vorhergehend beschriebenen Ausführungen weggelassen wurde. Stattdessen sind die Ausgangsleitur.gen 3 3 des Summierwerks 2 8 jeweils parallel geschaltet mit den ersten Hingängen der jeweiligen Paare von UND- und

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NOR-Toren verbunden, die zusammen einen digitalen Vergleicher 40 bilden. Die zweiten Eingänge dieser gepaarten Vergleichertore sind parallel an die entsprechenden Ausgangsstufen eines Registers 42 geschaltet, in welchem eine hinäre Zahl vorgesetzt ist, die die früher definierte Bezugsquantität 1/2 ö J^ darstellt. Die Ausgangssignale jeden Paares der Tore 10 werden über ODER-Tore 43 an ein UND-Tor 44 mit vier Eingängen gelegt. Dabei ist zu bemerken, daß wenn, wie es normalerweise der Fall ist, die Quantität 1/2 6 eine um ein Digit geringere Lage als der maximale Inhalt des Summierwerks 20 hat, so daß das Register 42 nur drei Stufen besitzt, dann können beide Vergleichertore 40 und ODER-Tore 43, die mit der höchsten Summierwerkausgangsleitung 3 3 verbunden sind, weggelassen werden und diese Leitung direkt mit dem UND-Tor 44 über ein NOR-Tor verbunden werden. Das UND-Tor 44 wird öffnen und das Ausgangssignal hindurchlassen, wenn der Inhalt des Summierwerks 28 gleich der vorgesetzten Bezugsquantität 8im Register 42 ist. Das Ausgangssignal des Tors 44 wird an den einzigen Eingang einer bistabilen Schaltung 46 üblicher Art gelegt, die abwechselnd gesetzt und rückgesetzt auf jeden ihrer stabilen Zustände ist bei Anlegen von fortlaufenden Impulsen an ihren einzigen Eingang. Es ist klar, daß zu jedem Zeitpunkt, in dem der Inhalt des Summierwerks 28 durch den Bezugswert 1/2 cJj.j in einer Richtung, beispielsweise abnehmender Richtung geht, die bistabile Schaltung 46 auf einen ihrer Zustände beispielsv;eise den gesetzten Zustand geschaltet wird, und zu jedem Zeitpunkt, in dem der Inhalt des Summierwerks durch den Bezugswert in entgegengesetzter, beispielsweise abnehmender Richtung hindurchgeht, die Schaltung 46 auf ihren anderen Zustand, beispielsweise rückgesetzt, geschaltet wird. Demzufolge liefert ein Ausgang, z.B. Ausgang 39 der Schaltung 46, das gewünschte binäre demodulierte Signal. Es ist leicht zu verstehen, daß die in Fig. 9 gezeigte Teilschaltung in jedes der in den

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Fig. 2, 6 und 8 gezeigten Systeme anstelle der mit 34, 36 und 38 in diesen Figuren bezeichneten Komponenten gesetzt werden kann, womit die gesamt-digitale Ausführungsform der Erfindung gebildet wird.

Die vorzugsweise ausgebildeten erfindungsgemäßen Demodulatoren sind auf vier verschiedene Winkelmodulationstechniken angewendet, d.h. auf drei verschiedene differentielle Phasenumkehrmodulationsarten und eine Frequenzmodulationsart. Diese Modulationsarten wurden nur zur Veranschauliühung der verschiedenen Formen von winkelmodulierten digitalen Signalen gewählt, die mit einem erfindungsgemäßen Demodulator verarbeitet werden können.

Obgleich es vorteilhaft ist, die erfindungsgemäße Demodulationsart völlig oder überwiegend in digitaler Form durchzuführen, wie dies in all den beispielsweise beschriebenen Ausführungsformen der Fall ist, kann diese Methode grundsätzlich ebenfalls mit Analogschaltungen verwendet werden. Daherist es beispielsweise auf die Ausführungsform nach Fig. 2 bezogen möglich, den Analog-Digitalkonverter 14 und den Analog-Digitalkonverter 34- wegzulassen, die digitalen Verzögerungsleitungen oder Schieberegister 22 und 32 durch passende analoge Verzögerungsleitungen zu ersetzen und den Digitaladdierer 18 und das Summierwerk 28 durch entsprechende analoge Schaltungen zu ersetzen.

Da₅ wie oben erwähnt, die Tastfrequenz unter idealen Bedingungen nicht größer als die Modulationsfrequenz des Eingangssignals sein muß, ist die Darstellung, daß die Tastfrequenz im wesentlichen ein ganzes Mehrfaches der Modulationsfrequenz ist, so zu interpretieren, daß der Fall eingeschlossen ist, bei dem die Tastfrequenz im weeentlichen gleich der Modulationsfrequenz ist.

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Claims (10)

4589-117La Compagnie Francaise Thomson Houston-Hotchkiss Brandt Paris 8, Boulevard Haussmann 17 3 (Frankreich) Patentansprüche

1.) Demodulator für Signale digitaler Daten, bei denen fortlaufende Datenbits durch winkelmodulierte, nämlich frequenz- und phasenmodulierte, die Digxtalmodulationsfrequenz festlegende Intervalle einer Trägerwelle kodiert sind,gekennzeichnet durch einen Abtaster (10, 10'), der die Amplituden der Signale in Augenblicken abtastet, die die Tastfrequenz, die ein ganzes Vielfaches der Digitmodulationsfrequenz ist, festlegen, weiterhin durch einen Addierer zum algebraischen Addieren der Paare entsprechender Tastwerte in anexnanderliegenden Intervallen, wobei jedes zu einem Wert ungleich Null addierte oder sich aufhebende Paar durch die Folge der Datenbits bedingt ist, ferner durch einen Speicher (32) und ein Summierwerk (28) zum Speichern bzw. Zusammenzählen der Absolutwerte der algebraischen Summenwerte über eine vorbestimmte eine Anzahl von Tastperioden umfassende Periode und schließlich durch einen Vergleicher (36) zum Vergleichen des Gesamtergebnisses mit einem festen Bezugswert und zum Erzeugen

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flftUe Unterlagen fA*. 7 U Ab₈.2 Nr. 1 Satz 3 des Änderung v.

eines Signals von einem oder dem anderen von dem Vergleich abhängigen Digitalwert.

2. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Tastperiode ein Intervall der Signalwelle umfaßt.

3. Demodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zum digitalen Kodieren der Tastwerte ein Kodierer (14) vorgesehen ist und Speicher (32) und Summierwerk (28) digital arbeitende Schaltungen aufweisen.

4. Demodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicher ein Schieberegister aufweist.

5. Demodulator nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Summierwerk (23) einen Addition-Subtraktionszähler aufweist.

6. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Addierer (18) zwei Kanüle (IG, 22) aufweist, von denen einer eine eingeschleifte Verzögerungsleitung besitzt.

7. Demodulator nach Anspruch 6, zurückbezogen auf einen der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung ein Schieberegister auf v/eist.

8. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtaster (10, 10') zwei Kanäle aufweist, von denen einer einen eingeschleiften Phasenschieber (70) zur Verschiebung der Phase des Eingangssignals um einen bestimmten Wert aufweist.

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BAD ORIGINAL

.9.

9. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher (36) eine digitale Vergleicherschaltung (40) und zugeordnete logische Schaltungen (1+3, 44, 46) aufweist.

10. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl von Tastperioden innerhalb eines Intervalls liegen und daß der Addierer
(18) Tastwerte einander entsprechender Reihenfolge in
aneinanderliegenden Intervallen addiert.

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