DE2903329C2

DE2903329C2 - Anordnung zum Kodieren binärer Daten

Info

Publication number: DE2903329C2
Application number: DE2903329A
Authority: DE
Inventors: Edmond de Eindhoven Niet
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-01-30
Filing date: 1979-01-29
Publication date: 1986-11-06
Also published as: NL7801042A; GB2013943A; DE2903329A1; JPS54111708A; GB2013943B; FR2415855A1; FR2415855B1; US4237496A

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Kodieren binärer Daten nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die mittels einer derartigen Kodieranordnung erzeugten Kodeelemente werden in ein Medium mit Hilfe einer diesem Medium eigenen mehrwertigen Zustandsgröße eingegeben. Das Medium kann ein magnetisierbares Material sein, das längs einer Lese-ZSchreibkopfanordnung antreibbar ist Unter Eingeben sei hier Einspeichern verstanden. Es kann sich auch um einen Kanal für Datenübertragung handeln. Eingeben bedeutet hier dann Ausstrahlen.

Eine Kodieranordnung der eingangs erwähnten Art ist aus der Veröffentlichung von P. J. van Gerwen, »On the generation and application of pseudo-ternary codes in pulse transmission«. Philips Research Reports, 20 /in£c\ c Acci AOA :«»u,w ».._ ~J_n« n:~ -j a ..».J π U_n

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kannt. Ein derartiger Kode ohne Gleichstromkomponente ist besonders wichtig, weün der Übertragungsweg zum Medium bzw. das Medium -selbst keine Gleich-Stromkomponente aufnimmt bzw, überträgt. Dies ist beispielsweise der Fall bei der Verwendung eines Transformators. Ein weiterer Vorteil der erwähnten Eigenschaft ist, daß eine Nullpunktverschiebung keine ungünstigen Folgen für die Genauigkeit beim Dekodieren haben kann. Durch die Verwendung eines geeigneten Digitalfilters hat der bekannte Kode weitere Nullpunkte im Frequenzgang. Das Gebiet eines ausgewählten derartigen Nullpunktes kann dazu verwendet werden, eine Pilotfrequenz in das Ausgangssignal mit einzufügen. Ein

so weiterer Vorteil einer der Ausführungen der bekannten Anordnung ist noch, daß keine Mitkopplung vorhanden ist, sondern Rückkopplung, wodurch sich ein auftretender Fehler nicht im Kodeelementenstrom fortpflanzt. Dies vergrößert die Unempfindlichkeit gegen Störungen bzw. vereinfacht die spätere Korrektur. Der bekannte Kode bedient sich dreier Amplitudenpcgel. Bei der magnetischen Aufzeichnung ist dies ein Nachteil, weil der mittlere Pegel nie magnetische Sättigung haben kann und der Kode also nicht selbstlöschend ist, so daß beim Überschreiben unerwünschter Daten zunächst eine Löschoperation erforderlich ist. Außerdem ist durch die Verwendung dreier verschiedener Amplitudcnpcgcl die Störanfälligkeit größer.
Aus der Zeitschrift »Elektrisches Nachrichtenwesen«, 52 (1977), Nr. 3, S. 218-222, sind Schreibverfahren für magnetische Speicher bekannt, bei denen die Abstände der Flußwechscl in Bruchteilen des minimalen Abslandes gestuft sind, um eine höhere mittlere Bitdichte zu

erreichen. Die aufzuzeichnenden Abstände der Flußwcchsel ergeben sich aus den Kodewörtern, haben jedoch kein festes Bit- bzw. Taktraster, so daß die Bitgeschwindigkeit zumindest kurzfristig erheblich schwanken kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Kodieranordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, in der die Bitdaten zu einem Obergangszeitpunkt unter Beibehaltung der vorteilhaften Eigenschaften des bekannten Kodes kodiert sind.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 genannten Merkmale gelöst

Eine derartige Schaltung bedarf nur einer begrenzten Anzahl von Einzelteilen. Auch sind die Spektrumeigenschaften der Weilenmuster vorteilhaft, und ist der Kode selbstlöschend: zum Einschreiben neuer Daten wird keine gesonderte Löschoperation benötigt Außerdem bietet der Kode eine große Informationsdichte, insbesondere ein einziges Bit pro Zustandsübergang. Es sei noch darauf hingewiesen, daS die Schaltung die Takiimpuise implizit empfangen kann, nämlich dadurch, uaß die erhaltenen Daten schon in einen anderen, jedoch ebenfalls selbstsynchronisierenden Kode aufgenommen sind. Dabei kann selbstverständlich der Taktimpuls mit einem bekannten Taktextraktor rekonstruiert werden.

Es ist vorteilhaft, wenn ein Taktimpulsgenerator vorgesehen ist, der aus der erhaltenen Taktimpulsfolge eine erste, eine zweite und eine dritte Taktimpulsfclge bildet, die zueinander um jeweils ein Zeitintervall mit einer Länge geringer als eine halbe Bitzelle versetzt sind, und diese gebildeten Taktimpulsfolgen jeweils einem eigenen Eingangselement eines Dreiwegschalters zusendet, wobei die Eingangselemente weiterhin mit einem weiteren Eingang an einen Stellungsausgang der sequentiell arbeitenden logischen Schaltung angeschlossen sind und je ein Signal einer der erwähnten drei Stellungen zum Durchlässigmachen für das zugeführte Taktimpulssignal empfangen und synchron mit diesem Taktimpulssignal dabei einen Zustandsüberzug des Mediums erzeugen. Dies ergibt eine vorteilhafte Verwirklichung des Erfindungsgedankens namentlich für verhältnismäßig niedrige Bitfrequenzen; für die Schaltung sind weiterhin nur wenig Einzelteile erforderlich.

Es ist vorteilhaft, wenn die erwähnte sequentiellarbeilcnde logische Schaltung eine Rückkopplungsleitung mit einer Verzögerung von minimal zwei Bitzellen enthält, von der ein Ausgangssignal zusammen mit dem Dateneingabesignal an eine Gatterschaltung gelangt, deren einer Ausgang die Verzögerungsschaltung speist, und daß das Eingangs- und Ausgangssignal der Rückkopplungsleitung zusammen einen Kodewert bilden. Dadurch ergibt sich eine einfache Schaltung. Auch das Kodieren der Datenelemente, die zwei verschiedene Kodeelemente ergeben können, ist einfach.

Es ist vorteilhaft, wenn die erwähnten Eingangselemente logische Gatter sind, die alle mit dem gleichen Dateneingang verbunden sind, um zwei davon durch den erwähnten ersten Datenwert durchlässig zu machen und den dritten zu sperren, und umgekehrt durch den erwähnten zweiten Datenwert die erwähnten zwei zu sperren und das dritte durchlässig zu machen. Dies ergibt eine niedrige Störanfälligkeit. Außerdem kann sich die bereits erwähnte Durchlässigkeil jeweils nahe dem Ende einer Bitzeile «indem, während die Obergänge in der Mitte auftreten. Solches ergibt eine gute zeitliche Trennung zwischen Zustandsänderungen in der Schallung, die wohl bzw. nicht eine Zustandsänderung im Medium zur Folge haben.

Es ist vorteilhaft, wenn das erwähnte Zeitintervall zwischen '/to und V₄ Bitzelle liegt

Es ist vorteilhaft, wenn ein Impulsbreitenmodulator mit einem Eingang zum Empfangen der erwähnten Kodewerte und zum jeweiligen Erzeugen eines Impulses mit einer festen Flanke und einer den Kodewert darstellenden variablen Flanke an diesem Eingang vorhanden ist, und daß ein Ausgang des Impulsbreitenmodulators

ίο mit Hilfe eines Zweiteilers an das Medium angeschlossen ist Dies ergibt eine vorteilhafte Verwirklichung des Erfindungsgedankens namentlich für verhältnismäßig hohe Bitfrequenzen. Auch für diese Schaltung werden nur wenig Einzelteile benötigt

Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Anordnung zum Extrahieren digitaler Daten aus einem Medium zur Verwendung in einer Anordnung nach obiger Beschreibung, bei der ein Ausgang des Mediums mit einem Eingang einer phasengekoppelten Schleife (PLL) gekoppelt ist um eine Taktimpulsfolge ir.l- der halben Bitzelienfrequenz rflckzugewinnen, und daS ein Ausgang der phasengekoppelten Schleife zusammen mit dem Ausgang des Mediums einer Modulo-2-Addierschaltung zugeführt wird. Dadurch ergibt sich eine einfache und zuverlässige Dekodierungsanordnung, bei der das Medium sowohl eine magnetisierbare Schicht als auch ein Leitungsverbindungsweg sein kann und wobei kein Einfluß der Weise erfahren wird, auf die die Kodeelemente gebildet worden sind.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen F i g. la, 1b zwei bekannte Anordnungen,
Fig.2 eine erfindungsgemäße Kodierungsanordnung,

F i g. 3 einige Signalarten zu F i g. 2,
F i g. 4 einen Frequenzgang,
F i g. 5 einen zweiten Köder,
F i g. 6 einige Signalarten dazu,
F i g. 7 einen Dekoder und

F i g. 8 weitere Signale in einer zeitlichen Reihenfolge.

7 i g. la zeigt eine erste bekannte Anordnung, die den

erwähnten Literaturstellen entnommen worden ist. Das Element 21 ist ein Exklusiv-ODER-Gatter oder ein Modulo-2-Addierer. Der Eingang 20 erhält die Datenbits einer nicht weiter dargestellten Datenquelle, beispielsweise aus einem Rechner. Mögliche Parallel-Serien-Wandler, Pegelkorrekturen u. dgl. sind der Einfachheit halber nicht dargestellt. Die erhaltenen Datenbits werden Modulo-2 zu den Bits addiert, die im Element 23 über eine Anzahl von N Bitzellen verzögert sind. Für die Verwendung in der Erfindung besitzt N mindestens den Wert 2. Im Element 22 werden die Ausgangssignale der Fleit.inse 21 und 23 voneinander abgezogen, und das Ergebnis wird als dreiwertige Kodeelemente dem Ausgang 29 zugeführt. Obiges gilt für alle Werte von N(2,3 ...) und nach dem erwähnten Artikel auch für den Wert N= 1, aber letzterer ist für die Erfindung weiter unverwendbar, wie nachstehend näher erläutert wird.
Fi g. Ib zeigt außerdem eine zweite bekannte Anordnung, Der Eingang 24 erhält die Datenbits, Die Elemente 25 und 26 sind Zustandsänderungsgeneratoren. Unter der Steuerung eines Bits eines ersten Werts, beispielsweise einer logischen »1«, am Eingang eines derartigen Elements tritt eine Änderung in den Ausgangsdaten auf.

Eine derartige Schaltung kann durch die Elemente 21 und 23 in Fi g. la verwirklicht werden, letzteres mit einer Verzögerungszeit entsprechend der Länge einer einzigen Bitzelle. Der Ausgang des Exklusiv-ODER-

Gatters bildet auch den Ausgang der Schaltung. Nach einer Anzahl N der Anderungsgeneratoren gelangt das Signal einerseits zum Verzögerungselement 29 und zum anderen zur Subtraktionsschaltung 27. Im Element 29 werden die Daten um genau N Bitzellen verzögert und anschließend auch der Subtraktionsschaltung 27 zugeführt. Das Endergebnis erscheint an der Klemme 28. Zulässige Werte für A/sind in diesem Fall Potenzen von 2,d. h. N= 1,2,4,8,16..., wobei wie in Fig. la der Wert N= 1 für die Erfindung nicht verwendet werden kann. Fig.8 zeigt eine Anzahl von Datenwerten für N=2, wobei die Zellen nach den Elementen numeriert sind, auf deren Ausgang sie sich beziehen: die Zeilen 26 und 29 sind also bis auf einer Verzögerung identisch.

F i g. 2 zeigt eine aus digital arbeitenden Komponenten aufgebaute Schaltung zum Erzeugen eines Signals, in dem die Daten in dreiwertigen Phasenmodulationen verkörpert ist. Die Schaltung enthält einen Dateneingang i, einen ümkehrverstärker 40, ein Exkiusiv-ODER-Gatter 3, zwei Verzögerungselemente 4a und 4b in Serienschaltung, eine Umkehrstufe 8, vier NICHT-UN D-Gatter 7, 9, 10, Il und einen Signalausgang 12. Weiterhin ist ein Taktimpulssystem mit zwei NICHT-UND-Gattern 36 und 37, zwei Exklusiv-ODER-Gattern 38 und 39 und fünf näher zu erläuternden Funktionsblöcken 31 bis 35 vorgesehen. Die Wirkung der Schaltung wird an Hand der F i g. 3 erläutert, die einige Zeitdiagramme von Signalen darstellt. In Fig.3 zeigt die Zeile a eine Aufeinanderfolge von Bitzellen. Innerhalb einer Bitzelle kann eine Information vom einen oder vom anderen Wert auftreten. Die Zeile b zeigt diese Daten als einen Signalwert, während die Zeile m die zugeordneten Bitwerte angibt. Die erhaltenen Daten gelangen an das Exklusiv-ODER-Gatter 3, dessen Ausgangssignale zum Verzögerungselement 4 gelangen. Dieses Element hat eine Verzögerungszeit entsprechend der Länge zweier Bitzcücn. Das Ausgangssigna! des Verzögerungselements 4 ist auf der Zeile c angegeben, wobei angenommen worden ist, daß zunächst nur »O«-Signale vorhanden waren. Dieses Signal wird auch dem Exklusiv-ODER-Gatter 3 zugeführt. Sein Ausgangssignal ist auf der Zeile (/gegeben. Die Signale auf den Zeilen dund c gelangen an die NICHT-UND-Gatter 7 bzw. 9. Das Signal auf der Zeile b gelangt außerdem noch zur Umkehrstufe 8 und damit zum NICHT-UND-Gatter 10 und weiterhin ohne Inversion zu NICHT-UND-Gattern 7 und 9. Auf der Leitung 2 kommt ein Taktsignal an, dessen Übergänge nach der Zeile e etwas vor der Mitte der aufeinanderfolgenden Bitzellen der Zeile a liegen. Auf der Leitung 5 kommt auf entsprechende Weise ein Taktsignal an, dessen Übergänge nach der Zeile /etwa in der Mitte der aufeinanderfolgenden Bitzellen der Zeile a liegen. Auf der Leitung 6 kommt auf entsprechende Weise ein Taktsignal an, dessen Übergänge nach der Zeile g jeweils etwas nach den Mitten der aufeinanderfolgenden Bitzellen der Zeile a liegen. Die Signale der Zeilen g, /und e werden den NICHT-UND-Gattern 7, 10 bzw. 9 zugeführt. Das NICHT-UND-Gatter 7 erzeugt das Signal auf der Zeile h. daß also aus den Signalen der Zeilen b. d und jr gebildet worden ist; dabei ist noch zu bemerken, daß sogenannte »spikes« oder »hazards« vernachlässigt sind: es sind dies kurze Änderungen in einem logischen Signal, die unerwünscht sind und beispielsweise dadurch entstehen, daß die Eingangssignale eines logischen Gatters ungefähr gleichzeitig in entgegengesetzter Richtung geändert werden. Diese Erscheinung tritt beispielsweise auf. wenn das Signal auf der Zeile b zum ersten Male niedrig wird (nach der Folge von Einen auf dem Dateneingang), eben dann, wenn das Signal auf der /.eile dzum zweiten Male hoch wird. Wenn der erstgenannte Übergang etwas später als der letztgenannte auftritt, könnte das Signal auf der Zeile h kurze Zeil niedrig werden. Dieser Effekt wird dadurch vermieden, daß das Gatter 7 eine ausreichend große Zeitkonstante besitzt, was auch für die Gatter 9, 10 und U gilt. Die Größe dieser Zeitkonstante wird durch die möglichen Tolcranzen zwischen den Zeitpunkten bestimmt, zu denen die Übergänge auftreten, und ist in jedem Fall klein in bezug auf die gegenseitigen Verschiebungen zwischen den Taktimpulsfolgen. Bei einer verhältnismäßig niedrigen Bitgeschwindigkeit, beispielsweise im Bereich zwischen

is 10 und 100 Kilobaud am Eingang 12, wird solches im allgemeinen keine Probleme ergeben. Weiter sind an sich Zusatzmaßnahmen gegen solche »hazard«-Störungen bekannt, beispielsweise durch die Verwendung zusätzlicher logischer Gatter, die die Effekte zweier zusammenauftretender und entgegengesetzter Änderungen maskieren.

Das NICHT-UND-Gatter 10 erzeugt auf entsprechende Weise ein Signal wie auf der Zeile /, das also auf der Basis der Signale auf den Zeilen b und /gebildet ist.

Das NICHT-UND-Gatter 9 erzeugt auf entsprechende Weise das Signal der Zeile j, das auf der Basis der Signale auf den Zeilen b, c und e gebildet ist. Das NICHT-UND-Gatter 11 bildet auf entsprechende Weise aus den Signalen auf den Zeilen h, /und j das Signal auf der Zeile Ar, welches dem Medium zugeführt werden kann, beispielsweise mittels eines Schreibverstärkers oder Senders. Das Signal selbst ist zweiwertig und eignet sich also zum Speichern auf einem magnetischen Medium durch Sättigungsspeicherung. Die Daten in einem Signalübergang sind auf den Zeilen m, η gegeben; ein Signalübergang enthält die Information »0«, wenn er cinerr· Signalübergsng des Signals auf der Zeile /entspricht. Wenn er einem Signalübergang des Signals auf der Zeile e entspricht, eilt er vor (a), wenn er einem Signalübergang des Signals auf der Zeile £ entspricht, ist er verzögert (d). In beiden letzten Fällen hat die Information den Wert »1«. Die Anordnung enthält weiterhin einen Generator zum Erzeugen der zueinander versetzten Taktimpulsfolgen. An dem Anschluß 30 wird eine Taktimpulsfolge mit einer Wiederholungsfrequenz empfangen, die um 8 χ höher als die Bitwiederholungsfrequenz ist. Diese Taktimpulse gelangen an den Scchzehnteiler, der aus den Zweiteilerstufen 32 und 35 vom Typ 74107 unter Verwendung der numerierten An-Schlüsse besteht. Eine teilweise Dekodierung de·· Stellungen der Flipflops erfolgt im Element 31 vom Typ 7400. Dieser enthält vier Zweieingangs-NICHT-UND-Gatter und erfüllt hierdurch die Funktion zweier UND-Gatter. Der Ausgang 5 des Flipflops 35 erzeugt das »zentrale« Taktimpulssignal der Zeile /in Fig.3. Die Ausgänge 2 und 3 des Flipflops 34 erregen abwechselnd die Teilverzögerungselemente 4a und 46 vom Typ 74164, die zusammen das Zweibitverzögerungselement 4 bilden. Weiterhin arbeiten die NICHT-UND-Gatter 36 und 37 und die Exklusiv-ODER-Gatter 38 und 39 zusammen, um die angegebenen Ausgänge der Flipflops 32 und 35 zu dekodieren und so die voreilenden bzw. verzögerten Taktimpulsfolgen zu erzeugen. Das Gatter 40 dient weiterhin dazu, die am Eingang 41 erhaltenen Eingangssignale zu invertieren und nötigenfalls auf einem geeigneten Pegel wiederherzustellen.

Fig.5 zeigt einen zweiten Köder, insbesondere bei der Verwendung hoher Bitfrequenzen, beispielsweise

im Bereich über 200 Kilobaud. Die Anordnung enthält eine nicht dargestellte Schaltung nach jenem Teil der F i g. 2, das die Signale b, c und d erzeugt, die an den Eingängen 100, 101 und 102 dos Impulsbreitenmodulators 103 ankommen. Dieser Modulator erhält weiter am Eingang 104 einen Taktimpuls mit einer Taktimpulsfrequenz des gleichen Werts wie die Bitfrequenz (verhältnisindßig also viel niedriger als nach F i g. 2). Im Impulsbreitenmodulator starten diese Signale Anordnungen mit Verzögerungszeiten, wobei wie in Fig. 2 einer der Werte des Signals 6, beispielsweise »0«, die Wirkung der Signale c und d sperrt. Das Starten der Verzögerungszeit kann beispielsweise durch paralleles Aufladen einer betreffenden Stufe eines Schieberegisters oder mit einer monostabilen Kippstufe erfolgen. F i g. 6 zeigt in diesem Zusammenhang einige Signalarten. Die Zeile 107 stellt das Signal am Ausgang des Impulsbreitenmodulators 103 dar. Die Zeile 108 stellt das Taktsignal dar. Die Flanken des Taktimpulssignals steuern alle das Ausgangssignal des Elements 103 auf einen hohen Wert; das Rückfällen auf einen niedrigen Wert erfolgt nach den erwähnten verschiedenen Verzögerungszeiten. Die Daten und die Verzögerungen sind gleich denen in F i g. 3, Zeilen m und η angenommen. Das Element 105 ist ein Zweiteiler, der nur auf die Rückflanken des Ausgangssignals des Elements 103 anspricht. Am Ausgang des Elements 105 ist also das Signal k nach F i g. 3 wiederhergestellt.

F i g. 7 zeigt einen Dekoder für ein Signal, wie es auf der Zeile k nach F i g. 2 dargestellt ist. Dem Anschluß 13 ist die selbstsynchronisierende Information der Zeile k zuführbar, die an die phasengekoppelte Schleife (PLL) 14 eines an sich konventionellen Aufbaus gelangt. Diese Schleife besitzt eine Ausgangsstufe 15, beispielsweise in der Ausführung als Flipflop, an dessen Ausgang ein Signal entsprechend dem der Zeile /"in Fig.2 verfügbar wird. Die Schleife 14 besitzt eine Zeitkonstante, die in bezug auf die Länge einer Bitzelle groß, beispielsweise achtmal größer ist. Das Ausgangssignal der Stufe 15 wird zusammen mit dem Eingangssignal am Anschluß 13 dem Exkiusiv-ODER-Gatter 17 zugeführt, wodurch das Signal nach Fig. 2, Zeile 1, entsteht. Im Element 17 wird dieses Signal jede Bitzelle zweimal abgefragt, an beiden Seiten der ungestörten (symmetrischen) Taktimpulsflanke, um so die Mitten sowohl der voreilenden (a) als auch der verzögerten (d) Signalspitzen detektieren zu können, die eine logische »1« darstellen. Die Speicherung des Signals erfolgt in einem nicht dargestellten Datenflipflop, der von einem Taktsignal gesteuert wird, das auf bekannte Weise vom Signal der phasengekoppelten Schleife abgeleitet wird, beispielsweise von einer ihrer höheren Harmonischen. Beim nächsten Abfragen nach dem erhaltenen »1 «-Impuls schaltet der erwähnte Datenflipflop wieder in die Nullstellung. Die Rückflanke seines Ausgangssignals bringt einen folgenden Flipflop in die »1 «-Stellung. Letzterer wird ausschließlich von einem Taktsignal zurückgestellt, das beispielsweise synchron mit den Übergängen im Signal a) nach F i g. 3 (Ende einer Bitzelle) erscheint Dieser 1-0-Obergang gibt dabei stets zu einem festen Zeitpunkt in einer Bitzelle an ob ein »1«- oder ein »0«-Signal vom Gatter 16 erzeugt wurde. Auf obige Weise sind auch die bereits erwähnten »spikes« weniger störend.

Die Erfindung läßt sich auf verschiedene Weisen anwenden, in der Schaltung nach F i g. 2 wird die Moduiationstiefe durch die gegenseitige Verschiebung der Taktimpulsfolgen bestimmt, die in diesem Beispiel gleich sind und V« der ganzen Taktimpulsperiode (Vg einer Bitzelle) betragen. Diese Modulationstiefe kann anders sein: in vielen Fällen ist eine Verschiebung von '/« Bitzelle eine gute Obergrenze. Unter Vi₀ Bitzelle ist die Modulationstiefe gering (in F i g. 3 beträgt die Modulationstiefe also ungefähr ¹A, Bitzelle). Die Verschiebung kann einen anderen Wert haben und beispielsweise durch eine Verzögerungsleitung verwirklicht werden, der das Signal der Zeile e in F i g. 3 zugeführt und an der die Signale der Zeilen / und g mittels geeigneter Abzweigungen abgegriffen werden. Die Leitungen 5 und 6 können ausgetauscht werden, so daß das Gatter 7 eine voreilende und das Gatter 9 eine verzögerte Taktimpulsfolge empfängt. In diesem Zusammenhang stellt die F i g. 4 einen Frequenzgang des Ausgangssignals dar: es gibt einen Nullpunkt bei einer Frequenz gleich Null (keine Gleichspannungskomponente) und weiterhin jeweils bei f=n/N ■ Tc, wobei in diesem Beispiel N =2 und Tc die Länge einer Bitzelle ist. Bei n=\ ist dem Signal der Pilotton (P) als eine senkerchte Linie zugefügt, der der Grundharmonischen der Taktimpulsfolge entspricht und dessen Höhe mit der Modulationstiefe quantitativ zusammenhängt. Wie aus obiger Beschreibung ersichtlich ist, werden keine weiteren Maßnahmen benötigt, um diese Frequenz in das Signal einzuführen.

Auch die ungeraden oberen Harmonischen (n=>3, n = 5 ...) der Taktimpulsfrequenz treten mit jeweils niedrigeren Amplituden auf: So ist in der Figur die Amplitude für /7=3 angegeben. Es ist klar, daß der Wert N=2 in diesem Fall besonders vorteilhaft ist. Für N= 1 kann der Pilotton erst beim Wert von 1 χ der Bitfrequenz eingefügt werden, so daß eine größere Bandbreite benötigt wird. Bei /V= > 2 ist einerseits auch Raum für einen Pilotton bei verhältnismäßig niedrigen Frequenzen vorhanden. Andererseits treten jetzt im Gebiet zwischen

/=0 und f-~f~ zwei Nullpunkte im Frequenzgang auf.

Seine Tangente bei /=ü wird dabei einen steueren Verlauf haben, so daß der Anteil äußerst niedriger Frequenzen verhältnismäßig vergrößert worden ist. Gewissermaßen treten hier die gleichen Nachteile auf wie bei der Frequenz Null, so daß der Fall mit N= 2 meistens bevorzugt wird, ohne daß andere Werte ausgeschlossen sind.

An den Ausgang 12 in F i g. 2 kann ein Einseitenbandübertragungssystem angeschlossen sein, bei dem das untere Seitenband (zwischen n=0 und n=\) des Pilottons geringfügig geschwächt und das obere Seitenband (über /7= 1) verhältnismäßig ilaik geschwächt ist, wie in F i g. 4 mit einer gestrichelten Linie dargestellt ist. Eine bekannte Übertragungskennlinie, die durch den Übertragungsweg und die Nachglättung gebildet wird, kann beispielsweise durch die Nyquist-Kennlinie beschrieben werden:

A(u) =-γ(\—sinsru/wx)iör \u | < wx

A = OiHr u> wx,

A = 1 für — w-1 < u< wx

Hierbei ist wx/w 1=03 und 2,tic1 entsprechend dem Pilotton gewählt Das bedeutet in Fig.4, das die sinusförmige Kurve nur zwischen n= ¹Z₂ und D=³I₂ vorhanden ist Für eine Modulationstiefe von 0,2 ist eine Berechnung für die erzeugten Dreizustandssignale der Zeile 111 in F i g. 6 durchgeführt Die regenerierte Trägerfrequenz ist dabei in Zeile 112 und das Dreizustandssignal nach dem Durchlaufen des filternden Systems und des Regenerationsverstärkers auf der Zeile 113 darge-

stellt. Die Zeile 114 zeigt das Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Gatters (16 in F i g. 7). Es zeigt sich in F i g. 6, daß die Übergänge bei der Information »0« gut ihren Platz behalten haben, aber daß die Übergänge bei der Information »1« verschoben sind. Die Zeile 115 stellt die Abfragezeit-Zeitpunkte dar. Die Zeile 116 stellt die in einem D-Flipflop zu speichernden Daten dar, das mit einem »Fenstei >< versehen ist, so daß nur für eine kurze Zeit eine logische »1« gespeichert ist. Diese Daten werden wie bereits beschrieben bearbeitet. Hiermit ist auch nachgewiesen worden, daß das Verschwinden bestimmter Impulsflanken auf der Zeile 113 keinen nachteiligen Einfluß auf den Empfang der Information ausübt. Es ist wohl wichtig, daß die »O«-Flanken ihren Platz behalten, und dies ist bei der Filterung nach einer Nyquist-Kennlinie bis zu verhältnismäßig großer Modulationstiefe (etwa 25%) der Fall.

In obiger Beschreibung ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung als sine Erweiterung zur Schaltung nach Fig. la erläutert worden. Auch die Schaltung nach Fig. Ib, die nach der herangezogenen Literaiurstelle nur eine strukturelle und keine funktionell Modifizierung der Schaltung nach Fig. la ist, kann verwendet werden. Auch in diesem Fall besitzt N vorzugsweise den Wert Λ/=2, wenn auch andere Werte, wie JV=I oder JV= 4, in bestimmten Situationen vorteilhaft sind. In Fig. b wird der Anschluß 24 als die Leitung 1 in der Schaltung nach Fig.2 benutzt. Der Ausgang des Elements 26 wird dabei mit dem Eingang des Gatters 7 verbunden. Der Ausgang des Elements 29 wird mit dem Gatter 9 verbunden.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zum Kodieren binärer Daten mit einem Takteingang zum Empfangen einer Taktimpulsfolge, einem Dateneingang zum Empfangen eines mit der Taktimpulsfolge synchronen binären Datenelementflusses und einer sequentiell arbeitenden logischen Schaltung, die unter der Steuerung eines empfangenen Datenelements in eine von mindestens drei Stellungen schaltbar ist, um je Stellung ein Kodeelement zu erzeugen, wobei der erste Wert eines Datenelements (1) abwechselnd einem ersten (+1) und einem zweiten (—1) Kodewert eines Kodeelements entspricht und der zweite Wert eines Datenelements (0) dem dritten Wert eines Kodeelements (0) entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß die Kodewerte am Ausgang der Kodieranordnung für den einen Wert des Datenelements durch einen gegenüber einem bestimmten Taktzeitpunkt voreiienden oder verzögerten Signaiübergang und für den anderen Wert des Datenelements durch einen mit diesem Zeitpunkt zusammenfallenden Signalübergang dargestellt sind und die voreilenden bzw. verzögerten Signalübergänge stets abwechselnd auftreten.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Taktimpulsgenerator vorgesehen ist, der aus der erhaltenen Taktimpulsfolge eine erste, eine zweite und eine dritte Taktimpulsfolge bildet, die zuc^Tnander um jeweils ein Zeitintervall mit einer Länge geringer als eins halbe Bitzelle versetzt sind, und diese gebildeten Taktimpulsfolgen jeweils einem eigenen Eingangseleir-ent eines Dreiwegschalters zusendet, wobei die Eingangselemente weiterhin mit einem weiteren Eingang mit einem Stellungsausgang der sequentiell arbeitenden logischen Schaltung verbunden sind und je ein Signal einer der erwähnten drei Stellungen zum Durchlässigmachen für das zugeführte Taktimpulssignal empfangen und synchron mit diesem Taktimpulssignal ein Kodeclement erzeugen.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte sequentiell arbeitende logische Schaltung eine Rückkopplungsleitung mit einer Verzögerung von minimal zwei Bitzellen enthält, von der ein Ausgangssignal zusammen mit dem Dateneingabesignal einer Gatterschaltung zugeleitet wird, deren einer Ausgang die Verzögerungsschaltung speist, und daß das Eingangs- und das Ausgangssignal der Rückkopplungsleitung zusammen einen Kodewert bilden.

4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnten Eingangselemente ein erstes, ein zweites und ein drittes logisches Gatter sind, die alle mit dem gleichen Dateneingang verbunden sind, um das erste und zweite logische Gatter durch den erwähnten ersten Datenwert durchlässig zu machen und das dritte zu sperren und umgekehrt durch den erwähnten zweiten Datenwert das erwähnte erste und zweite logische Gatter zu sperren und das dritte durchlässig zu machen.

5. Anordnung nach Anspruch 2,3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das erwähnte Zeitintervall zwischen ¹Ao und '/4 Bitzelle liegt.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Impulsbreitenmodulator mit einem Eingang zum Empfangen der erwähnten Kodewerte und zum jeweiligen Erzeugen eines Impulses mit einer festen Flanke und einer den Kodewert darstellenden variablen Flanke an diesem Eingang vorhanden ist und daß ein Ausgang des Impulsbreitenmoduiators mit Hilfe eines Frequenzteilers die Kodeelemente abgibt

7. Anordnung zum Dekodieren der mit einer Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche kodierten Daten, dadurch gekennzeichnet, daß die kodierten Daten einem Eingang einer phasengekoppelten Schleife (PLL) zugeführt werden, um eine Taktimpulsfolge mit der halben Bitzellenfrequenz rückzugewinnen, und daß die Taktimpulsfolge zusammen mit den kodierten Daten einer Modulo-2-Addierschaltung zugeführt wird.