DE2356955C3 - Frequenzdiskriminator mit digitalen, nicht rekursiven Filtern - Google Patents
Frequenzdiskriminator mit digitalen, nicht rekursiven FilternInfo
- Publication number
- DE2356955C3 DE2356955C3 DE2356955A DE2356955A DE2356955C3 DE 2356955 C3 DE2356955 C3 DE 2356955C3 DE 2356955 A DE2356955 A DE 2356955A DE 2356955 A DE2356955 A DE 2356955A DE 2356955 C3 DE2356955 C3 DE 2356955C3
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- frequency
- filter
- digital
- adder
- discriminator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters
Description
arbeitet, wobei Ε(ω) und F(m) die Ausgangs- und
Eingangs-Frequenzfunktionen sind, Teine Nullstelle der Kennlinie und auch die Verzögerungszeit des
10
Diskriminator ist und für die Frequenzen w gilt;
on <ω<ω2 und der einen Analog/Djgital-Umsetzer
zur Abtastung aufeinanderfolgender Werte der
zugeführten Frequenzen und zur digitalen Codierung der Abtastproben in Form des Zweier-Komplements enthält, gekennzeichnet durch ein
nicht-rekursives transversales Digitalfilter (23, 29) mit der Verzögerungszeit Tund den Gewicbtskoeffizienten a\, az und 33, dem die codierten Abtastproben
zugeführt werden und das ein erstes (23) und ein zweites Filter (29) enthält, deren Kennlinien
beschrieben werden durch die Gleichungen:
Ε\{ω)
=
=
= le
JlLL
-j ω Τ
2
M 2 "2
sowie eine Anordnung (28, 31, 37, 39, 49) zur Kombination der Filterausgangssignale in der Weise, daß gilt:
EM
=
El {ω) _ Ε1{ω)
FM FM
FM FM
K cos
ωΤ
2. Diskriminator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
a) ein zum nicht-rekursiven transversalen Digitalfilter gehörendes Schieberegister (23, 29;
Fig.5) mit der Verzögerungszeit T, dem die
vom Analog/Digital-Um^tzer gelieferten aufeinanderfolgenden, in Form des Zweier-Komplementes der zugeführten -Frequenz vorliegenden Abtastproben zugeleitet werden,
b) ein erstes Addierwerk (31) zur Bildung eines Signals
f(t- 772) + f(t+ T/2)
aus den Eingangs- und Ausgangssignalen des Schieberegisters,
c) ein Verzögerungselement (28) zur Bildung einc-s
Signals 2 f(t) aus dem Ausgangssignal derjenigen Schieberegisterstufe, die — Verzögerungseinheiten vom Eingang des Schieberegisters
entfernt ist,
d) ein zweites Addierwerk (37) zur Addition der Ausgangssignale des ersten Addierwerks und
des Verzögerungselementes, um ein Signal
+f(t- 772} + 2 fft) + f(t+ 772)
zu erhalten,
e) ein erstes Subtrahierwerk (39) zur Bildung der Differenz der Ausgangssignale des ersten
Addierwerks und des Verzögerungselementes, um ein Signal
-f(t- 772) + 2f(t)- f(t+ .772)
zu erhalten und
f) ein zweites Subtrahierwerk (45) zur Bildung der Differenz aus den Ausgangssignalen des zweiten Addierwerks und des ersten Subtrahierwerkes, um die gewünschte Diskriminator-Kennli-
nie K cos-^r-zu erhalten.
Die Erfindung bezieht sich auf Frequenzdiskriminatoren und insbesondere auf Frequenzdiskriminatoren für
Codierung durch Frequenzumtastung, die aus digitalen Filtern gebildet werden und für Zeitmultiplexbetrieb
geeignet sind.
Wie in dem Buch von Bennett und Davey »Data Transmission«, McGraw Hill Book Co, 1965, auf den
Seiten 170—174 ausgeführt ist, gibt es zwei Arten von
Frequenzdetektoren. Zu der ersten Art gehören diejenigen, die die Nulldurchgänge auswerten oder die
Schwingungen zählen und eine Basisbandkomponente direkt von der Geschwindigkeit der Nulldurchgänge
ableiten. Bei der anderen Art wird ein amplitudenbegrenztes Signal durch ein frequenzselektives Netzwerk
geleitet Das Netzwerk führt eine Amplitudenänderung ein, die proportional zur Frequenz ist Der ideale
Detektor würde realisiert durch einen vollkommenen Diskriminator, auf den ein Tiefpaßfilter folgt
Aus der OS 20 60375 ist ein Empfänger für frequenzumgetastete Signale bekannt, bei dem ankommende Analogsignale verarbeitet werden, indem eine
digitale Filtertechnik verwendet wird.
A. B. Karlson stellt auf den Seiten 386 bis 390 seines Buches »Communication System«, McGraw Hill Book
Co, 1968, fest, daß ein durch Frequenzumtastung codierter Kurvenverlauf aus Signalen konstanter
Amplitude besteht die verschiedene Frequenzen aufweisen, wobei eine Frequenz für jedes mögliche
Nachrichtensymbol vorhanden ist Aus seiner Sicht kann eine Codierung durch Frequenzumtastung betrachtet werden als zwei (oder mehr) ineinander
verschachtelte Ein-Aus-Signale verschiedener Träger-
frequenzen. In dieser Beziehung kann eine Codierung
durch Frequenzumtastung festgestellt werden durch Benutzen eines synchronen oder Hüllkurvendetektors
für jede interessierende Frequenz, Es wird angenommen, daß zu jedem Zeitpunkt der Detektor mit dem
größten Ausgangssignal die übertragene Frequenz anzeigt Tatsächlich benutzen die üblichen nichtkohärenten Detektorsysteme für Codierung durch Frequenzumtastung ein Paar von Bandpaßfiltern und Hüllkurvendetektoren, deren Ausgangssignale gleichgerichtet und ι ο
einer Subtrahierschaltung zugeführt werden. Der Aufbau eines solchen Systems, das einen Diskriminator
für digitale Codierung durch Frequenzumtastung benutzt, ist von C. Alan Buzzard in den IEEE
Transactions on Communications Technology, VoIume 18, No. 5, October, 1970, auf den Seiten 619—624,
beschrieben.
Buzzard zeigt auf der Seite 621 ein detailliertes Blockschaltbild eines Diskriminators für eine Codierung
durch Frequenzumtastung, der ein rekursives digitales Filter enthält. Er stellt auch bei der Beschreibung des
Schaltungsentwurfs auf der Seite 622 fesx daß zum
Aufbau des Systems digitale integrierte Schaltungen in Transistor-Transistor-Logik verwendet wurden. Außerdem bemerkt er, daß die Addierer, Subtrahierer und als
Schieberegister ausgeführten Verzögerungsschaltungen übliche digitale Schaltungen sind. Nebenbei bemerkt er,
daß die Koeffizienten-Multiplizierschaltungen, die für sein Ausführungsbeispiel erforderlich sind, nicht so
einfach aufgebaut sind und eine nachfolgende, ins Einzelne gehende Diskussion erfordern.
An dieser Stelle seien einige Fachausdrücke definien.
Der Ausdruck »rekursiv« bedeutet, daß die Berechnung des Ausgangssignals eines Filters eine explizite Funktion vorhergehender Ausgangs- und Eingangssignale ist
Im Gegensatz dazu besagt der Ausdruck »nicht-rekursiv«, daß das Ausgangssignal eines Filters eine explizite
Funktion nur von vorhergehenden Eingangssignalen ist
Berücksichtigt man dies, so ist offensichtlich, daß der derzeitige Aufbau eines Rekursivfilters außer der
zugegebenen Kompliziertheit der Koeffizienten-Multiplizierschaltungen noch die durch viele Rückkopplungspfade bedingte Kompliziertheit und Instabilität aufweist
Buzzard erkannte, daß es verschiedene Gründe dafür gibt aufeinanderfolgende Proben der Größe der
zugeführten Eingangsfrequenzen durch Codieren in Form des Zweierkomplementes darzustellen. Erstens
ergibt wenn das Vorzeichen als Zahlenbit behandelt werden soll, eine Addition oder Subtraktion automa
tisch das richtige Vorzeiehenbit Zweitens kann, wenn
drei Zahlen zu addieren waren, indem zuerst zwei von ihnen addiert wurden und dann die dritte zur Summe der
ersten beiden addiert wurde, das richtige Ergebnis erhalten werden, auch wenn bei der Zwischensumme
Oberträge auftraten. In der Tat nutzt man diese Eigenschaften in den Koeffizienten-Multiplizierschaltungen aus. Im wesentlichen erfordert die Verwendung
von Rekursivfiltem eine ziemlich genaue Darstellung der Filterkoeffizienten, wenn ein hoher Wert Q und
stabile Mittenfrequenzen erreicht werden sollen. Buzzard benutzt acht und zehn Bits für die Koeffizienten
und andere Forscher haben für einen allgemein verwendbaren Diskriminator für Codierung durch
Frequenzumtastung 16 Bits vorgeschlagen. Die Forderung nach großer Länge des Koeffizienten-Wortes führt
zu komplizierten Multiplizierschaltungen und großen Laufzeitwerten bei der Multiplikation. Dies ist ein
Faktor, der die Anzahl der Signalquellen für Codierung
durch Frequenzumtastung begrenzt denen auf Zeitmultiplexbasis ein Diskriminator gemeinsam ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Frequenzdiskrimirator anzugeben, der kein rekursives
Filter enthält mit Hilfe digitaler Schaltungen aufgebaut werden kann und nur Koeffizienten-Multiplizierschaltungen erfordert, die mit dem Faktor 2 multiplizieren,
was bei Anwendung binärer Arithmetik eine Linksverschiebung bedeutet
Diese Aufgabe wird mit einem Frequenzdiskriminator für sinusförmige Schwingungen gelöst der im
linearen Teil der Kennlinie
F (ω)
ωΤ
2
arbeitet wobei Ε(ω) und F(oi) die Ausgangs- und
Eingangs-Frequenzfunktionen sind, Teine Nullstelle der
Kennlinie und auch die Verzögerungszeit des Diskriminators ist und für die Frequenzen ω gilt: ωι
< ω < <»2 und
der einen Analog/Digital-Umsetzer zur Abtastung
aufeinanderfolgender Werte der zugeführten Frequenzen und zur digitalen Codierung der Abtastproben in
Form des Zweier-Komplements enthält und gekennzeichnet ist durch ein nicht-rekursives transversales
Digitalfilter mit der Verzögerungszeit T und den Gewichtskoeffizienten at, a2 und aj, dem die codierten
Abtastproben zugeführt werden und das ein erstes und ein zweites Filter enthält deren Kennlinien beschrieben
werden durch die Gleichungen:
£l((w)
F(<a)
jo)T ,
2
-jwT . jwT - , . -jmT
2 2
J-
Ie^ +JIr
sowie eine Anordnung zur Kombination der Filterausgangssignale in der Vireise, daß gilt:
Ε(ω) = £!(«) _ El (ω)
F(u>)
F(o>)
Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung in Verbindu.y mit den Zeichnungen beschrieben, von denen zeigt
F i g. 1 einen Gegentakt-Diskriminator zur Codierung
durch Frequenzumtastung nach dem Stand der Technik und seine zugehörige Kennlinie,
F i g. 2A und 2B die strukturelle und mathematische Analyse des Aufbaus des Transversalfilters gemäß der
Erfindung,
Fig.3 ein Blockschaltbild des Diskriminators nach
der Erfindung, der jedoch ein nicht-rekursives Filter mit ganzen Koeffizienten verwendet, die aus der Analyse
nach F i g. 2 abgeleitet wurden,
Fig.4 und 5 das allgemeine und das detaillierte
Ausfuhrungsbeispiel des Filters nach der Erfindung.
In F i g. 1 ist der grundlegende Frequenzdiskriminator
für binäre Modulation nach dem Stand der Technik dargestellt. Die sich ändernde Eingangsfrequenz wird
dem Eingang 1 zugeführt und gleichzeitig zwei Resonatoren 5 und 12, die auf die Frequenzen wi und ωι
abgestimmt sind. Wenn die gewünschte Frequenz vorhanden ist, dann erfolgt eine Anzeige genügender
Größe, die dem Gleichrichterelement 7 bzw. 13 zugeleitet wird. Ein Differenzsignal, das durch die
Subtrahierschaltung 9 gebildet wird, liefert ein positives Ausgangssignal, wenn die Frequenz ωι festgestellt
wurde und ein negatives Ausgangssignal, wenn die Frequenz ojj festgestellt wurde.
Bevor die in den Fig.4 und 5 dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert werden, sei auf die
F i g. 2A und 2B Bezug genommen, in denen eine Analyse eines einfachen Transversalfilters und seiner
Beziehung zu einer gewünschten kosinusförmigen Kennlinie dargelegt ist. In Fig. 2A ist ein typisches, aus
zwei Abschnitten bestehendes Filter dargestellt, das die Gewichtskoeffizienten au ai und aj aufweist, die am
Eingang, in der Mitte und am Ausgang des Verzögerungselementes erscheinen. Um die Analyse zu vereinfachen,
befindet sich der Punkt, der dem Zeitpunkt f = 0 entspricht, zwischen den beiden Verzögerungselementen.
In Fig. 2B ist der Frequenzgang der Filterelemente
graphisch dargestellt. Das erste Filter, bei dem die Gewichtskoeffizienten au ai und 33 die Werte 1,2 und I
besitzen, weist eine kosinusförmige Kennlinie auf, während das andere Filter, dessen Koeffizienten die
Werte —1, 2 und —1 besitzen, eine Kennlinie mit umgekehrtem Verlauf aufweist. Anstelle einer Darstellung
durch Polarkoordinaten wird als andere Darstellungsart die durch Kosinusfunktionen verwendet.
Aus F i g. 3 ist ersichtlich, daß man die Elemente des Transversalfilters in ihren jeweiligen Positionen in der
in Fig. 1 dargestellten klassischen Anordnung vertauschen kann. Ebenfalls ist die Übertragungsfunktion für
die betreffenden Filterkennlinien sowohl graphisch als auch algebraisch in Kosinus-Schreibweise dargestellt.
In Fi g. 4 ist ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispieles angegeben. Es wird angenommen, daß der
Diskriminator auf durch Frequenzumtastung erzeugte Codierungssignale anspricht, wobei n=l und
/"r= 1700 Hz ist. Jeder Kurvenveriauf wird mit einer
Frequenz fs=8/D abgetastet, wobei D die Verzögerung
pro Stufe darstellt. In Fig.4 tastet der Analog/Digital-Umsetzer
2 die aufeinanderfolgenden Signalgrößen ab, die dem Eingang 1 zugeführt werden und codiert sie in
das Zweierkomplement. Die Prinzipien für den Entwurf solcher Abtast- und Codier-Umsetzsysteme sind beispielsweise
in dem Buch von Montgomery Phister, »Logical Design of Digital Computers«. John Wiley
&S«»is. New York, 1958, auf den Seiten 229-234,
399—401 und 279 — 281, angegeben. Durch Zuführen aufeinanderfolgender Abtastproben, die als Zweierkomplement
codiert sind, wird die serielle Multiplikation vereinfacht.
Das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers liegt in öler
Form eines als Zweierkomplement codierten Wortes aus acht Bits vor, das das folgende Format besitzt:
Bitstelle 8 7654321 0
Daten HSB ------ NSB RÜCKSETZEN
Den durch die Schieberegister 23 und 29 gebildeten
ι1 j: r
ebenfalls benutzt. Vorzugsweise kann jedes Kombina-
g6 g
Stellencodierung des Datenwortes zugeführt. Vor dem Empfangen des nächsten Datenwortes werden alle
einzelnen Registerstufen durch ein zwischen zwei aufeinanderfolgenden Wörtern erscheinendes Rücksetzsignal
in den gleichen Zustand versetzt. Bei der Betrachtung des Datenflusses in Fig.4 erkennt man,
daß die Gewichtskoeffizienten, die a\, a2 und aj
entsprechen, auf den Leitungen 21,35 und 70 vorliegen.
Im Addierwerk jI werden die Signale f(t—T/2) und
f(t+ 772) kombiniert, während das Signal f(t) mit dem
Faktor 2 multipliziert wird durch eine Linksverschiebung um 1 Bit in der Schaltung 28. Die Ausgangssignale
des Addierwerkes 31 und der Schaltung 28 werden gleichzeitig einem Addierwerk 37 und einem Subtrahierwerk
39 zugeführt. Deren Ausgangssignale werden wiederum gleichzeitig einer Schaltung 45 zugeführt die
ein Ausgangssignal auf der Leitung 47 erzeugt, das die Differenz der Signale auf den Leitungen 41 und 43
darstellt Dieses Signal wird wiederum einem Filter 49 zugeführt
In Fig.5 ist ein detaillierteres Blockschaltbild der
Anordnung nach F i g. 4 dargestellt Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Verzögerungselemente 23 und
29 durch 32 Bitsteüen umfassende Register dargestellt Fünf vollständige seriell arbeitende Kombinationsnetzwerke,
wie Addierwerke oder Subtrahierwerke, werden werden, das die Fähigkeit hat, den Übertragswert zu
Beginn jedes Datenwortes während des Rücksetzteiles
4i voreinzustellen. Es wird vorausgesetzt, daß die Bits des
Datenwortes seriell über die Leitung 21 gleichzeitig dem Addierwerk 31 und dem Eingang des Registers 32
zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Registers wird wiederum seriell in das Register 32 und die
V) Schaltung 28 zur Linksverschiebung verschoben. Wie
vorher erwähnt wurde, muß das Signal f(t) mn dem Faktor 2 multipliziert werden. Dies wird erreicht durch
eine serielle Linksverschiebung um eine Bitstelle. Da jedes Datenwort von Stufe zu Stufe übertragen wird,
beginnend mit dem wertniedrigsten Bit, kann eine Linksverschiebung erreicht werden durch Einfügen
einer Null in die wertniedrigste Bitstelle und Übertragen des Inhaltes der nächsten sieben Bitstellen. Dies kann
realisiert werden durch ein Verzögemngselement das um eine Bitzeit verzögert dem die Null zugeführt wird
und das schematisch als Element 28 dargestellt ist Das verschobene Ausgangssignal wird den Kombinationsnetzwerken 37 und 39 über die Leitungen 35a und 356
zugeführt Das Kombinationsnetzwerk 37 ist ein
b5 Serienaddierwerk, während das Kombinationsnetzwerk
39 eine Seriensubtraktion durchführen muß. Dies wird zum Teil dadurch sichergestellt daß der Ubertragsausgang
36 auf 1 zurückgesetzt wird und ein Inverter 30 in
der Leitung 33 eingefügt wird. Der innere Aufbau dieser Netzwerke ist auf den Seiten 81 — 135 des klassischen
Werkes von R. K. Richards »Arithmetic Operations in Digital Computers«, D. VanNostrand Co., New York.
1955, sowie auf den Seiten 280—294 seines jüngeren r>
Buches »Digital Design«, Wiley-Interscience, New York (971, beschrieben.
Das *iusgangssignal des Serienaddierwerkes 31 wird,
beginnend mit dem wertniedrigsten Bit, über die Leitung 33 gleichzeitig dem Addierwerk 37 und dem ι»
Subtrahierwerk 39 zugeführt. Das Addierwerk 37 addiert wiederum seriell dieses Eingangssignal zum
Ausgangssignal der Schaltung 28 zur Linksverschiebung, das ihm über die Leitung 35a zugeführt wird. In
ähnlicher Weise wird das Ausgangssignal der Schaltung ι >
28 zur Linksverschiebung von dem Ausgangssignal des Addierwerks 31 in dem Subtrahierwerk 39 subtrahiert.
Die Ergebnisse dieser Operationen werden den Leitungen 4i und 43 zugeiühn. Die Schaltung 45
erzeugt ein Signal auf der Leitung 47, das der Differenz Ji> der absoluten Größen der Signale proportional ist, die
ihr über die Leitungen 41 und 43 zugeführt werden.
Für die Zwecke der weiteren seriellen Verarbeitung liegt die Vorzeicheninformation erst acht Bitzeiten
später vor, so daß es erwünscht ist, zuerst die :ί
numerische Information in den Registern 38 und 50 zu speichern. Die Schaltung 45 besteht aus zwei Addierwerken
46 und 54. Durch Setzen der Übertragsstufe 53 wird das Addierwerk 54 in ein Subtrahierwerk
umgewandelt.
Die Verarbeitungsregeln für das Subtrahierwerk 45 erfordern, daß, wenn das Vorzeichen der im Register 38
gespeicherten Zahlen negativ ist, die Seibsthalteschaltung 40 betätigt wird, um den Inverter 42 wirksam zu
machen, der das Eins-Komplement des aus acht Bits bestehenden Inhaltes des Registers 38 liefert, wenn
dieser Inhalt in das Addierwerk 46 geschoben wird. Zur gleichen Zeit wird die Übertragsstufe 44 in den
Eins-Zustand gesetzt. Wenn das Vonieichen der Zahl positiv ist, dann wird der Inverter 42 nicht betätigt und
die Übertragsstufe 44 wird in den Nullzustand gesetzt.
Wenn das Vorzeichen der im Register 50 gespeicherten Zahl positiv ist, dann wird der Inverter 48 über die
Selbsthalteschaltung 52 betätigt. Zur gleichen Zeit wird die Übertragsstufe 53 des Addierwerkes 54 in den
Einzustand gesetzt. Die Betätigung des Inverters 48
— — — — * -J.~~ ·.«%!*■ Im Dnnirlnr
(JieIli uazu, uaa Eii'iä-KuinpictnEiii uCr SCn!
50 gespeicherten Bits zu bilden, wenn sie der Reihe nach aus dem Register herausgeschoben und dem Addierwerk
46 zugeführt werden. Wenn schließlich das Vorzeichen der Zahl negativ ist, dann wird der Inverter
48 nicht betätigt und die Übertragsstufe 53 in den Nullzustand gesetzt.
Diese Verarbeitungsregeln sorgen dafür, daß die notwendigen Signalanzeigen über die Leitung 47 dem
Filter 49 zugeführt werden.
Hierzu fr Blntt Zeichnimeen
Claims (1)
- Patentansprüche:1, Frequen?d}skriminator für sinusförmige Schwingungen, der im linearen Teil der KennlinieEM FMK cosωΤ 2
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US00307716A US3803501A (en) | 1972-11-17 | 1972-11-17 | Frequency discriminator using digital non-recursive filters |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2356955A1 DE2356955A1 (de) | 1974-05-22 |
DE2356955B2 DE2356955B2 (de) | 1981-03-26 |
DE2356955C3 true DE2356955C3 (de) | 1981-11-26 |
Family
ID=23190909
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2356955A Expired DE2356955C3 (de) | 1972-11-17 | 1973-11-15 | Frequenzdiskriminator mit digitalen, nicht rekursiven Filtern |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3803501A (de) |
JP (1) | JPS558859B2 (de) |
CA (1) | CA992161A (de) |
DE (1) | DE2356955C3 (de) |
FR (1) | FR2207390B1 (de) |
GB (1) | GB1409681A (de) |
IT (1) | IT998646B (de) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4215425A (en) * | 1978-02-27 | 1980-07-29 | Sangamo Weston, Inc. | Apparatus and method for filtering signals in a logging-while-drilling system |
DE3121444A1 (de) * | 1981-05-29 | 1982-12-16 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und anordnung zum demodulieren von fsk-signalen |
DE3212054A1 (de) * | 1982-04-01 | 1983-10-06 | Blaupunkt Werke Gmbh | Digitaler demodulator |
DE3438370C1 (de) * | 1984-10-19 | 1986-04-03 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Verfahren zur Demodulation eines frequenzmodulierten Datensignals |
DE3517485A1 (de) * | 1985-05-15 | 1986-11-20 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Demodulator fuer frequenzmodulierte signale in digitaler form |
DE3674096D1 (de) * | 1985-07-03 | 1990-10-18 | Siemens Ag | Digitale filterweiche, insbesondere fuer einen datenempfaenger. |
JP2558655B2 (ja) * | 1986-10-20 | 1996-11-27 | 松下電器産業株式会社 | ディジタルfm復調器 |
GB8703136D0 (en) * | 1987-02-11 | 1987-03-18 | Univ Cardiff | Filtering electrical signals |
GB8719849D0 (en) * | 1987-08-21 | 1987-09-30 | British Telecomm | Fsk discriminator |
US5119326A (en) * | 1989-12-06 | 1992-06-02 | Transwitch Corporation | Waveshaping transversal filter and method utilizing the same for data transmission over coaxial cable |
JP2581306B2 (ja) * | 1990-11-24 | 1997-02-12 | 日本電気株式会社 | ディジタル方式直交位相検波回路 |
FR2681197B1 (fr) * | 1991-09-09 | 1993-10-29 | France Telecom | Discriminateur de frequence tronique. |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3521042A (en) * | 1967-07-19 | 1970-07-21 | Ibm | Simplified digital filter |
US3689844A (en) * | 1969-12-11 | 1972-09-05 | Bell Telephone Labor Inc | Digital filter receiver for frequency-shift data signals |
-
1972
- 1972-11-17 US US00307716A patent/US3803501A/en not_active Expired - Lifetime
-
1973
- 1973-09-25 IT IT29345/73A patent/IT998646B/it active
- 1973-09-27 FR FR7335258A patent/FR2207390B1/fr not_active Expired
- 1973-10-04 GB GB4631173A patent/GB1409681A/en not_active Expired
- 1973-10-23 CA CA184,074A patent/CA992161A/en not_active Expired
- 1973-10-26 JP JP12003973A patent/JPS558859B2/ja not_active Expired
- 1973-11-15 DE DE2356955A patent/DE2356955C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA992161A (en) | 1976-06-29 |
GB1409681A (en) | 1975-10-15 |
DE2356955A1 (de) | 1974-05-22 |
DE2356955B2 (de) | 1981-03-26 |
JPS4983360A (de) | 1974-08-10 |
IT998646B (it) | 1976-02-20 |
FR2207390A1 (de) | 1974-06-14 |
JPS558859B2 (de) | 1980-03-06 |
FR2207390B1 (de) | 1976-04-30 |
US3803501A (en) | 1974-04-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2626122C2 (de) | Anordnung zum Verarbeiten von Signalen in einem Frequenzmultiplex-Übertragungssystem | |
DE2735945C2 (de) | Schaltungsanordnung für die Trägersynchronisierung von kohärenten Phasendemodulatoren | |
DE2356955C3 (de) | Frequenzdiskriminator mit digitalen, nicht rekursiven Filtern | |
DE19651720A1 (de) | Digitalmodulator und Digitaldemodulator | |
DE2849997A1 (de) | Digitaler empfaenger fuer mehrfrequenzsignale | |
DE1537555B2 (de) | Fr 14.11.66 V.St.v.Amerika 594042 Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage | |
DE2023570C2 (de) | Einseitenband-Modulationssystem | |
EP0080014A2 (de) | Digitaler Demodulator frequenzmodulierter Signale | |
DE2329337A1 (de) | Einseitenbandsystem zur digitalen verarbeitung einer gegebenen anzahl von kanalsignalen | |
DE2616660C3 (de) | Arithmetische Einheit | |
DE2558402C3 (de) | Digitaler Mehrfrequenzcodesignalempfänger für Fernmelde-, insbesondere Fernsprechvermittlungsanlagen | |
DE2831059C2 (de) | Integrierender Kodeumsetzer | |
DE2707936C3 (de) | Einseitenband-FrequenzmultiplexÜbertragungssystem | |
DE3030145C2 (de) | Phasensynchronisationsschaltkreis für die Übertragung von Signalen mit mehrstufiger, mehrphasiger Überlagerungsmodulation | |
DE1512173A1 (de) | Demodulator | |
DE2712474C3 (de) | Demodulationssystem für eine mehrphasig und mehrstufig fiberlagerungsmodulierte Trägerwelle | |
DE2302298A1 (de) | Hilbertumsetzer | |
DE2752451C2 (de) | Anpassende Phasenauswertung für Phasentastmodulation | |
EP0146652A1 (de) | Digitaler FM-Demodulator für digitalisierte FM-Signale | |
DE2060375C3 (de) | Empfänger für frequenzumgetastete Signale | |
DE2534518C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Wiedergewinnung numerischer Informationen aus binär phasenmodulierten empfangenen Signalen | |
DE2260264C3 (de) | Verfahren und Anordnung zur Schätzwertbildung in einem Codierer für Differenz-Pulscodemodulation | |
DE69722719T2 (de) | Interpolationsfilter | |
DE2339616A1 (de) | Digitales transversalfilter | |
DE2651480C2 (de) | Restseitenband-Modulationsverfahren |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OD | Request for examination | ||
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |