JP2558655B2 - ディジタルｆｍ復調器 - Google Patents
ディジタルｆｍ復調器Info
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- JP2558655B2 JP2558655B2 JP61248675A JP24867586A JP2558655B2 JP 2558655 B2 JP2558655 B2 JP 2558655B2 JP 61248675 A JP61248675 A JP 61248675A JP 24867586 A JP24867586 A JP 24867586A JP 2558655 B2 JP2558655 B2 JP 2558655B2
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- Japan
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- digital
- signal
- frequency
- input
- delay device
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、２進数値に量子化されたディジタルの加
算，減算，絶対値などの演算だけで掛算器を必要としな
い周波数復調を行うディジタルFM復調器に関するもので
ある。
算，減算，絶対値などの演算だけで掛算器を必要としな
い周波数復調を行うディジタルFM復調器に関するもので
ある。
従来の技術 従来の復調器について第５図を用いて大略を説明する
（特公昭51−15392号参照）。
（特公昭51−15392号参照）。
第５図において、２次巡回型ディジタルフィルタ9,10
は掛算器14を使用してフィルタ係数K1,K2,K3,K4を適当
に選ぶ事によって従来のアナログ回路によって構成され
た共振器と同等の動作をする。すなわち、２次巡回型デ
ィジタルフィルタ9,10の出力信号をディジタル−アナロ
グ変換したアナログ信号の周波数特性を求めると第６図
ａの如くすることができる。そこで、２次巡回型ディジ
タルフィルタ9,10の共振周波数C1,C2を異なるよう
に選ぶ。そして、２次巡回型ディジタルフィルタ9,10に
接続された演算器５によって絶対値をとり、その差をと
れば、その出力信号と２次巡回型ディジタルフィルタ９
および10の入力信号との間の伝達関数は第６図ｂの如く
なり、これは周波数復調回路として公知のＳ字型の弁別
特性を有する周波数弁別回路にほかならない。したがっ
て、この周波数弁別回路の出力を２次巡回型ディジタル
フィルタで構成される低域ろ波器（LPF）７に通せば得
られる出力信号Ｙ（nT）は周波数復調された信号の標本
値である。
は掛算器14を使用してフィルタ係数K1,K2,K3,K4を適当
に選ぶ事によって従来のアナログ回路によって構成され
た共振器と同等の動作をする。すなわち、２次巡回型デ
ィジタルフィルタ9,10の出力信号をディジタル−アナロ
グ変換したアナログ信号の周波数特性を求めると第６図
ａの如くすることができる。そこで、２次巡回型ディジ
タルフィルタ9,10の共振周波数C1,C2を異なるよう
に選ぶ。そして、２次巡回型ディジタルフィルタ9,10に
接続された演算器５によって絶対値をとり、その差をと
れば、その出力信号と２次巡回型ディジタルフィルタ９
および10の入力信号との間の伝達関数は第６図ｂの如く
なり、これは周波数復調回路として公知のＳ字型の弁別
特性を有する周波数弁別回路にほかならない。したがっ
て、この周波数弁別回路の出力を２次巡回型ディジタル
フィルタで構成される低域ろ波器（LPF）７に通せば得
られる出力信号Ｙ（nT）は周波数復調された信号の標本
値である。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら、従来例の方式は復調演算が複雑で、加
算，掛算の回数が多く、１出力標本値Ｙ（nT）を得るの
に演算時間が長くなり、かつ構成する演算回路が複雑な
為、コストが増加するという問題点がある。
算，掛算の回数が多く、１出力標本値Ｙ（nT）を得るの
に演算時間が長くなり、かつ構成する演算回路が複雑な
為、コストが増加するという問題点がある。
本発明は上記問題点に鑑み、簡単な構成で、しかも掛
算器を必要とせず、演算時間が短かく、かつコストも低
下できるディジタルFM復調器を提供することを目的とす
るものである。
算器を必要とせず、演算時間が短かく、かつコストも低
下できるディジタルFM復調器を提供することを目的とす
るものである。
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明のディジタルFM
復調器は、入力となるディジタルFM信号をサンプル期間
遅延する遅延器に入力し、その遅延器の段数は入力FM信
号の中心周波数をとし、サンプリング周波数をＦとし
た時に4m＝Ｆ（m:正の整数）を満すｍとし、一方上記
入力ディジタルFM信号と遅延器の出力との和をとり、他
方は上記入力ディジタルFM信号と遅延器の出力の差をと
り、その後両方の絶対値の差をとり、ディジタルローパ
スフィルターに通して出力するという構成を備えたもの
である。
復調器は、入力となるディジタルFM信号をサンプル期間
遅延する遅延器に入力し、その遅延器の段数は入力FM信
号の中心周波数をとし、サンプリング周波数をＦとし
た時に4m＝Ｆ（m:正の整数）を満すｍとし、一方上記
入力ディジタルFM信号と遅延器の出力との和をとり、他
方は上記入力ディジタルFM信号と遅延器の出力の差をと
り、その後両方の絶対値の差をとり、ディジタルローパ
スフィルターに通して出力するという構成を備えたもの
である。
作用 かかる本発明では、演算回路構成が非常に簡単で、掛
算器を必要としないために、演算時間の短縮化とコスト
低減が一挙にはかれる、掛算器を必要としないFM復調器
を得ることができる。
算器を必要としないために、演算時間の短縮化とコスト
低減が一挙にはかれる、掛算器を必要としないFM復調器
を得ることができる。
実 施 例 第１図に本発明の一実施例の基本型を示す。１は入力
ディジタルFM信号でＸ（nT）と表わされる。２は遅延器
で、4mFM＝Ｆ（FM:FM信号の中心周波数,F:サンプリ
グ周波数,m＝正の整数）を満たす。FMとＦの時、ｍは
単位時間（1/F）の個数を示すもので、ｍ＝１の時は、
４FM＝Ｆの関係を満たす為、遅延器２の遅延量は（1/
F）となり、８FM＝Ｆの関係を満たす時は、ｍ＝２よ
り遅延器２の遅延量は２（1/F）となる。次に上記の遅
延された信号を減算器３と加算器４に入力し、入力ディ
ジタルFM信号Ｘ（nT）との演算を行ない減算器３の出力
と、加算器４の出力の絶対値を絶対値回路５でとり、そ
の各々の出力の差を別の減算器３で演算を行ない、その
出力をLPF（ディジタルローパスフィルター）７に入力
し、フィルタリングして出力信号Ｙ（nT）を得る。
ディジタルFM信号でＸ（nT）と表わされる。２は遅延器
で、4mFM＝Ｆ（FM:FM信号の中心周波数,F:サンプリ
グ周波数,m＝正の整数）を満たす。FMとＦの時、ｍは
単位時間（1/F）の個数を示すもので、ｍ＝１の時は、
４FM＝Ｆの関係を満たす為、遅延器２の遅延量は（1/
F）となり、８FM＝Ｆの関係を満たす時は、ｍ＝２よ
り遅延器２の遅延量は２（1/F）となる。次に上記の遅
延された信号を減算器３と加算器４に入力し、入力ディ
ジタルFM信号Ｘ（nT）との演算を行ない減算器３の出力
と、加算器４の出力の絶対値を絶対値回路５でとり、そ
の各々の出力の差を別の減算器３で演算を行ない、その
出力をLPF（ディジタルローパスフィルター）７に入力
し、フィルタリングして出力信号Ｙ（nT）を得る。
以下、ｍ＝１とｍ＝２についてFM復調動作について説
明を行なう。
明を行なう。
第２図に本発明のさらに具体的な一実施例を示す。
まず、サンプリング周波数をＦとして、ディジタルFM
信号の中心周波数をFMとした時、4mFM＝Ｆ（m:正の
整数）において、ｍ＝１の例が第２図ａである。
信号の中心周波数をFMとした時、4mFM＝Ｆ（m:正の
整数）において、ｍ＝１の例が第２図ａである。
第２図ａのブロック16の伝達関数における周波数特性
を調べれは、上記で述べた様にｍ＝１より遅延段数は１
段となり、１サンプリング期間の遅延である為、Ｚ変換
で表示すれば H1（Ｚ）＝１−Z-1 ……（１） となる。ここで周波数特性を調べる為に Z-1＝e-jwT,w＝２π（：入力周波数、Ｔ＝1/F:サン
プリング期間）を（１）式に代入すれば、 Ｈ（Ｚ）1|Z-1＝e-jwT＝１−e-jwT ＝１−coswT−jsinwT ……（２） ここで、H1（Ｚ）|Z-1＝e-jwTの利得を求める為に絶対
値をとれば となる。
を調べれは、上記で述べた様にｍ＝１より遅延段数は１
段となり、１サンプリング期間の遅延である為、Ｚ変換
で表示すれば H1（Ｚ）＝１−Z-1 ……（１） となる。ここで周波数特性を調べる為に Z-1＝e-jwT,w＝２π（：入力周波数、Ｔ＝1/F:サン
プリング期間）を（１）式に代入すれば、 Ｈ（Ｚ）1|Z-1＝e-jwT＝１−e-jwT ＝１−coswT−jsinwT ……（２） ここで、H1（Ｚ）|Z-1＝e-jwTの利得を求める為に絶対
値をとれば となる。
次に、第２図ａのブロック17の伝達関数における周波
数特性は、 H2（Ｚ）＝１＋Z-1 ……（４） より、利得は上記と同等の計算により、 となる。
数特性は、 H2（Ｚ）＝１＋Z-1 ……（４） より、利得は上記と同等の計算により、 となる。
ここで、（３）式，（５）式における利得と周波数の
関係を示したのが第３図a,bである。
関係を示したのが第３図a,bである。
ここで第２図ａのブロック16,17で得られたフィルタ
出力8,11絶対値を絶対値回路５で演算する事により検波
を行ない、両方の検波電圧の差を減算器３で求めれば、
第３図ｃの様に動作する為、その出力をディジタルLPF7
を通すことにより、その出力端には復調出力信号Ｙ（n
T）が得られる。
出力8,11絶対値を絶対値回路５で演算する事により検波
を行ない、両方の検波電圧の差を減算器３で求めれば、
第３図ｃの様に動作する為、その出力をディジタルLPF7
を通すことにより、その出力端には復調出力信号Ｙ（n
T）が得られる。
次に、ｍ＝２の時についても第２図ｂに示す様に、遅
延器（Z-1）15が２個直列になった構成となっており、
ｍ＝１の時と同様に H1 2（Ｚ）＝２sinwT H1 2（Ｚ）＝２coswT が得られ、第４図a,b,cに示す様にＳ字形の弁別特性が
得られる。よって同様にｍ＝3,……ｋ（ｋは正の整数）
になる様にディジタルFM信号の中心周波数と、サンプ
リング周波数Ｆとの関係を満たせば、それにともなうｍ
の変化段数分の遅延器Z-1直列に接続するだけで、FM復
調が行なえる事になる。
延器（Z-1）15が２個直列になった構成となっており、
ｍ＝１の時と同様に H1 2（Ｚ）＝２sinwT H1 2（Ｚ）＝２coswT が得られ、第４図a,b,cに示す様にＳ字形の弁別特性が
得られる。よって同様にｍ＝3,……ｋ（ｋは正の整数）
になる様にディジタルFM信号の中心周波数と、サンプ
リング周波数Ｆとの関係を満たせば、それにともなうｍ
の変化段数分の遅延器Z-1直列に接続するだけで、FM復
調が行なえる事になる。
発明の効果 以上の様に本発明は、非常に簡単な構成により、FM復
調が行なえる為に、従来例と比較すればわかる様に構成
部分が少ない為、演算時間の短縮化が図れるだけでな
く、掛算器を使用しない為、非常にコストを安くするこ
とができる。
調が行なえる為に、従来例と比較すればわかる様に構成
部分が少ない為、演算時間の短縮化が図れるだけでな
く、掛算器を使用しない為、非常にコストを安くするこ
とができる。
第１図は本発明の一実施例におけるディジタルFM復調器
の基本ブロック図、第２図は本発明の一実施例でｍ＝の
時とｍ＝２のときのブロック図、第３図はｍ＝１の時の
coswT/2の利得対周波数特性図、ｍ＝１の時のsinwT/2の
利得対周波数特性図、およびｍ＝１の時の の利得対周波数特性図、第４図はｍ＝２の時のcoswTの
利得対周波数特性図、ｍ＝２の時のsinwTの利得対周波
数特性図、およびｍ＝２の時の（sinwT−coswT）の利得
対周波数特性図、第５図，第６図は従来例のブロック図
およびその動作説明のための特性図である。 ２……遅延器、３……減算器、４……加算器、５……絶
対値回路（整流）、７……LPF（ディジタルローパスフ
ィルター）。
の基本ブロック図、第２図は本発明の一実施例でｍ＝の
時とｍ＝２のときのブロック図、第３図はｍ＝１の時の
coswT/2の利得対周波数特性図、ｍ＝１の時のsinwT/2の
利得対周波数特性図、およびｍ＝１の時の の利得対周波数特性図、第４図はｍ＝２の時のcoswTの
利得対周波数特性図、ｍ＝２の時のsinwTの利得対周波
数特性図、およびｍ＝２の時の（sinwT−coswT）の利得
対周波数特性図、第５図，第６図は従来例のブロック図
およびその動作説明のための特性図である。 ２……遅延器、３……減算器、４……加算器、５……絶
対値回路（整流）、７……LPF（ディジタルローパスフ
ィルター）。
Claims (1)
- 【請求項１】ディジタルFM信号をサンプル期間だけ遅延
する遅延器に入力し、その遅延器の段数ｍは、入力FM信
号の中心周波数をｆとしサンプリング周波数をＦとした
時に4mf＝Ｆ（m:正の正数）を満すｍとし、上記入力デ
ィジタルFM信号と遅延器の出力信号との和と上記入力デ
ィジタルFM信号と遅延器の出力信号の差をそれぞれ作成
し、その両者の絶縁値の差を検出し、この差成分をディ
ジタローパスフィルターに通して出力するようにしたこ
とを特徴とするディジタルFM復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61248675A JP2558655B2 (ja) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | ディジタルｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61248675A JP2558655B2 (ja) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | ディジタルｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63102504A JPS63102504A (ja) | 1988-05-07 |
| JP2558655B2 true JP2558655B2 (ja) | 1996-11-27 |
Family
ID=17181660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61248675A Expired - Fee Related JP2558655B2 (ja) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | ディジタルｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2558655B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3803501A (en) * | 1972-11-17 | 1974-04-09 | Ibm | Frequency discriminator using digital non-recursive filters |
-
1986
- 1986-10-20 JP JP61248675A patent/JP2558655B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63102504A (ja) | 1988-05-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |