JPH01255338A - サンプリング位相制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多相位相変調や振幅位相変調等により変調さ
れた受信変調波からデータを得るための装置に係り、特
に、受信変調波の復調出力からデータを抽出するための
サンプリング信号の、位相を制御するサンプリング位相
制御装置に関するものである。

〔従来の技術〕 この種の従来の装置としては、例えば、特開昭６０−２
２３２４３号公報に記載されている様に、受信変調波か
ら抽出したタイミング信号をサンプリング信号によって
サンプリングし、そして、２つのサンプリングされたタ
イミング信号の値を除算し、その結果にアークタンジェ
ント（ｊ　ａ　ｎ−’）の演算を施すことにより、零ク
ロス点を検出し、この検出された信号によって前記サン
プリング信号の位相制御を行うようにしていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記した従来技術では、アークタンジェント（ｊ　ａ　
ｎ−’）の演算を行う必要があり、その為、その演算を
演算回路を用いて行う場合には、回路構成が複雑となっ
たり、或いは、シグナルプロセッサや汎用マイクロコン
ピュータを用いて行う場合には、ソフト量が膨大となっ
たりするという問題があった。また、アークタンジェン
ト（ｊ　ａ　ｎ−’）の変換テーブルを持つＲＯＭ（リ
ード・オンリー・メモリ）を用いる場合には、ＲＯＭの
容量が大きくなってしまうと共に、その容量の制限から
、サンプリング信号の位相制御の精度が悪（なってしま
うという問題があった。

本発明の目的は、上記した従来技術の問題点を解決し、
複雑な演算処理を行うことなく、精度の良いサンプリン
グ信号の位相制御を行うことができるサンプリング位相
制御装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記した目的を達成するために、本発明では、入力され
た受信変調波を第１のサンプリング信号によりサンプリ
ングする第１のサンプリング手段と、該第１のサンプリ
ング手段からのサンプリング出力を復調する復調手段と
、該復調手段からの復調出力を前記第１のサンプリング
信号に同期した第２のサンプリング信号によりサンプリ
ングする第２のサンプリング手段と、前記復調手段から
の復調出力よりタイミング信号を抽出するタイミング信
号抽出手段と、各々、直列に接続され、前記第１のサン
プリング信号のサンプル周期に相当する遅延時間を持ち
、前記サンプリング信号抽出手段により抽出された前記
タイミング信号を順次遅延するｎ（ｎは任意の整数）個
の遅延手段と、前記タイミング信号抽出手段により抽出
された前記タイミング信号の値とｎ個の前記遅延手段に
より各々出力されるｎ個のタイミング信号の値のうち、
値の大小を判別することにより、少なくとも３つのタイ
ミング信号の値を選択して出力すると共に、選択された
前記タイミング信号の値がそれぞれｎ個の前記遅延手段
のうち何個の遅延手段を通過したタイミング信号の値で
あるか示す情報を出力する判別手段と、該判別手段から
の出力に基づいて前記第２のサンプリング信号と前記復
調手段の復調出力との位相差を算出する位相差算出手段
と、を具備し、該位相差算出手段により算出された前記
位相差が所望の位相差となるように前記第２のサンプリ
ング信号の位相を制御するようにした。

〔作用〕

本発明では、例えば、前記判別手段において、前記タイ
ミング信号抽出手段により抽出された前記タイミング信
号の値とｎ個の前記遅延手段により各々出力されるｎ個
のタイミング信号の値のうち、値の大小を判別すること
により、一番目に大きな値Ｘと二番目に大きな値Ｙと三
番目に大きな値Ｚの、少なくとも３つの値を出力し、そ
して、値Ｘ、Ｙがそれぞれｎ個の前記遅延手段のうち何
個の遅延手段を通過したタイミング信号の値であるか示
す情報、例えば、値ＸがＸ７個の遅延手段を通過したタ
イミング信号の値であり、値Ｙが７７個の遅延手段を通
過したタイミング信号の値である時には、Ｘｎ、Ｙ、、
を出力するようにすれば、前記位相差算出手段において
、前記判別手段からの出力に基づいて、前記第２のサン
プリング信号と前記復調手段の復調出力との位相差θを
次の様にして算出することができる。

尚、前記第１のサンプリング信号のサンプル周期をθ８
、前記第１のサンプリング手段におけるサンプリングの
、１変調周期当たりのサンプル数をＮとする。

１）Ｘ、、＞Ｙ、ｌのとき （ただし、Ｘｆｉ＝Ｏ，Ｙ、＝Ｎ−１のときも）θ＝（
Ｎ−Ｘｎ）・θ３＋ΔＸ ２）Ｘ、＜Ｙ、％のとき （ただし、Ｘ、＝Ｎ−１．Ｙｎ＝Ｏのときも）θ＝（Ｎ
−Ｘｎ）・θ、−ΔＸ そして、この様に算出された位相差が、所望の位相差と
なるように、前記第２のサンプリング信号の位相を制御
する。

以上により、本発明によれば、複雑な演算処理を行うこ
とな（、精度の良いサンプリング信号の位相制御を行う
ことができる。

即ち、前記位相差算出手段において行われる演算が簡単
な四則演算で良いため、複雑な演算処理を行う必要がな
く、その演算を演算回路を用いて行う場合には、簡単な
回路構成で済み、回路規模の縮小が図れる。また、その
演算をシグナルプロセッサや汎用マイクロコンピュータ
を用いて行う場合には、ソフトｌが少なくて済み、また
、変換テーブルを持つＲＯＭを用いる場合には、ＲＯＭ
の容量が小さくて済む。

〔実施例〕

以下、本発明の第１の実施例を第１図及び第２図を用い
て説明する。

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図である
。

第１図において、ｌは入力端子、２はアナログ／ディジ
タル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と言う）、３．４はそ
れぞれ乗算器、５．６はそれぞれ低域フィルタ（ＬＰＦ
）、７．８はそれぞれ出力端子、９はタイミング信号抽
出回路、１０ａ〜１０ｅはそれぞれ遅延回路、１１は判
別回路、１２は位相差算出回路、１３は分周設定回路、
１４は分周回路、である。また、タイミング信号抽出回
路９は、狭帯域フィルタ（ＢＰＦ）９−１．９−２と、
絶対値回路９−３．９−４と、加算器９−５と、から成
る。

第２図（ａ）は第１図のサンプリング信号ｆｓを示すタ
イミングチャート、第２図（ｂ）はサンプリング信号ｆ
ｓに同期した第２のサンプリング信号を示すタイミング
チャート、第２図（Ｃ）及び第２図（ｄ）はそれぞれ第
１図の加算器９−５から出力されるタイミング信号を示
すタイミングチャート、である。

以下、本実施例の動作について説明する。

入力端子１より入力された受信変調波は、Ａ／Ｄ変換器
２において、分周回路１４から出力される第２図（ａ）
に示すサンプリング信号Ｉｓによってサンプリングされ
、ディジタル信号に変換される。尚、本実施例では、サ
ンプリング信号ｆｓによるサンプリング周期は、変調周
期Ｔの１／６であるものとしている。

次に、Ａ／Ｄ変換器２の出力は２分岐され、乗算器３．
４におい゛て、直交する搬送波ｃｏｓωむ。

ｓｉｎωｔ（但し、ωは変調周波数である。）と乗算さ
れ、低域フィルタ５．６において、符号量干渉の抑圧、
２次高調波の除去が行われて、ベースバンドの信号に復
調される。

復調された信号は出力端子７．８を介して図示せざる信
号処理回路に入力され、そこにおいて、前述したサンプ
リング信号ｆｓに同期した第２図（ｂ）に示す第２のサ
ンプリング信号によって、データの抽出がなされる。尚
、この第２のサンプリング信号は、その周期が変調周期
Ｔと同じであり、例えば、サンプリング信号ｆｓを６分
周して得られる。

さて、このデータの抽出の際、第２のサンプリング信号
の位相と、出力端子７．８からの出力される復調された
信号の位相とが、所望の位相関係になっていなければ、
正しいデータを抽出することができない、従って、この
第２のサンプリング信号の位相と、復調された信号の位
相とが、所望の位相関係となる様に、第２のサンプリン
グ信号の位相を制御する必要がある。

そこで先ず、本実施例では、低域フィルタ５゜６の出力
である復調された信号をタイミング抽出回路９に入力し
、タイミング信号の抽出を行う。

タイミング抽出回路９を構成する狭帯域フィルタ９−１
．９−２はそれぞれ、変調周期をＴとした時、１／（２
７）の周波数を通過域とするフィルタであり、低域フィ
ルタ５．６より出力された信号は、この狭帯域フィルタ
９−１．９−２により、ｌ／（２Ｔ）の周波数成分が抽
出され、その後、絶対値回路９−３．９−４により絶対
値がとられ、そして、加算器９−５で加算されて、タイ
ミング信号が得られる。

ところで、前述した如く、Ａ／Ｄ変換器２においてサン
プリング信号ｆｓにより受信変調波をサンプリングして
いるため、当然の事ながら、タイミング信号もサンプリ
ングされた信号となっている。従って、タイミング信号
は加算器９−５から第２図（Ｃ）または第２図（ｄ）に
矢印で示す様なサンプル値として出力される。

さて、加算器９−５から出力される、ある任意のサンプ
ル値Ｓｔおよびその次のサンプル値Ｓ　直＋　１は、サ
ンプリング信号ｆｓのサンプル周期に相等する位相をθ
、とすると次のように表わされる。

５ｔ＝Ａｓｉｎ　　α Ｓ　ｉ、、””　　Ａ　　ｓ　　ｉ　ｎ　　（α十〇、
）次に、加算器９−５から出力されたタイミング信号は
、遅延回路１０ａに入力される。この遅延回路１０ａの
後段には、遅延回路１０ｂ−１０ｅが直列に接続されて
おり、入力されたタイミング信号は順次遅延される。尚
、各々の遅延回路１０ａ〜１０ｅの遅延時間は、サンプ
リング信号ｆｓのサンプル周期と同じとなっている。

次に、判別回路１１は、加算器９−５から出力されたタ
イミング信号と、各遅延回路１０ａ〜１０ｅから出力さ
れるタイミング信号とを、それぞれ、前述した第２のサ
ンプリング信号のパルスのタイミングにて取り込む、従
って、判別回路１１には、第２図（Ｃ）または第２図（
ｄ）において、連続する６つのタイミング信号のサンプ
ル値Ｓ０〜Ｓ、がそれぞれ同時に入力されることになる
。

ここで、各サンプル値Ｓ、〜Ｓ、は、５個の遅延回路１
０ａ＝１０ｅのうち、何個の遅延回路を通過して判別回
路１１に入力されたかを考えて見ると、それぞれ、０個
、１個、・・・・・・、５個となる。

このことを第１図及び第２図では、■、■、・・・・・
・。

■と表している。

次に、判定回路１１では、入力された６つのサンプル値
８６〜Ｓ５を大小判別して、そのうちの最も値の大きな
サンプル値Ｘと、その次に大きなサンプル値Ｙと、さら
にその次に大きなサンプル値Ｚとを選択して出力する。

そして、さらに、最も値の大きなサンプル値Ｘの、通過
した遅延回路１０の個数Ｘｌ、と、その次に大きなサン
プル値Ｙの、通過した遅延回路ｌＯの個数Ｙ７とを求め
て出力する。

さて、先に、出力端子７．８の後段の図示さぜる信号処
理回路において、復調された信号から正しいデータを抽
出するためには、第２のサンプリング信号の位相と復調
された信号の位相とが所望の位相関係にならなければな
らないということを述べた。ここで言う所望の位相関係
というのは、具体的には、第２図（ｂ）に示す第２のサ
ンプリング信号におけるパルスの位相と、第２図（Ｃ）
または第２図（ｄ）に示すタイミング信号の最大値をと
るときの位相Ｍとの位相差θが、ちょうど零となったと
きの位相関係である。

そこで、次に、位相差算出回路１２では、判別回路１１
から出力されたＸ、Ｙ、Ｚ、Ｘ、ｌ、Ｙ。

の各種を用いて、前述の位相差θを算出する。即ち、位
相差算出回路１２では、以下の様な演算を行うことによ
り位相差θを算出する。

１）Ｘ、＞Ｙ、のとき （ただし、Ｘ、＝Ｏ，Ｙ、＝５のときも）θ＝（６−Ｘ
、、）・θ、十ΔＸ　　　・・・・・・（１）２）Ｘ、
＜Ｙ、１のとき （ただし、Ｘ、１＝５．Ｙ、＝Ｏのときも）θ＝（６−
Ｘ、）・θ、−ΔＸ　　　・・・・・・（２）ここで、
ΔＸは位相Ｍとサンプル値Ｘの位相との位相差であり、 の連立方程式を解いて となる。

従って、例えば、判別回路１１に入力されたサンプル値
Ｓ、〜Ｓｓが第２図（Ｃ）の如くである場合、位相差算
出回路１２に入力される各種は、Ｘ＝Ｓ４　、Ｙ＝Ｓｓ
　、Ｚ＝Ｓｓ　、Ｘ−−４，ＹＩ％＝３．となるので、
位相差θは、 θ−２θ３＋ΔＸ　　　　　　　　　・・・・・・（７
）となる。

また、第２図（ｄ）の如くである場合には、各種は、Ｘ
””Ｓｓ　、Ｙ＝Ｓ４　、Ｚ＝Ｓｔ　、Ｘ−＝３゜Ｙ、
＝４．となるので、位相差θは、 θ；３θ、＋ΔＸ　　　　　　　　　・・・・・・（８
）となる。

一方、分周回路１４は、分周設定回路１３によって設定
される分周比に基づいて、基準周波数を持つ基準信号ｆ
、を分周し、前述のサンプリング信号ｆ、を出力する。

この時、分周設定回路１３が、上記の如く得られた位相
差θに応じて分周比の設定を行うことにより、分周回路
１４から出力される第２図（ａ）に示したサンプリング
信号ｆ。

の位相は位相差θ分だけシフトする。

これにより、サンプリング信号ｆ、に同期した第２図（
ｂ）に示した第２のサンプリング信号の位相も位相差θ
分だけシフトするので、第２のサンプリング信号におけ
るパルスの位相と、タイミング信号が最大値をとるとき
の位相Ｍとの位相差θは、零となる。従って、第２のサ
ンプリング信号の位相と復調された信号の位相とが所望
の位相関係となるので、図示せざる信号処理回路におい
て、復調された信号から正しいデータを抽出することが
できる。

ところで、以上の説明は、サンプリング信号ｆ。

により、ｌ変調周期間で６回のサンプリングを行う場合
についての説明であるが、−ａ的に、Ｎ回（Ｎ＞２）サ
ンプリングを行う場合には、位相差θは次のように求め
られる。

１）Ｘ、ｌ＞Ｙ、％のとき （ただし、Ｘ、＝０．Ｙｆｉ＝Ｎ−１のときも）θ＝　
（Ｎ　−Ｘ　ｎ）・θ、＋ΔＸ　　　　・・・・・・（
９）２）Ｘ、ｌ＜Ｙ、のとき （ただし、Ｘ、＝Ｎ−１．Ｙ、＝Ｏのときも）θ＝（Ｎ
−Ｘ、１）・θ、−ΔＸ　　　　・・・・・・θωθ、
＝□ Ｘ：１変調周期内の１番目に大きいサ ンプル値 Ｙ：１変調周期内の２番目に大きいサ ンプル値 Ｚ：１変調周期内の３番目に大きいサ ンプ、ル値 Ｘ、、：サンプル値Ｘの通過した遅延回路の個数 Ｙ、、：サンプル値Ｙの通過した遅延回路の個数 また、本実施例における位相差θの算出は近似式に基づ
いているが、１変調周期間で６回のサンプリングを行う
場合の位相誤差は、θ＝７．５°の場合が最大で、−０
，１３°となる。しかし、本実施例では、変調周期Ｔを
１８０°と考えているため、変調周期Ｔを３６０°と考
えると上記位相誤差は約０．３°となる。一方、従来技
術におけるアークタンジェント（ｊ　ａ　ｎ”’）の変
換テーブルを持つＲＯＭを用いる方式では、ＲＯＭの容
量の制限から、ＲＯＭを６４ワード使用した場合、位相
誤差は約５．６°となる。従って、本実施例の方が、従
来技術におけるアークタンジェント（むａ　ｎ−’）の
変換テーブルを持つＲＯＭを用いる方式よりも、はるか
に精度の良くサンプリング信号の位相制御を行うことが
できる。

次に、本発明の第２の実施例を第３図及び第４図を用い
て説明する。

第３図は本発明の第２の実施例におけるタイミング信号
抽出回路の構成を示すブロック図である。

第３図において、９−６．９−７はそれぞれ２乗回路、
９−８は帯域フィルタ、である。

本実施例は、第１図のタイミング信号抽出回路９の代わ
りに、第３図に示すタイミング信号抽出回路９゛を設け
たものであり、その他の構成は第１図と同様である。

以下、本実施例の動作について、第１図の実施例と異な
る部分を主として説明する。

第３図に示すタイミング信号抽出回路９′を構成する狭
帯域フィルタ９−１．９−２は、第１図と同様、変調周
期をＴとした時、１／（２Ｔ）の周波数を通過域とする
フィルタであり、一方、帯域フィルタ９−８は、１／Ｔ
の周波数を通過域とするフィルタである。そこで、第１
図に示す低域フィルタ５，６より出力される復調された
信号は、この狭帯域フィルタ９−１．９−２により１／
（２Ｔ）の周波数成分が抽出され、その後、２乗回路９
−６．９−７により２乗され、加算器９−５で加算され
て、帯域フィルタ９−８により１／Ｔの周波数成分が抽
出され、タイミング信号が得られる。

第４図は第３図の帯域フィルタ９−８から出力されるタ
イミング信号を示すタイミングチャートである。

即ち、タイミング信号は、第３図の帯域フィルタ９−８
からは、第４図に矢印で示すようなサンプル値として出
力される。

従って、本実施例においても、第１図の実施例と同様に
して、判別回路１１において、６つのサンプル値Ｓ０〜
Ｓ、のうちの最も大きな値のサンプル値Ｘと、その次に
大きなサンプル値Ｙと、さらにその次に大きなサンプル
値Ｚと、サンプル値Ｘの通過した遅延回路の個数Ｘ７と
、サンプル値Ｙの通過した遅延回路の個数Ｙｆｉとをそ
れぞれ出力させ、位相差算出回路１２において、それら
出力された各種を基にして、前述の（１）式、（２）式
により、第２のサンプリング信号におけるパルスの位相
と、タイミング信号の最大値をとるときの位相Ｍと、の
位相差θを求めることができ、その結果として、第１図
の実施例と同様の効果を得ることができる。

尚、本実施例において、第３図に示すタイミング信号抽
出回路９°を構成する帯域フィルタ９−８が、直流成分
を除去する高域フィルタであっても、得られるタイミン
グ信号は第４図とほぼ同様となるので、その場合におい
ても、同様の効果を得ることができる。

次に、本発明の第３の実施例を第５図及び第６図を用い
て説明する。

第５図は本発明の第３の実施例におけるタイミング信号
抽出回路の構成を示すブロック図である。

本実施例は、第１図のタイミング信号抽出回路９の代わ
りに、第５図に示すタイミング信号抽出回路９゛を設け
たものであり、その他の構成は第１図と同様である。

第５図に示すタイミング信号抽出回路９°゛は、第３図
に示したタイミング信号抽出回路９′から帯域フィルタ
９−８を削除した構成となっている。

従って、第５図の加算器９−５からは、タイミング信号
が、第６図に矢印で示すようなサンプル値として出力さ
れる。

第６図は第５図の加算器９−５から出力されるタイミン
グ信号を示すタイミングチャートである。

従って、本実施例においても、第１図及び第３図の実施
例と同様、第２のサンプリング信号におけるパルスの位
相と、タイミング信号の最大値をとるときの位相Ｍと、
の位相差θを求めることができ、その結果として、第１
図及び第３図の実施例と同様の効果を得ることができる
。

尚、以上述べた各実施例では、判別回路１１に入力され
る６つのサンプル値３０〜Ｓ、のうち、大きい値のサン
プル値３つを用いて、位相差θを算出すると述べたが、
例えば、小さい値のサンプル値３つを用いても、同様の
効果を得ることができる。即ち、１番目に小さなサンプ
ル値をＸ、　　２番目に小さなサンプル値をＹ、３番目
に小さなサンプル値をＺ、サンプル値Ｘの通過した遅延
回路の個数をＸＴ％＋　サンプル値Ｙの通過した遅延回
路の個数をＹ７とし、１変調周期間でＮ回（Ｎ＞２）サ
ンプリングを行ったとすると、第２のサンプリング信号
のパスルの位相と、タイミング信号の最大値をとるとき
の位相Ｍと、の位相差θは、次のようにして求められる
。

１）Ｘｆｉ＜□のとき （ａ）ｘ、＞ｙ、ｌのとき （Ｘ、＝Ｏ，Ｙイ＝Ｎ−１のときも） ［有］）ｘ、＜ｙ、、のとき ２）Ｘ７≧□のとき、 （ａ）　　Ｘ、＞ｙ、のとき ら）　ｘ、１くＹ７のとき （Ｘ、＝Ｎ−１．Ｙ、＝Ｏのときも） θ３　＝　□ 従って、この様に簡単な四則演算で位相差θが算出する
ことができ、前述と同様の効果が得られる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によれば、複雑な演算処理を
行うことなく、精度の良いサンプリング信号の位相制御
を行うことができる。

即ち、本発明では、位相差算出手段において行われる演
算が簡単な四則演算で良いため、複雑な演算処理を行う
必要がなく、従って、その演算を演算回路を用いて行う
場合には、簡単な回路構成で済み、回路規模の縮小が図
れる。また、その演算をシグナルプロセッサや汎用マイ
クロコンピュータを用いて行う場合には、ソフト量が少
なくて済み、また、変換テーブルを持つＲＯＭを用いる
場合には、ＲＯＭの容量が小さくて済む。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図（ａ）は第１図のサンプリング信号ｆｓを示すタイミ
ングチャート、第２図（ｂ）はサンプリング信号ｆｓに
同期した第２のサンプリング信号を示すタイミングチャ
ート、第２図（Ｃ）及び第２図（ｄ）はそれぞれ第１図
の加算器９−５から出力されるタイミング信号を示すタ
イミングチャート、第３図は本発明の第２の実施例にお
けるタイミング信号抽出回路の構成を示すブロック図、
第４図は第３図の帯域フィルタ９−８から出力されるタ
イミング信号を示すタイミングチャート、第５図は本発
明の第３の実施例におけるタイミング信号抽出回路の構
成を示すブロック図、第６図は第５図の加算器９−５か
ら出力されるタイミング信号を示すタイミングチャート
、である。 符号の説明 ２・・・Ａ／Ｄ変換器、３，４・・・乗算器、９・・・
タイミング信号抽出回路、９−１．９−２・・・狭帯域
フィルタ、９−３．９−４・・・絶対値回路、９−５・
・・加算器、１０ａｘｌＯｅ・・・遅延回路、１１・・
・判別回路、１２・・・位相差算出回路、１３・・・分
周設定回路、１４・・・分周回路。 代理人　弁理士　　並　木　昭　大 筒２図 ！１Ｊ３　　図 ９′ １１４１！１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力された受信変調波を第１のサンプリング信号に
   よりサンプリングする第１のサンプリング手段と、該第
   １のサンプリング手段からのサンプリング出力を復調す
   る復調手段と、該復調手段からの復調出力を前記第１の
   サンプリング信号に同期した第２のサンプリング信号に
   よりサンプリングする第２のサンプリング手段と、前記
   復調手段からの復調出力よりタイミング信号を抽出する
   タイミング信号抽出手段と、各々、直列に接続され、前
   記第１のサンプリング信号のサンプル周期に相当する遅
   延時間を持ち、前記サンプリング信号抽出手段により抽
   出された前記タイミング信号を順次遅延するｎ（ｎは任
   意の整数）個の遅延手段と、前記タイミング信号抽出手
   段により抽出された前記タイミング信号の値とｎ個の前
   記遅延手段により各々出力されるｎ個のタイミング信号
   の値のうち、値の大小を判別することにより、少なくと
   も３つのタイミング信号の値を選択して出力すると共に
   、選択された前記タイミング信号の値がそれぞれｎ個の
   前記遅延手段のうち何個の遅延手段を通過したタイミン
   グ信号の値であるか示す情報を出力する判別手段と、該
   判別手段からの出力に基づいて前記第２のサンプリング
   信号と前記復調手段の復調出力との位相差を算出する位
   相差算出手段と、を具備し、該位相差算出手段により算
   出された前記位相差が所望の位相差となるように前記第
   ２のサンプリング信号の位相を制御するようにしたこと
   を特徴とするサンプリング位相制御装置。 ２、請求項１に記載のサンプリング位相制御装置におい
   て、前記タイミング信号抽出手段は、前記受信変調波の
   変調周期がＴである時、１／（２Ｔ）の周波数を通過域
   とする狭帯域フィルタと、該狭帯域フィルタの出力の絶
   対値を求める絶対値手段と、で構成されることを特徴と
   するサンプリング位相制御装置。 ３、請求項２に記載のサンプリング位相制御装置におい
   て、前記タイミング信号抽出手段を構成する前記絶対値
   手段の代わりに、前記狭帯域フィルタの出力の２乗値を
   求める２乗手段を設けたことを特徴とするサンプリング
   位相制御装置。 ４、請求項３に記載のサンプリング位相制御装置におい
   て、前記タイミング信号抽出手段を構成する前記狭帯域
   フィルタと前記２乗手段の他に、該２乗手段の出力を入
   力し、１／Ｔの周波数を通過域とする帯域フィルタを設
   けたことを特徴とするサンプリング位相制御装置。