JPH0618291B2 - デジタルａｍ復調器 - Google Patents
デジタルａｍ復調器Info
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- JPH0618291B2 JPH0618291B2 JP62150106A JP15010687A JPH0618291B2 JP H0618291 B2 JPH0618291 B2 JP H0618291B2 JP 62150106 A JP62150106 A JP 62150106A JP 15010687 A JP15010687 A JP 15010687A JP H0618291 B2 JPH0618291 B2 JP H0618291B2
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 9
- 230000006870 function Effects 0.000 description 8
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/02—Details
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 この発明はデジタルＡＭ復調器に関する。
（ロ）従来技術 従来より、アナログＡＭ信号を復調する方法としては、
整流検波方式、包絡線検波方式、２乗検波方式など多く
の方式が提案され、実用化されている。しかし、アナロ
グ信号処理の場合、回路素子の周囲環境条件や経年変化
による誤差が増大し、不安定な回路にならざるを得な
い。このため温度保証回路などによる追加回路を施し、
コストの高いものとなっている。
整流検波方式、包絡線検波方式、２乗検波方式など多く
の方式が提案され、実用化されている。しかし、アナロ
グ信号処理の場合、回路素子の周囲環境条件や経年変化
による誤差が増大し、不安定な回路にならざるを得な
い。このため温度保証回路などによる追加回路を施し、
コストの高いものとなっている。
デジタル信号処理技術が発達し、デジタル方式によるＡ
Ｍ復調回路が提案されている。デジタル信号処理技術を
用いたＡＭ検波回路は、入力アナログ信号をA/Dコンバ
ータでデジタル信号に変換し、検波処理を加算器や乗算
器あるいはメモリ回路など、デジタル演算子で実行する
ので回路の無調整化、高安定化及び小型化がはかられる
など、多くの利点を生じている。
Ｍ復調回路が提案されている。デジタル信号処理技術を
用いたＡＭ検波回路は、入力アナログ信号をA/Dコンバ
ータでデジタル信号に変換し、検波処理を加算器や乗算
器あるいはメモリ回路など、デジタル演算子で実行する
ので回路の無調整化、高安定化及び小型化がはかられる
など、多くの利点を生じている。
デジタル方式によるＡＭ復調回路は、いくつか提案され
ているが、これらの中で歪率特性に秀れたデジタルＡＭ
復調器のブロック図を第３図に示す。
ているが、これらの中で歪率特性に秀れたデジタルＡＭ
復調器のブロック図を第３図に示す。
第３図のデジタルＡＭ復調器は、２乗和平方根開平処理
を施し、キャリアの包絡線に比例した出力を取り出す方
式である。
を施し、キャリアの包絡線に比例した出力を取り出す方
式である。
入力端子１にはアナログＡＭ信号を標本化し、２値のデ
ジタル信号に変換したデジタルＡＭ信号が入力される。
デジタルＡＭ信号は乗算器３により２乗されるが、一
方、移相手段としてのレジスタ２より１サンプル遅延処
理が施され、この１サンプル遅延信号は乗算器４で２乗
され、上記乗算器３で２乗された２乗信号と加算器５で
加算され、２乗和信号となる。この２乗和信号は平方根
関数器６により、平方根演算され開平される。
ジタル信号に変換したデジタルＡＭ信号が入力される。
デジタルＡＭ信号は乗算器３により２乗されるが、一
方、移相手段としてのレジスタ２より１サンプル遅延処
理が施され、この１サンプル遅延信号は乗算器４で２乗
され、上記乗算器３で２乗された２乗信号と加算器５で
加算され、２乗和信号となる。この２乗和信号は平方根
関数器６により、平方根演算され開平される。
２乗和平方根に開平された信号はデジタル・ハイパス・
フィルタ７に供給され、ＤＣ成分を除去するとともに、
キャリアの包絡線に比例したＡＭ復調信号を出力端子８
に出力する。
フィルタ７に供給され、ＤＣ成分を除去するとともに、
キャリアの包絡線に比例したＡＭ復調信号を出力端子８
に出力する。
このように、デジタル信号処理技術でＡＭ復調器を構成
したデジタルＡＭ復調回路は、ＩＣ化とともに今後益々
普及し、発展するものと考えられる。
したデジタルＡＭ復調回路は、ＩＣ化とともに今後益々
普及し、発展するものと考えられる。
（ハ）発明が解決しようとする問題点 しかし、上記した従来のデジタルＡＭ復調器において
は、原理的には十分有効であるが、実用的見地から検討
すると必ずしも即使用し、有効に動作するものではな
い。
は、原理的には十分有効であるが、実用的見地から検討
すると必ずしも即使用し、有効に動作するものではな
い。
平方根関数器６の演算方式としてROM(Read On Memory)
テーブルや専用のデジタル平方根開平器を使用するので
あるが、ROMテーブルの場合、平方根展開の演算精度を
上げるためには、ROM容量が膨大となる欠点がある。ま
た専用のデジタル平方根開平器を使用する場合は、平方
根開平の演算が所定の精度まで収束するのに長時間を要
するなどの欠点がある。
テーブルや専用のデジタル平方根開平器を使用するので
あるが、ROMテーブルの場合、平方根展開の演算精度を
上げるためには、ROM容量が膨大となる欠点がある。ま
た専用のデジタル平方根開平器を使用する場合は、平方
根開平の演算が所定の精度まで収束するのに長時間を要
するなどの欠点がある。
このように実用面で、メモリ容量の膨大になるためのコ
ストアップや演算処理時間の長時間を費やすなど実用に
促さないという欠点があった。
ストアップや演算処理時間の長時間を費やすなど実用に
促さないという欠点があった。
この発明は上記した点を鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、比較的簡単なデジタル演算処理
で、しかも精度のよいＡＭ復調信号を作り出すことので
きるデジタルＡＭ復調器を提案することにある。
の目的とするところは、比較的簡単なデジタル演算処理
で、しかも精度のよいＡＭ復調信号を作り出すことので
きるデジタルＡＭ復調器を提案することにある。
（ニ）問題を解決するための手段 この発明に係るデジタルＡＭ復調器は、アナログＡＭ信
号を標本化ならびに量子化した２値のデジタルＡＭ信号
を２乗する第１の乗算器と、前記デジタルＡＭ信号を移
相処理して２乗する移相器及び第２の乗算器と、前記第
１及び第２の乗算器の出力を加算する加算器と、前記加
算器の出力を平方根開平する平方根関数器と、ＤＣ成分
除去用デジタル・ハイパス・フィルタとで構成されたデ
ジタルＡＭ復調器において、 平方根を演算する演算器として演算器への入力信号のレ
ベルが有限の範囲内で誤差が小さくなるような近似多項
式に基づいて構成された多項式演算器を用い、前記加算
器の出力のレベル検出を行なうレベル検出器と、前記レ
ベル検出器の出力に基づき前記多項式演算器の許容誤差
範囲内に収まるように前記加算器の出力信号をビット・
シフトしてレベル補正を施す第１のビット・シフタを前
置し、前記多項式演算器で平方根開平演算後、前記第１
のビット・シフタによるシフト量にしたがって第１のビ
ット・シフタによるものと反対方向にビット・シフトし
てレベル補正を施す第２のビット・シフタを後置した平
方根関数器を備えたデジタルＡＭ復調器である。
号を標本化ならびに量子化した２値のデジタルＡＭ信号
を２乗する第１の乗算器と、前記デジタルＡＭ信号を移
相処理して２乗する移相器及び第２の乗算器と、前記第
１及び第２の乗算器の出力を加算する加算器と、前記加
算器の出力を平方根開平する平方根関数器と、ＤＣ成分
除去用デジタル・ハイパス・フィルタとで構成されたデ
ジタルＡＭ復調器において、 平方根を演算する演算器として演算器への入力信号のレ
ベルが有限の範囲内で誤差が小さくなるような近似多項
式に基づいて構成された多項式演算器を用い、前記加算
器の出力のレベル検出を行なうレベル検出器と、前記レ
ベル検出器の出力に基づき前記多項式演算器の許容誤差
範囲内に収まるように前記加算器の出力信号をビット・
シフトしてレベル補正を施す第１のビット・シフタを前
置し、前記多項式演算器で平方根開平演算後、前記第１
のビット・シフタによるシフト量にしたがって第１のビ
ット・シフタによるものと反対方向にビット・シフトし
てレベル補正を施す第２のビット・シフタを後置した平
方根関数器を備えたデジタルＡＭ復調器である。
（作用） アナログＡＭ信号を標本化ならびに量子化して２値のデ
ジタルＡＭ信号とされた入力信号ｘinを乗算器で２乗し
た２乗信号と、一方、同じデジタルＡＭ信号ｘinを移相
器により移相処理を施された後乗算器で２乗した２乗信
号とを、加算器により加算し２乗和信号ｙinとして出力
する。
ジタルＡＭ信号とされた入力信号ｘinを乗算器で２乗し
た２乗信号と、一方、同じデジタルＡＭ信号ｘinを移相
器により移相処理を施された後乗算器で２乗した２乗信
号とを、加算器により加算し２乗和信号ｙinとして出力
する。
２乗和信号ｙinはレベル検出器に供給され、検出された
レベルの大小にしたがって所定のビット・シフト量を、
後続の第１のビット・シフタおよび第２のビット・シフ
タに指令する。レベル検出された２乗和信号ｙinは第１
のビット・シフタに入力され、そのレベル検出の結果に
応じただけビット・シフトされる。ビット・シフトされ
た信号は多項式演算器に入力されるが、入力レベルが多
項式演算器の許容誤差範囲内に補正されているので、多
項式演算器の出力は誤差の少ない２乗和平方根に開平さ
れた出力となる。開平された信号は第１のビット・シフ
タでビット・シフトされた分だけ本来の信号レベルに対
してシフトされているので、第２のビット・シフタに入
力し、レベル検出器による所定のビット・シフト量で第
１のビット・シフタによるものと反対方向にビット・シ
フトしてやると、始めに入力された２乗和信号ｙinの平
方根開平された信号が得られる。このとき第２のビット
・シフタによるビット・シフト量は、ｙin信号が開平さ
れた結果として、第１のビット・シフタによるビット・
シフト量の半分になる。
レベルの大小にしたがって所定のビット・シフト量を、
後続の第１のビット・シフタおよび第２のビット・シフ
タに指令する。レベル検出された２乗和信号ｙinは第１
のビット・シフタに入力され、そのレベル検出の結果に
応じただけビット・シフトされる。ビット・シフトされ
た信号は多項式演算器に入力されるが、入力レベルが多
項式演算器の許容誤差範囲内に補正されているので、多
項式演算器の出力は誤差の少ない２乗和平方根に開平さ
れた出力となる。開平された信号は第１のビット・シフ
タでビット・シフトされた分だけ本来の信号レベルに対
してシフトされているので、第２のビット・シフタに入
力し、レベル検出器による所定のビット・シフト量で第
１のビット・シフタによるものと反対方向にビット・シ
フトしてやると、始めに入力された２乗和信号ｙinの平
方根開平された信号が得られる。このとき第２のビット
・シフタによるビット・シフト量は、ｙin信号が開平さ
れた結果として、第１のビット・シフタによるビット・
シフト量の半分になる。
この信号がデジタル・ハイパス・フイルタに入力されて
ＤＣ成分を除去されると、入力アナログ信号のキャリヤ
の包絡線に比例したＡＭ復調信号が出力端子より出力さ
れる。
ＤＣ成分を除去されると、入力アナログ信号のキャリヤ
の包絡線に比例したＡＭ復調信号が出力端子より出力さ
れる。
（ヘ）実施例 この発明に係るデジタルＡＭ復調器の実施例を第１図及
び第２図に基づいて説明する。
び第２図に基づいて説明する。
第１図は回路構成を示すブロック図である。入力端子１
にはアナログＡＭ信号を標本化し、２値のデジタル信号
に変換されたデジタルＡＭ信号が入力される。遅延素子
Ｄを持つレジスタ、２乗演算を施す乗算器３、４及び加
算器５は、従来の実施例第３図と同じである。
にはアナログＡＭ信号を標本化し、２値のデジタル信号
に変換されたデジタルＡＭ信号が入力される。遅延素子
Ｄを持つレジスタ、２乗演算を施す乗算器３、４及び加
算器５は、従来の実施例第３図と同じである。
今、入力信号をｘinとすると、レジスタによる移相器２
の出力である１サンプル遅延信号はｘin-1となる。それ
ぞれ乗算器３、４で２乗され、加算器５の２乗和出力信
号ｙinを得る。ここで、デジタルＡＭ信号のキャリヤ周
波数fcとサンプリング周波数fsが、 4fc＝fs(1+2m) 但し、ｍは整数である。
の出力である１サンプル遅延信号はｘin-1となる。それ
ぞれ乗算器３、４で２乗され、加算器５の２乗和出力信
号ｙinを得る。ここで、デジタルＡＭ信号のキャリヤ周
波数fcとサンプリング周波数fsが、 4fc＝fs(1+2m) 但し、ｍは整数である。
なる関係式を満足する場合、xin,xin-1信号はキャリヤ
周波数fcで90度位相差のサンプル点に相当する。したが
ってｙin信号はキャリヤ振幅の２乗値になる。このｙin
信号を平方根に開平するとキャリヤ振幅、すなわちＡＭ
変調波の変調信号レベルを取り出すことになりＡＭ復調
が施される。
周波数fcで90度位相差のサンプル点に相当する。したが
ってｙin信号はキャリヤ振幅の２乗値になる。このｙin
信号を平方根に開平するとキャリヤ振幅、すなわちＡＭ
変調波の変調信号レベルを取り出すことになりＡＭ復調
が施される。
この発明では、上記ｙin信号の平方根開平の演算を次の
手法を用いて実施するところにある。
手法を用いて実施するところにある。
平方根開平の演算を処理するための平方根開平器の構成
は、ｙin信号のレベル検出器10、上方ビット・シフタ1
1、多項式演算器12、下方ビット・シフタ13より構成さ
れている。
は、ｙin信号のレベル検出器10、上方ビット・シフタ1
1、多項式演算器12、下方ビット・シフタ13より構成さ
れている。
ここでは、ｙin信号の最大レベルを基準信号レベルとし
て、基準レベル範囲より小さいものを第１のビット・シ
フタ１１で上方ビット・シフトして多項式演算器１２へ
入力し、平方根開平演算後、多項式演算器１２の出力を
第２のビット・シフタ１３で下方ビット・シフトして正
規のレベルに引き戻している。
て、基準レベル範囲より小さいものを第１のビット・シ
フタ１１で上方ビット・シフトして多項式演算器１２へ
入力し、平方根開平演算後、多項式演算器１２の出力を
第２のビット・シフタ１３で下方ビット・シフトして正
規のレベルに引き戻している。
多項式演算器12は一定範囲内の変数に対し、平方根近似
値を算出するものであり、この範囲内の入力信号レベル
であれば許容誤差範囲内の開平出力であるものとする。
一方、上記ｙin信号のレベルは必ずしもこの範囲内にあ
るとは限らない。
値を算出するものであり、この範囲内の入力信号レベル
であれば許容誤差範囲内の開平出力であるものとする。
一方、上記ｙin信号のレベルは必ずしもこの範囲内にあ
るとは限らない。
そこで、平方根演算の対象となる加算器５の出力信号ｙ
inのレベル検出をレベル検出器10で行い、上方ビット・
シフタ11でレベル補正を行って、上記多項式演算器12の
あらかじめ計算された平方根近似多項式F(x)のｘの設定
範囲内で平方根開平の演算を施し、演算後、下方ビット
・シフタ13でレベル補正し、すべてのｙin信号の値につ
いて同程度の平方根開平の演算精度を得ることが可能と
なる。
inのレベル検出をレベル検出器10で行い、上方ビット・
シフタ11でレベル補正を行って、上記多項式演算器12の
あらかじめ計算された平方根近似多項式F(x)のｘの設定
範囲内で平方根開平の演算を施し、演算後、下方ビット
・シフタ13でレベル補正し、すべてのｙin信号の値につ
いて同程度の平方根開平の演算精度を得ることが可能と
なる。
今、３次多項式の場合を例に平方根関数 の近値式F(x)を求めると、次のようになる。
ここで ｘ＝０．５ を基準にして F(x) をテイラ
ー展開して係数を求めたものが（１）式で、ｘ＝0.25〜
１の値に対しては平方根の良い近似を与える。
ー展開して係数を求めたものが（１）式で、ｘ＝0.25〜
１の値に対しては平方根の良い近似を与える。
多項式演算器12を上記３次多項式(１)で具体的な回路構
成を作ると、第２図のようになる。
成を作ると、第２図のようになる。
入力信号ｘは乗算器20で定数０．５を乗算し、加算器21
で定数1.25を減算し、乗算器22でｘを乗算し、加算器23
で1.875を加算し、乗算器24でｘを乗算し、加算器25で
0.3125を加算し、乗算器26で0.70711を乗算するデジタ
ル信号処理回路が構成される。
で定数1.25を減算し、乗算器22でｘを乗算し、加算器23
で1.875を加算し、乗算器24でｘを乗算し、加算器25で
0.3125を加算し、乗算器26で0.70711を乗算するデジタ
ル信号処理回路が構成される。
３次多項式(１)で展開すると上述のようになるが、実際
は加算器５の出力信号ｙinは必ずしも、0.25〜1.00の範
囲内にあるとは限らない。このため多項式演算器12の平
方根演算の前後でレベル補正が必要となる。
は加算器５の出力信号ｙinは必ずしも、0.25〜1.00の範
囲内にあるとは限らない。このため多項式演算器12の平
方根演算の前後でレベル補正が必要となる。
今、例えばｙin信号レベルが 0.25/k≦ｙin≦1/k の範囲にある場合、ｙin信号レベルの平方根関数 は となり、ｋ＝4n（但し、ｎは自然数）と表わせば、(２)
式は、 となる。したがって、ｙin信号の値をレベルに応じて2n
ビット上方ビット・シフト11により、上方シフタして多
項式演算器12に供給する。
式は、 となる。したがって、ｙin信号の値をレベルに応じて2n
ビット上方ビット・シフト11により、上方シフタして多
項式演算器12に供給する。
多項式演算器12の平方根近似多項式F(x)の演算をして、
その結果を下方ビット・シフタ13によりｎビット下方シ
フトすれば、すべてのｙin信号の値について同程度の近
似値の演算精度を得ることができる。
その結果を下方ビット・シフタ13によりｎビット下方シ
フトすれば、すべてのｙin信号の値について同程度の近
似値の演算精度を得ることができる。
ｙin信号の値と多項式演算器12の平方根演算の前、後に
おけるビット・シフト量の関係を８ビット・データを例
に示すと、下表のようになる。
おけるビット・シフト量の関係を８ビット・データを例
に示すと、下表のようになる。
表：8ビット・デ-タの入力レベル範囲とビット・シフト量の関係を表
わした表 表の入力信号レベルの範囲の上位ビットより3,5,7ビッ
ト目の“１”が、それぞれのレンジに対応する関係をも
つので、ｙin信号レベル検出器10はこの上位ビットより
3,5,7ビット目のビット位置が、“１”または“０”で
あるかを上位から順次判定することによって、レベル検
出を行っている。
わした表 表の入力信号レベルの範囲の上位ビットより3,5,7ビッ
ト目の“１”が、それぞれのレンジに対応する関係をも
つので、ｙin信号レベル検出器10はこの上位ビットより
3,5,7ビット目のビット位置が、“１”または“０”で
あるかを上位から順次判定することによって、レベル検
出を行っている。
レベル検出器10により、ｙin入力信号レベル検出を行
い、第１表のレンジ１〜４を設定し、上方ビット・シフ
タ11で上方ビット・シフト量０〜６(2n)ビットの補正を
施し、上記平方根演算が行われる。平方根演算後、下方
ビット・シフタ13で表の下方ビット・シフト量０〜3(n)
ビットの下方ビット・シフトの補正をして、デジタル・
ハイパス・フィルタ７に供給される。
い、第１表のレンジ１〜４を設定し、上方ビット・シフ
タ11で上方ビット・シフト量０〜６(2n)ビットの補正を
施し、上記平方根演算が行われる。平方根演算後、下方
ビット・シフタ13で表の下方ビット・シフト量０〜3(n)
ビットの下方ビット・シフトの補正をして、デジタル・
ハイパス・フィルタ７に供給される。
このようにして、前述したように２乗和信号ｙinをレベ
ル検出し、適当なビット・シフトをして演算精度を確保
し、平方根開平演算をすることによりＡＭ復調を行って
いる。デジタル・ハイパス・フイルタ７によりＤＣ成分
を除去し、キャリヤの包絡線に比例したＡＭ復調信号を
出力端子８に出力する。
ル検出し、適当なビット・シフトをして演算精度を確保
し、平方根開平演算をすることによりＡＭ復調を行って
いる。デジタル・ハイパス・フイルタ７によりＤＣ成分
を除去し、キャリヤの包絡線に比例したＡＭ復調信号を
出力端子８に出力する。
（ト）考案の効果 この発明に係るデジタルＡＭ復調器よれば、平方根開平
演算を行うに当りデジタルＡＭ変調波信号のレベル検出
を行い、予め設定された演算器入力レベルにレベル・シ
フトを行うため、演算器入力信号レベルが挟められ、演
算処理の精度を上げ、しかも演算規模が小さく大容量の
メモリを必要としないという効果がある。
演算を行うに当りデジタルＡＭ変調波信号のレベル検出
を行い、予め設定された演算器入力レベルにレベル・シ
フトを行うため、演算器入力信号レベルが挟められ、演
算処理の精度を上げ、しかも演算規模が小さく大容量の
メモリを必要としないという効果がある。
更に、演算処理に要する処理時間も短かく、リアルタイ
ム処理ができるという効果がある。
ム処理ができるという効果がある。
しかも、回路構成が簡単であって、また安価に実現する
ことができるため実施も容易である等の優れた特長を有
している。
ことができるため実施も容易である等の優れた特長を有
している。
第１図及び第２図はこの発明に係るデジタルＡＭ復調器
の実施例を示し、第１図はブロック図、第２図は多項式
演算器の３次多項式の回路図である。 第３図は従来のデジタルＡＭ復調器のブロック図であ
る。 １；デジタルＡＭ信号の入力端子 ２；移相器 ３，４；乗算器、５；加算器、 ６；平方根関数器 ７；デジタル・ハイパス・フィルタ ８；デジタルＡＭ復調信号の出力端子 １０；レベル検出器 １１；上方ビット・シフタ １２；多項式演算器 １３；下方ビット・シフタ ２０，２２，２４，２６；乗算器 ２１；減算器、２３，２５；加算器
の実施例を示し、第１図はブロック図、第２図は多項式
演算器の３次多項式の回路図である。 第３図は従来のデジタルＡＭ復調器のブロック図であ
る。 １；デジタルＡＭ信号の入力端子 ２；移相器 ３，４；乗算器、５；加算器、 ６；平方根関数器 ７；デジタル・ハイパス・フィルタ ８；デジタルＡＭ復調信号の出力端子 １０；レベル検出器 １１；上方ビット・シフタ １２；多項式演算器 １３；下方ビット・シフタ ２０，２２，２４，２６；乗算器 ２１；減算器、２３，２５；加算器
Claims (1)
- 【請求項１】アナログＡＭ信号を標本化ならびに量子化
した２値のデジタルＡＭ信号を２乗する第１の乗算器
と、前記アナログＡＭ信号を移相処理して２乗する移相
器及び第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出
力を加算する加算器と、前記加算器の出力を平方根開平
する平方根関数器と、ＤＣ成分除去用デジタル・ハイパ
ス・フィルタとで構成されたデジタルＡＭ復調器におい
て、 平方根を演算する演算器として演算器への入力信号のレ
ベルが有限の範囲内で誤差が小さくなるような近似多項
式に基づいて構成された多項式演算器を用い、前記加算
器の出力のレベル検出を行なうレベル検出器と、前記レ
ベル検出器の出力に基づき前記多項式演算器の許容誤差
範囲内に収まるように前記加算器の出力信号をビット・
シフトしてレベル補正を施す第１のビット・シフトを前
置し、前記多項式演算器で平方根開平演算後、前記第１
のビット・シフトによるシフト量にしたがって第１のビ
ット・シフタによるものと反対方向にビット・シフトし
てレベル補正を施す第２のビット・シフタを後置した平
方根関数器を備えたことを特徴とするデジタルＡＭ復調
器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62150106A JPH0618291B2 (ja) | 1987-06-18 | 1987-06-18 | デジタルａｍ復調器 |
| US07/208,134 US4857859A (en) | 1987-06-18 | 1988-06-17 | AM digital demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62150106A JPH0618291B2 (ja) | 1987-06-18 | 1987-06-18 | デジタルａｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63314903A JPS63314903A (ja) | 1988-12-22 |
| JPH0618291B2 true JPH0618291B2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=15489631
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62150106A Expired - Lifetime JPH0618291B2 (ja) | 1987-06-18 | 1987-06-18 | デジタルａｍ復調器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| JP (1) | JPH0618291B2 (ja) |
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1987
- 1987-06-18 JP JP62150106A patent/JPH0618291B2/ja not_active Expired - Lifetime
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1988
- 1988-06-17 US US07/208,134 patent/US4857859A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63314903A (ja) | 1988-12-22 |
| US4857859A (en) | 1989-08-15 |
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