JPS63288504A - Fm復調器 - Google Patents
Fm復調器Info
- Publication number
- JPS63288504A JPS63288504A JP12465987A JP12465987A JPS63288504A JP S63288504 A JPS63288504 A JP S63288504A JP 12465987 A JP12465987 A JP 12465987A JP 12465987 A JP12465987 A JP 12465987A JP S63288504 A JPS63288504 A JP S63288504A
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- signal
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- Pending
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、デジタル信号に変換さ、れたアナロクFM
信号を復調するFM復調器に関するものである。
信号を復調するFM復調器に関するものである。
[従来の技術]
FM復調器は、一般に入力FM信号の周波数に応じた復
調出力レベルが得られるようにしたもので、高い周波数
のFM信号ならば高い復調レベル、低い周波数のFM信
号ならば低い復調レベルの出力がそれぞれ出力される。
調出力レベルが得られるようにしたもので、高い周波数
のFM信号ならば高い復調レベル、低い周波数のFM信
号ならば低い復調レベルの出力がそれぞれ出力される。
つまり、入力FM信号の周波数と復調出力のレベルとの
関係は第3図に示したようになっている。
関係は第3図に示したようになっている。
ところで、デジタル信号処理技術を用いてFM復調器を
構成する際、FM信号をX、この信号の位相を90°移
相した信号をYとしたとき、信号Xを復調した信号Fは dt Y でダーえられることが従来から知られている。
構成する際、FM信号をX、この信号の位相を90°移
相した信号をYとしたとき、信号Xを復調した信号Fは dt Y でダーえられることが従来から知られている。
すなわち、いま入力FM信号の周波数をfc、k番[1
にサンプリング周期Tでサンプリングされた信号をX
(k)とすると、X(k) = a ・sin (2
πfckT)(ただし、aはFM信号の振幅である)で
表され、同様にYの方もY(k) = a m cos
(2πfckT)で表される。これより、Y (k) となり、次にこれを微分すれば、 dt Y を実行したことになるが、デジタルでは差分をとること
になり、 F=2πfc kT−2πfc (k−1)T=2π
fcT となる、ここで、2πTは一定であるから、Fはfcに
比例した出力となり、入力FM信号の周波数に応じた復
調出力が得られたことになる。
にサンプリング周期Tでサンプリングされた信号をX
(k)とすると、X(k) = a ・sin (2
πfckT)(ただし、aはFM信号の振幅である)で
表され、同様にYの方もY(k) = a m cos
(2πfckT)で表される。これより、Y (k) となり、次にこれを微分すれば、 dt Y を実行したことになるが、デジタルでは差分をとること
になり、 F=2πfc kT−2πfc (k−1)T=2π
fcT となる、ここで、2πTは一定であるから、Fはfcに
比例した出力となり、入力FM信号の周波数に応じた復
調出力が得られたことになる。
これをハードウェアにより実現した従来の回路構成を第
2図に示す。
2図に示す。
図において、(りは入力アナログFM信号をデジタル信
−)に変換するA/Dコンバータであり、デジタル化さ
れたFM信号は、90°移相器(3)により90’移相
された信号Yとなる。他方、A/Dコンバータ(1)の
出力は遅延補正器(2)に入力される。遅延補正器(2
)は、90’移相器(3)により生じる信号Yの遅延時
間と同じだけデジタルFM信号を遅延させるためのもの
で、遅延補正器(2)の出力信号Xと、90°移相器(
3)の出力Yとは同一時刻に量子化された信号とみなす
ことができる。(4)は入力された信号X、Yについて
jan (X/Y)の演算を行う演算器、(5)は演
算器(4)の出力を微分する微分器である。
−)に変換するA/Dコンバータであり、デジタル化さ
れたFM信号は、90°移相器(3)により90’移相
された信号Yとなる。他方、A/Dコンバータ(1)の
出力は遅延補正器(2)に入力される。遅延補正器(2
)は、90’移相器(3)により生じる信号Yの遅延時
間と同じだけデジタルFM信号を遅延させるためのもの
で、遅延補正器(2)の出力信号Xと、90°移相器(
3)の出力Yとは同一時刻に量子化された信号とみなす
ことができる。(4)は入力された信号X、Yについて
jan (X/Y)の演算を行う演算器、(5)は演
算器(4)の出力を微分する微分器である。
このように演算器(0の出力を微分器(5)で微分すれ
ば。
ば。
dt Y
の演算をハードウェアで実現したことになり、微分器(
5)の出力をD/Aコンバータ(6)によりアナログ信
号に変換すれば、FM信号を復調した出力が得られる。
5)の出力をD/Aコンバータ(6)によりアナログ信
号に変換すれば、FM信号を復調した出力が得られる。
この実施例の演算器(4)の構成としては、たとえば除
算器に信号XとYを入力してX/Yを得。
算器に信号XとYを入力してX/Yを得。
その出力をアークタンジェントのテーブルを持つている
ROMに入力し、その出力jan (X/Y)を得る
ことにより構成することができる。
ROMに入力し、その出力jan (X/Y)を得る
ことにより構成することができる。
また、微分器(5)としては、たとえば第4図のように
、サンプリングされた出力から、遅延器(12)で遅延
された1つ前のサンプリング出力を減算器(13)で減
算して差分を取出すように構成することができる。
、サンプリングされた出力から、遅延器(12)で遅延
された1つ前のサンプリング出力を減算器(13)で減
算して差分を取出すように構成することができる。
[発明が解決しようとする問題点]
しかしながら、上記従来のものにあっては、アークタン
ジェントのテーブルを持っているROMが必要であり、
このようなROMを用いることは、装置を小型化、IC
化するうえできわめて不利であった。
ジェントのテーブルを持っているROMが必要であり、
このようなROMを用いることは、装置を小型化、IC
化するうえできわめて不利であった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、ROMを不要とし、装置の小型化、IC化が
容易なFM復調器を提供することを目的としている。
たもので、ROMを不要とし、装置の小型化、IC化が
容易なFM復調器を提供することを目的としている。
[問題点を解決するための手段]
この発明にかかるFM復調器は、入力アナログFM信号
をデジタル信号に変換するA/Dコンバータと、この変
換されたデジタル信号の位相を90’移相する90°移
相器と、上記90°移相器の出力を入力とする第1の遅
延器と、上記デジタル信号を入力とする第2の遅延器と
、上記デジタル信号と第1の遅延器の出力とを乗算する
第1の乗算器と、上記90°移相器の出力と第2の遅延
器の出力とを乗算する第2の乗算器と、上記第1の乗算
器の出力から第2の乗算器の出力を減算する減算器と、
この減算器より出力されるデジタル信号をアナログ信号
に変換するD/Aコンバータとを備えたことを特徴とす
る。
をデジタル信号に変換するA/Dコンバータと、この変
換されたデジタル信号の位相を90’移相する90°移
相器と、上記90°移相器の出力を入力とする第1の遅
延器と、上記デジタル信号を入力とする第2の遅延器と
、上記デジタル信号と第1の遅延器の出力とを乗算する
第1の乗算器と、上記90°移相器の出力と第2の遅延
器の出力とを乗算する第2の乗算器と、上記第1の乗算
器の出力から第2の乗算器の出力を減算する減算器と、
この減算器より出力されるデジタル信号をアナログ信号
に変換するD/Aコンバータとを備えたことを特徴とす
る。
[作用]
この発明のFM復調器においては、第1.第2の遅延器
、第1.第2の乗算器、および減算器によって、近似的
にFM信号の周波数に比例したレベルの復調出力が得ら
れるようにしであるので、アークタンジェントのテーブ
ルを持つROMが不要となる。
、第1.第2の乗算器、および減算器によって、近似的
にFM信号の周波数に比例したレベルの復調出力が得ら
れるようにしであるので、アークタンジェントのテーブ
ルを持つROMが不要となる。
[実施例]
以下、この発明の一実施例を第1図にしたがって説明す
る。第1図において、(1)は入力アナログFM信号を
デジタル信号に変換するA/Dコンバータ、(2)は9
0°移相器(3)により生じる信号の遅延時間と同じだ
けデジタルFM信号を遅延させる遅延補正−器、(3)
はA/Dコンバータ(1)でデジタル化されたFM信号
を90’移相する90°移相器で1以上の構成は第2図
のものと同様である。
る。第1図において、(1)は入力アナログFM信号を
デジタル信号に変換するA/Dコンバータ、(2)は9
0°移相器(3)により生じる信号の遅延時間と同じだ
けデジタルFM信号を遅延させる遅延補正−器、(3)
はA/Dコンバータ(1)でデジタル化されたFM信号
を90’移相する90°移相器で1以上の構成は第2図
のものと同様である。
(7)は遅延補正器(2)の出力を入力とする遅延器、
(8)は90°移相器(3)の出力を入力とする遅延器
、(8)は遅延補正器(2)の出力と遅延器(8)の出
力とを乗算する乗算器、(10)は90°移相器(3)
の出力と遅延器(7)の出力とを乗算する乗算器、(1
1)は乗算器(9)の出力から乗算器(10)の出力を
減算する減算器、(6)は減算器(11)より出力され
るデジタル信号をアナログ信号に変換するD/Aコンバ
ータである。
(8)は90°移相器(3)の出力を入力とする遅延器
、(8)は遅延補正器(2)の出力と遅延器(8)の出
力とを乗算する乗算器、(10)は90°移相器(3)
の出力と遅延器(7)の出力とを乗算する乗算器、(1
1)は乗算器(9)の出力から乗算器(10)の出力を
減算する減算器、(6)は減算器(11)より出力され
るデジタル信号をアナログ信号に変換するD/Aコンバ
ータである。
つぎに、第1図の回路の動作を説明する。
A/Dコンバータ(1)でデジタル化されたFM信号は
、遅延補正器(2)に入力されるとともに、90°移相
器(3)に入力されて90°移相される。遅延補正器(
2)の出力をX(k)、90’移相器(3)からの出力
をY (k)とすると、遅延器(7)、(8)(7)出
力はそれぞnX(k−D 、y (k−t)となる、今
、X(k)がX(k) =a@sin (2πfck
T)(ただし、a : FM信号の振幅、fc:FM信
号の周波数、に:整数、T:サンプリング周期)で表さ
レルトスルト、X(k−1) 、 Y (k) 、
Y(k−1)はそれぞれ、 X(k−1) = a @sin (2x fc (
k−1) T)Y(k) =a*cos (2πf
c kT)Y(k−1) =aIIcos (2πf
c (k−1) T)で表される。
、遅延補正器(2)に入力されるとともに、90°移相
器(3)に入力されて90°移相される。遅延補正器(
2)の出力をX(k)、90’移相器(3)からの出力
をY (k)とすると、遅延器(7)、(8)(7)出
力はそれぞnX(k−D 、y (k−t)となる、今
、X(k)がX(k) =a@sin (2πfck
T)(ただし、a : FM信号の振幅、fc:FM信
号の周波数、に:整数、T:サンプリング周期)で表さ
レルトスルト、X(k−1) 、 Y (k) 、
Y(k−1)はそれぞれ、 X(k−1) = a @sin (2x fc (
k−1) T)Y(k) =a*cos (2πf
c kT)Y(k−1) =aIIcos (2πf
c (k−1) T)で表される。
また、乗算器(9) 、 (10)はそれぞれ、X(
k)Xy (k−1) 、 X (k−t) x Y
(k)を演算し、減算器(11)は乗算器(9)の出
力から乗算器(lO)の出力を減算したものを復調出力
として出力するので、結局、復調出力Fは。
k)Xy (k−1) 、 X (k−t) x Y
(k)を演算し、減算器(11)は乗算器(9)の出
力から乗算器(lO)の出力を減算したものを復調出力
として出力するので、結局、復調出力Fは。
F=X(k)XY(k−1)−X(k−1)XY(k)
となる、これを正弦波、余弦波を用いた表現にすると、 F=aesin (2πfc kT)Xa 拳co
s (2πfc (k−1) Tl −a*s
in (2πfc (k−1)TI Xa ac
os (2πfc kT)2 。
となる、これを正弦波、余弦波を用いた表現にすると、 F=aesin (2πfc kT)Xa 拳co
s (2πfc (k−1) Tl −a*s
in (2πfc (k−1)TI Xa ac
os (2πfc kT)2 。
=a *s ln (2π fcT)とな
る。
る。
ここで、サンプリング周波数がFM信号の周波数に対し
て十分に大きければ、 F中2πa fcT となり、FM信号の振幅aが一定なら2πaTは一定で
あるから、出力FはFM信号の周波数fCに比例したも
のとなることがわかる。これをD/ A コンバータ(
6)によりアナログ信号に変換すれば、FM信号を復調
した出力が得られる。
て十分に大きければ、 F中2πa fcT となり、FM信号の振幅aが一定なら2πaTは一定で
あるから、出力FはFM信号の周波数fCに比例したも
のとなることがわかる。これをD/ A コンバータ(
6)によりアナログ信号に変換すれば、FM信号を復調
した出力が得られる。
以上のようにして、この実施例においては、従来のよう
なアークタンジェントのテーブルを持つROMの代わり
に、遅延器(7) 、 (8)と乗算器(9) 、
(10)と減算器(11)とによって、近似的にFM信
号の周波数に比例したレベルの復調出力が得られるよう
になっている。このため、ROMが不要となり、装置の
小型化、IC化が容易となる。
なアークタンジェントのテーブルを持つROMの代わり
に、遅延器(7) 、 (8)と乗算器(9) 、
(10)と減算器(11)とによって、近似的にFM信
号の周波数に比例したレベルの復調出力が得られるよう
になっている。このため、ROMが不要となり、装置の
小型化、IC化が容易となる。
なお、玉記実施例においては、遅延補正器(2)を設け
ているが、90’移相器(3)で遅延が生じない場合で
あれば、遅延補正器(2)は不要である。
ているが、90’移相器(3)で遅延が生じない場合で
あれば、遅延補正器(2)は不要である。
[発明の効果]
以上のように、この発明によれば、アークタンジェフト
のテーブルを持つROMを設けなくてもFM信号の周波
数に比例した復調出力が得られるから、ROMが不要と
なって装置の小型化、IC化が容易に達成できるという
効果がある。
のテーブルを持つROMを設けなくてもFM信号の周波
数に比例した復調出力が得られるから、ROMが不要と
なって装置の小型化、IC化が容易に達成できるという
効果がある。
第1図はこの発明のFM復調器の一実施例を示すブロッ
ク回路図、第2図は従来のFM復調器のブロック回路図
、第3図は入力FM信号の周波数と復調出力のレベルと
の関係を示す図、第4図は第2図における微分器の例を
示す回路図である。 (1)・・・A/Dコンバータ、(3)・・・90°移
相器、(6)・・・D/Aコンバータ、(7) 、
(8)・・・遅延器、(9) 、 (10)・・・乗
算器、 (11)・・・減算器。 なお1図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
ク回路図、第2図は従来のFM復調器のブロック回路図
、第3図は入力FM信号の周波数と復調出力のレベルと
の関係を示す図、第4図は第2図における微分器の例を
示す回路図である。 (1)・・・A/Dコンバータ、(3)・・・90°移
相器、(6)・・・D/Aコンバータ、(7) 、
(8)・・・遅延器、(9) 、 (10)・・・乗
算器、 (11)・・・減算器。 なお1図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- (1)入力アナログFM信号をデジタル信号に変換する
A/Dコンバータと、この変換されたデジタル信号の位
相を90°移相する90°移相器と、上記90°移相器
の出力を入力とする第1の遅延器と、上記デジタル信号
を入力とする第2の遅延器と、上記デジタル信号と第1
の遅延器の出力とを乗算する第1の乗算器と、上記90
°移相器の出力と第2の遅延器の出力とを乗算する第2
の乗算器と、上記第1の乗算器の出力から第2の乗算器
の出力を減算する減算器と、この減算器より出力される
デジタル信号をアナログ信号に変換するD/Aコンバー
タとを備えたことを特徴とするFM復調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12465987A JPS63288504A (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | Fm復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12465987A JPS63288504A (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | Fm復調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63288504A true JPS63288504A (ja) | 1988-11-25 |
Family
ID=14890873
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12465987A Pending JPS63288504A (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | Fm復調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63288504A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5614862A (en) * | 1995-10-27 | 1997-03-25 | Icom Incorporated | Digital demodulator for a frequency modulated signal and an amplitude modulated signal |
US6611571B1 (en) | 1998-06-16 | 2003-08-26 | Icom Incorporated | Apparatus and method for demodulating an angle-modulated signal |
-
1987
- 1987-05-20 JP JP12465987A patent/JPS63288504A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5614862A (en) * | 1995-10-27 | 1997-03-25 | Icom Incorporated | Digital demodulator for a frequency modulated signal and an amplitude modulated signal |
US6611571B1 (en) | 1998-06-16 | 2003-08-26 | Icom Incorporated | Apparatus and method for demodulating an angle-modulated signal |
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