JPS6051387A

JPS6051387A - デイジタルカラ−デコ−ダ

Info

Publication number: JPS6051387A
Application number: JP15968583A
Authority: JP
Inventors: Seiichiro Iwase; 岩瀬　清一郎
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-08-31
Filing date: 1983-08-31
Publication date: 1985-03-22
Also published as: JPH0542200B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業−にの利用分野」この発明は、アナログの複合カラー映像信号をディジタ
ル信号に変換し、ディジタル信号処理によってコンポー
ネント信号をイ４Ｉるのに適用されるディジタルカラー
デコーダに関する。

「背景技術とその問題点」ディジタルカラーデコーダの一例を第１図に示す。第１
図において、１で示す入力端子にＮＴＳＣ方式の複合カ
ラービデオ信月がｒ］給され、Ａ／Ｄ変換器２によって
、この複合カラービデオ信号がディジタル化される。−
例として、標本化周波数が１３．５　ＭＨｚ　、　１サ
ンプルが８ビットとされる。

Ａろ変換器２で形成されたディジタルカラービデオ信号
が合成回路３及び色信号分離用のフィルタ４に供給され
る。色信号分離用のフィルタ４により分離された色信号
が合成回路３に供給され、ディジタルカラービデオ信号
から減じられ、合成回路３の出力にＹ（輝度）信号が取
り出されづ。

色信号は１乗算器５及び６に供給される。７は。

色復調用のサブキャリア信号源を示し、サブキャリア信
号源７からのサブキャリアが乗算器５に供給され、移相
器８により９０°移相されたサブキヤリアが乗算器６に
供給される。これら乗算器５及び６の復調出力がローパ
スフィルタ９及び１０を夫々介されることによって不要
信号成分が除去される。この復調出力は、Ｕ（Ｒ−Ｙ信
号成分）信号及びＶ（Ｂ−Ｙ信号成分）信号である。ま
た、復調用のサブキャリアの位相によって、ローパスフ
ィルタ９及び１０の出力にＩ信号及びＱ信号が得られる
時は、これらの■信号及びＱ信号がマトリクス回路１１
に供給されることによ勺、Ｕ信号。

■信号が形成される。

上述のディジタルカラーデコーダの信号処理について詳
述する。まず、入力アナログＮＴＳＣ信号はＥＮ＝ＥＩｃｏｓ（ω。ｔ＋３３°）　＋ＥＯ５ｉｎ（
ω。ｔ＋３３°）十ＥＹ・・・・　■ で表わされ、標本化によジＥＮ（ｎＴ）−ＥＩ（ｎＴ）　ｃｏｓ（ω。ｎＴ＋３３
°＋φ）十Ｅｑ（ｎＴ）ｓｉｎ（ωｃｎＴ＋３３°十φ
）＋Ｅｙ・・・■ここで、φは、第２図Ａ及び第２図Ｂ
に示すように水平同期信号ＨＤの立下りを水平期間の起
点とした時に、この水平期間内のサンプリング点（第２
図Ｄ）の第１ザンプル点のサブキャリア（第２図Ｃ）に
対する位相を示す。なお、ザブキャリアは、この水平期
間の起点でゼロ位相とする。

第２図Ａにおいて、ＳＢは、バースト信号を示す。

更に、Ｔがサンプリング周期、　Ｆ４が■信号、　ＥＱ
がＱ信号、ω。がザブキャリアの角速度を各々示してい
る。

■軸、Ｑ軸は、Ｕ軸、Ｖ軸を第３図に示すようの関係が
あるから、これを■式に代入して整理すると。

ＥＮ（ｎＴ）＝　Ｕ（ｎＴ）ｓｉｎ（ｒｒ＋。ｎＴ＋φ
）＋Ｖ　（ｎＴ）　ｃｏｓ　Ｃω。ｎＴ十φ）＋Ｅｙ（
ｎＴ）・・■ そして、フィルタ４ＫＪ−１）、ＥＹ　（輝度信号）が
除去されて、　Ｅｏ（搬送色信号）のみとなる。

Ｅｏ（ｎＴ）　＝Ｕ（ｎＴ）　５ｉｎ（ω。ｎＴ＋φ）
＋　Ｖ（ｎＴ）　ｃｏｓ（ω。ｎＴ＋φ）・・・・・■
サブキャリア信号源７は、エンコードの時と同じ位相の
サブキャリア周波数の単一正弦波を発生する。

ＥＲ３Ａ　（ｎＴ）　＝　２　ｓｉｎ　（ωｃｎＴ十φ
）　・−−−・−■移相器８の出力にはＥＲ３Ｂ　（ｎＴ）−２ｃｏｓ　（１７Ｊ。ｎＴ＋φ）
　・＝−・■が現れる。乗算器５及び６では、フィルタ
４からの搬送色信号Ｅ。（ｎＴ）に対して、０式及び０
式のサブキャリア信号が乗じられる。

ＥＲ５Ａ　（ｎＴ）　Ｘ　Ｅｃ　（ｎＴ）＝　２Ｕ（ｎ
Ｔ）　５ｉｎ２（ω。ｎＴ＋φ）＋　２Ｖ（ｎＴ）ｓｉ
ｎ（ω。ｎＴ＋φ）　−ｃｏｓ　（ω。ｎＴ十φ）”　
（Ｕ（ｎＴ））＋（−Ｕ（ｎＴ）ｃｏｓ（２ω。ｔ＋２
φ）＋　Ｖ（ｎＴ）　５ｉｎ（２ｒｃ＋。ｔ＋２φ））
　・＝−−■ＥＲ３Ｂ　（ｎＴ）　Ｘ　Ｅｏ（ｎＴ）＝
　２Ｕ（ｎＴ）−ｃｏｓ（ω。ｎＴ＋φ）−ｓｉｎ（ω
。ｎＴ＋φ）＋２　Ｖ　（ｎＴ）　ｃｏｓ２（ωｏｎＴ
＋φ）””　（Ｖ（ｎＴ））十（ｔＪＴｎＴ）ｓｉｎ（
２ω。ｎＴ＋２φ）十Ｖ（ｎＴ）ｃｏｓ（２ω（２ｎ　
Ｔ　＋２φ））　−−・　００式及び０式の第２項の２
ω。の周波数成分は、ローパスフィルタ９及び１０によ
り除去されて、Ｕ（ｎＴ）及びＶ　（ｎＴ）が得られる
。

また、ローパスフィルタ９及び１０から、■信号及びＱ
信号をマトリクス回路１１に供給して、Ｕ信号及びＶ信
号を発生する時は、サブキャリア信号源７が、次式のサ
ブキャリア周波数の単一正弦波を発生する。

Ｅ’Ｒ３Ａ　（ｎＴ）　−２ｓｉｎ　（ω。ｎＴ十φ）
　−−・−・−＠）移相器８の出力にはＥ’Ｒ５Ｂ　（ｎＴ　）　−２ｃｏｓ　（ω、２　ｎＴ
＋φ）−−＝・（ｉＦ）が現れる。乗算器５及び６では
、フィルタ４からの搬送色信号Ｅ。（ｎＴ）に対して、
［相］式及び０式のサブキャリア信号が乗じられる。

Ｅ’Ｒ５Ａ　（ｎＴ）　Ｘ　Ｅｃ　（ｎＴ）−２Ｅ　Ｉ
（ｎＴ）ｃｏｓ（ωｃｎＴ＋３３°十φ）ｓｉｎ（ω。

ｎＴ＋３３′−１−φ、＋　２　ＥＱ　（ｎＴ）　ｓ　
１ｎ２（ωｃ　ｎ　Ｔ　＋　３３°十φ）＝（Ｅ□（ｎ
Ｔ）　）＋（ＥＩ（ｎＴ）　５ｉｎ（２ω。ｎＴ＋６６
°＋２φ）Ｅ□（ｎＴ）　ｃｏｓ（２ω。Ｔ＋６６°＋
２φ））　・・・−＠Ｅ　’Ｒ３Ｂ　（ｎＴ）　Ｘ　Ｅ
　ｏ（ｎＴ）−２Ｅ１　（ｎＴ）　ｃｏｓ２（ｒａ。ｎ
Ｔ＋３３°＋φ）＋２　ＥＱ（ｎＴ）　ｓ　ｉｎ　（ω
。ｎＴ＋３３°＋φ）−ｃｏｓ（ω。ｎＴ＋６６°＋２
φ）＝（ＥＴ（ｎＴ））＋（ＥＩ（ｎＴ）ｃｏｓ（２０
）。ｎＴ＋６６°＋２φ）十ＥＱ（ｎＴ）　ｓ　ｉｎ　
（２ω。ｎＴ＋６６°＋２φ））　−−６０式及び０式
の夫々の第２項がローパスフィルり９及び１０により除
去されて、Ｅｑ（ｎＴ）及びＥＴ（ｎＴ）が得られる。

そして、マトリクス回路１１によりの座標変換の演算がなされて、Ｕ信号及びＶ信号が得ら
れる。

上述のカラーデコーダは、Ａろ変換器２に対する制御Ａ
により、入力カラービデオ信号のサブキャリア（第２図
Ｃ）の位相とサンプリング位相（第２図Ｄ）とが位相差
φを持つ関係に固定し、サブキャリア信号源７に対する
制御Ｂにより■及び０式又は［相］及び０式のサブキャ
リア信号を発生させていた。制御Ａは、具体的には、第
４図の構成によって実現される。

第４図において、２１がクロック発生回路を示し、この
クロック発生回路２１の出力が可変移相回路２２を介し
てＡ４変換器２に供給される。

Ａ７．変換器２の出力中のバースト信号がバースト抜き
出し回路２３により抜き取られ１位相検出回路２４に供
給される。この位相検出回路２４の検出出力によって可
変移相回路２２の移相量が制御され、ザブキャリア信号
源γからのサブキャリア信号の位相とＡ７．変換器２に
おけるサンプリング位相とが同じになるように即ち共に
同じサンプリング位相φを有するようにされていた。

制御Ｂにより、いろいろなサンプリング位相φに対応す
る位相を持つサブキャリア信号を発生できると、制御Ａ
を不要とできるか又は制御Ａの負担が減る。しかし、こ
れを実現するには、メモリを使ったテーブル法によるの
で、位相の変化のステップを小さくして、精度を一ヒげ
ようとすると、メモリ容量の増大を招く問題点があった
。そこで、サブキャリア信号源７から所定のサンプリン
グ位相φを有するザブキャリア信号を発生させ、」二連
のような制御Ａによってサンプリング位相を制御するの
が普通であった。

上述の従来のディジタルカラーエンコーダは、アナログ
回路の構成の可変移相回路２２を用いて。

Ａ４変換器２におけるサンプリング位相を制御するため
に、問題を生じる。まず、可変移相回路２２の構成が複
雑であり、安定に高精度の移相制御を行なうことが困難
である。カラーデコーダをディジタル化して、高精度で
安定性が良い装置を実現することが妨げられる。また、
ディジタルカラービデオ信号がコンポジットでなく　、
　（Ｙ、Ｉ、Ｑ）のコンポーネントで扱われる場合には
、サブキャリアがないために、サンプリング位相の制御
を行なう必要がない。したがって、Ａ４変換器をコンポ
ジット用とコンポーネント用とで分けねばならなかった
。

「発明の目的」この発明は、Ａ／／］）変換器におけるサンプリング位
相の制御が不要なディジタルカラーデコーダの提供を目
的とするものである。

この発明の他の目的は、復調用のザブキャリアとして種
々の位相を有するものを形成する構成と異なり、大容量
のメモリを必要としないディジタルカラーデコーダの提
供を目的とするものである。

「発明の概要」この発明は、％変換器におけるサンプリング位相及び復
調用のザブキャリアの位相を所定のものに固定して、２
つの復調出力を座標変換して、正規の検波軸で復調した
のと実質的に同一の２つの色差信号を発生するようにし
たものである。

この発明は、搬送色信号を互いに位相が９０゜異なるザ
ブキャリア信号に」：リデイジタル復調し、第１及び第
２の復調出力を発生する復調回路と、復調回路の検波軸
の正規の検波軸に対する位相ずれを第１及び第２の復調
出力から検出する回路と。

検出された位相ずれから座標変換用の係数を発生する回
路と、係数によって第１及び第２の復調出力を座標変換
する演算回路とを備えたディジタルカラーデコーダであ
る。

「実施例」第５図は、この発明の一実施例の構成を示す。

第５図において、１２で示す入力端子に、ディジタル複
合カラー映像信号からフィルタにより分離された搬送色
信号が供給される。このディジタル複合カラー映像信号
を形成するためのＡ４変換のサンプリングクロンクは、
従来のようなサンプリング位相の制御がされてい力い。

搬送色信号は、乗算器５及び６に供給され、この乗算器
５及び６の夫々の出力がローパスフィルタ９及び１０に
供給され、夫々の出力に復調出力Ｅｘ及びＥｙが得られ
る。この乗算器５及び６には、キャリア信号源７及び移
相器８により発生された復調用のザブキャリアが供給さ
れる。この復調用のザブキャリアの位相は、所定の位相
に固定されたものであり、殆どの場合、復調の検波軸は
、正規の検波軸と位相ずれを有している。

復調出力も及びＥ、は、座標変換を行なうために、マト
リクス回路１３及びバースト抜き出し回路１６に供給さ
れる。このパースト抜き出し回路１６の出力が位相ずれ
検出回路１７に供給される。

この位相ずれ検出回路１７は、バースト信号の位相ずれ
（θ−φ）を検出するものである。つまり、パースト信
号は、第６図において、　ＥＢで示すように、−Ｕ軸に
一致ｉ〜だ位相のものであるが、復調軸が第６図におい
て、破線図示のように、（θ−φ）ずれていると、この
ずれに応じたバースト信号の復調出力ＥＸ及びＥｙが発
生することになる。

したがって、位相ずれ検出回路１７は θ−φ−ｔａｎ’！Ｊニー叉ＥＸにより、位相ずれ（θ−φ）を検出する。

この検出された位相ずれが係数発生回路１８に供給され
、係数発生回路１８で発生した係数がマトリクス回路１
３に供給される。マトリクス回路１３の出力端子１４及
び１５の夫々にＲ−Ｙ信号及びＢ−Ｙ信号が得られる。

上述のこの発明の一実施例では、キャリア信号源７及び
移相器８から次式のサブキャリア信号が発生する。

Ｅ”Ｒ３Ａ　（ｎＴ）　−２ｓｉｎ　（０〕。ｎＴ十〇
）　・＝−＠Ｅ″Ｒ３Ｂ　（ｎＴ）　＝　２　ｃｏｓ　
（ω。ｎＴ十〇）　−・＠）乗算器５及び６の出力にはＥ”Ｒ５Ａ　（ｎＴ）　Ｘ　Ｅｏ（ｎＴ）＝　（Ｕ（ｎ
Ｔ）　ｃｏｓ　（θ−φ）＋Ｖ（ｎＴ）　５ｉｎ（θ−
φ））＋（−Ｕ（ｎＴ）ｃｏｓ（２ω。ｎＴ十〇−φ）
十Ｖ（ｎＴ）ｓｉｎ（２ω（２ｎＴ十〇−φ月　−−・
・０Ｅ’６ｓＢ（ｎＴ）　Ｘ　Ｅｏ（ｎＴ）−（−Ｕ（
ｎＴ）　５ｉｎ（θ−φ）　＋Ｖ（ｎＴ）　ｃｏｓ（θ
−φ））＋ｆＵ（ｎＴ）　ｓｉｎ　（２ω。ｎＴ十θ−
φ）＋Ｖ（ｎＴ）　ｃｏｓ（２ω。ｎＴ＋θ−φ）　）
　−・−−−＠ここでφは、前述のように、水平期間の
第１サンプル点でのサブキャリア位相である。θは、復
調用のサブキャリアの水平期間の第１サンプル点での位
相である。ローパスフィルタ９及び１０の出力はＥＸ（ｎＴ）　−（Ｕ（ｎＴ）　ｃｏｓ　（θ−φ）＋
Ｖ（ｎＴ）　５ｉｎ（θ−φ））・・・・・・・０ＥｙＣｎＴ）−（−Ｕ（ｎＴ）ｓｉｎ（θ−φ）　十Ｖ
（ｎＴ）　ｃｏｓ　（θ−φ月・・・・・［相］もし、（θ−φ）−〇即ち位相ずれがなければ、Ｕ信号
及びＶ信号そのものが得られる。［相］式及び［相］式
をマトリクス式で表現すると、次式のようになる。

０式は、逆行列を用いてとなる。この０式に示される座標変換により、Ｕ信号及
びＶ信号が得られる。マトリクス回路１３は、この０式
の演算を行なうもので、第７図に示す構成を有している
。

第７図において、乗算器３１及び３２により信号ＥＸと
係数ｃｏｓ（θ−φ）との乗算、信号Ｅｘと係数５ｉｎ
（θ−φ）との乗算が行なわれ、乗算器３−３及び３４
により信号Ｅ、と係数−５ｉｎ（θ−φ）との乗算。

信号Ｅ、と係数ｃｏｓ　（θ−φ）との乗算が行なわれ
る。

乗算器３１及び３３の出力が加算器３５に供給され、こ
の加算器３５の出力端子１４にＵ信号が取り出される。

乗算器３２及び３４の出力が加算器３６に供給され、こ
の加算器３６の出力端子１５にＶ信号が取シ出される。

また、係数発生回路１８は、第８図に示すように、ＲＯ
Ｍ　３７及び３８によシ構成される。これらのＲＯＭ　
３７及び３８は、位相ずれ（θ−φ）がアドレスとして
供給され、ＣＯＳ　（θ−φ）及び５ｉｎ（θ−φ）の
データを発生するものである。

（θ−φ）は、−例として０．５°ステツプの精度とさ
れ、ＲＯＭ　３７及び３８は、夫々７２０ワードの容量
を有している。

また、信号ＥＸ及びＥ、から、−Ｉ信号ＥＪ及びＱ信号
ＥＱを座標変換により得るようにしても良い。

前出の０式及び［相］式から・・・・　◎ となる。

「応用例」この発明は、ＰＡＬカラービデオ信号のカラーデコーダ
に対しても適用することができる。

「発明の効果」この発明に依れば、％変換器におけるサンプリング位相
をアナログの可変移相回路によって制御する必要がなく
なり、この可変移相回路によりデコーダの精度が低下し
たり、動作が不安定になることを防止できる。この発明
は、コンポジット用とコンポーネント用とでＡ／、変換
器を共用することを可能とできる。更に、この発明に依
れば、連続波であり１位相が９００ずれた２種類の復調
用のサブキャリアとして任意の位相のものを発生させる
のと比べて、小容量のメモリ及びその周辺回路によって
デコードを行なうことができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を適用することができるディジタルカ
ラーデコーダのブロック図、第２図Ａ〜第２図りは複合
カラー映像信号のサンプリング位相の説明に用いる波形
図、第３図は搬送色信号のベクトル図、第４図はｌシｂ
変換器のサンプリング位相の制御を行なうブロック図、
第５図はこの発明の一実施例のブロック図、第６図はこ
の発明の一実施例の動作説明に用いるベクトル図、第７
図及び第８図は夫々この発明の一実施例の一部の構成を
示すブロック図である。５．６・・・・・・・・復調用の乗算器、７・・・・・
キャリア信号源、１３・・・・マトリクス回路、１７・
・・・・・・位相ずれ検出回路、１８・・・　係数発生
回路。代理人　杉　浦　正　知 −１７−−５１：

Claims

【特許請求の範囲】ディジタル複合カラー映像信号を輝度信号及び搬送色信
号に分肉［１し、上記搬送色信号から２つの色差信号を
発生ずるディジタルカラーデコーダにおいて、上記搬送色信号を互いに位相が９０’異なるザブキャリ
ア信号によりディジタル復調し、第１及び第２の復調出
力を発生する復調回路と、上記復調回路の検波軸の正規
の検波軸に対する位相ずれを上記第１及び第２の復調出
力から検出する回路と、検出さ九たＪ−記位相ずれから
座標変換用の係数を発生する回路と、」二記係数によっ
て上記第１及び第２の復調出力を座標変換する演算回路
とを備えたディジタルカラーデコーダ。