JP2000069495A - ディジタル多方式標準カラ―信号の復調方法及び装置 - Google Patents
ディジタル多方式標準カラ―信号の復調方法及び装置Info
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、多方式標準アプリケーションにお
いて、できる限り共通の復調処理段をワンチップ上に実
装可能なＰＡＬ、ＮＴＳＣ及びＳＥＣＡＭ方式用の汎用
カラー復調器の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明によれば、単一の共通した直角ミ
キサが３通りのカラー方式全てに対し使用される。単一
のミキシング周波数の使用によって生ずるバイアス効果
はクランピング段で補正される。バイアス効果はライン
識別のためにも使用される。
いて、できる限り共通の復調処理段をワンチップ上に実
装可能なＰＡＬ、ＮＴＳＣ及びＳＥＣＡＭ方式用の汎用
カラー復調器の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明によれば、単一の共通した直角ミ
キサが３通りのカラー方式全てに対し使用される。単一
のミキシング周波数の使用によって生ずるバイアス効果
はクランピング段で補正される。バイアス効果はライン
識別のためにも使用される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル多方式
標準ＰＡＬ／ＮＴＳＣ／ＳＥＣＡＭカラー復調の方法及
び装置に関する。
標準ＰＡＬ／ＮＴＳＣ／ＳＥＣＡＭカラー復調の方法及
び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタルＰＡＬ又はＮＴＳＣカラーデ
コーダの主要な構成部品は、ＡＭ変調信号用の直角復調
器である。しかし、ＳＥＣＡＭカラーデコーダの場合、
従来、コーディック（ＣＯＲＤＩＣ）プロセッサ（座標
回転ディジタルコンピュータ）及び微分段が後段に設け
られたヒルベルトフィルタを用いて実現されるＦＭ復調
器が必要とされる。欧州特許出願EP-A-0 597 160号に
は、対応したディジタルスタンドアローン型ＳＥＣＡＭ
デコーダが開示されている。
コーダの主要な構成部品は、ＡＭ変調信号用の直角復調
器である。しかし、ＳＥＣＡＭカラーデコーダの場合、
従来、コーディック（ＣＯＲＤＩＣ）プロセッサ（座標
回転ディジタルコンピュータ）及び微分段が後段に設け
られたヒルベルトフィルタを用いて実現されるＦＭ復調
器が必要とされる。欧州特許出願EP-A-0 597 160号に
は、対応したディジタルスタンドアローン型ＳＥＣＡＭ
デコーダが開示されている。
【０００３】ＣＯＲＤＩＣプロセッサは、欧州特許出願
EP-A-0 329 812及びEP-A-0 597 160号、並びに、これら
の欧州特許出願の引用文献に詳細に記載されている。
EP-A-0 329 812及びEP-A-0 597 160号、並びに、これら
の欧州特許出願の引用文献に詳細に記載されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】多方式標準ＴＶ又はＶ
ＣＲアプリケーションの場合に、ＰＡＬ、ＮＴＳＣ及び
ＳＥＣＡＭテレビジョンシステム用の多方式標準ディジ
タルカラー復調器は、できる限り共通の復調処理段を有
するチップ上に実現される。しかし、ＰＡＬ及びＮＴＳ
Ｃ方式はＡＭ変調を使用し、ＳＥＣＡＭ方式は複合映像
信号中のカラー情報用の２個の異なる搬送波を伴うＦＭ
変調を使用するので、欧州特許出願EP-A-0597 160号に
記載されるように、ヒルベルトフィルタを使用する従来
のディジタルＳＥＣＡＭカラー復調器の解決手段は、直
角ミキサを使用するディジタルＰＡＬ及び／又はＮＴＳ
Ｃカラー復調器に対し殆ど共通性が無い。そのため、上
記の３方式の全てに関する多方式標準カラー復調器チッ
プ上で両方の解決手段を組み合わせることは不都合に思
われる。
ＣＲアプリケーションの場合に、ＰＡＬ、ＮＴＳＣ及び
ＳＥＣＡＭテレビジョンシステム用の多方式標準ディジ
タルカラー復調器は、できる限り共通の復調処理段を有
するチップ上に実現される。しかし、ＰＡＬ及びＮＴＳ
Ｃ方式はＡＭ変調を使用し、ＳＥＣＡＭ方式は複合映像
信号中のカラー情報用の２個の異なる搬送波を伴うＦＭ
変調を使用するので、欧州特許出願EP-A-0597 160号に
記載されるように、ヒルベルトフィルタを使用する従来
のディジタルＳＥＣＡＭカラー復調器の解決手段は、直
角ミキサを使用するディジタルＰＡＬ及び／又はＮＴＳ
Ｃカラー復調器に対し殆ど共通性が無い。そのため、上
記の３方式の全てに関する多方式標準カラー復調器チッ
プ上で両方の解決手段を組み合わせることは不都合に思
われる。
【０００５】しかし、本発明は、この問題に対し、３通
りの全カラー方式に関して単一の共通した直角復調器又
はミキサをもつことができる解決手段によって上記の問
題を解決する。本発明の第１の目的は、少なくとも１個
の共通処理段を用いてＰＡＬ、ＮＴＳＣ及びＳＥＣＡＭ
方式カラー信号をディジタル的に復調する方法を提供す
ることである。この目的は請求項１に記載された方法に
よって達成される。
りの全カラー方式に関して単一の共通した直角復調器又
はミキサをもつことができる解決手段によって上記の問
題を解決する。本発明の第１の目的は、少なくとも１個
の共通処理段を用いてＰＡＬ、ＮＴＳＣ及びＳＥＣＡＭ
方式カラー信号をディジタル的に復調する方法を提供す
ることである。この目的は請求項１に記載された方法に
よって達成される。
【０００６】本発明の第２の目的は、上記の本発明の方
法を利用する装置を提供することである。この目的は請
求項８及び９に記載された装置によって達成される。
法を利用する装置を提供することである。この目的は請
求項８及び９に記載された装置によって達成される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、欧州特
許出願EP-A-0 597 160号に記載されたヒルベルトフィル
タは、ＳＥＣＡＭ方式カラー復調の第１段階で単一のミ
キサ周波数を用いて動作する直角ミキサによって置き換
えられる。この直角ミキサのため、ＰＡＬ／ＮＴＳＣ方
式復調用の既存の直角ミキサを使用することができる。
したがって、カラー復調処理の主要部に対し、共通構造
が得られる。
許出願EP-A-0 597 160号に記載されたヒルベルトフィル
タは、ＳＥＣＡＭ方式カラー復調の第１段階で単一のミ
キサ周波数を用いて動作する直角ミキサによって置き換
えられる。この直角ミキサのため、ＰＡＬ／ＮＴＳＣ方
式復調用の既存の直角ミキサを使用することができる。
したがって、カラー復調処理の主要部に対し、共通構造
が得られる。
【０００８】原則として、本発明の方法は、最初の復調
段階が直角ミキサを用いて実施されるディジタルＳＥＣ
ＡＭ方式カラー信号復調に適する。本発明の有利な付加
的な実施例は夫々の従属請求項に記載されている。原則
として、本発明の装置は、ディジタルＰＡＬ、ＮＴＳＣ
又はＳＥＣＡＭ方式カラー信号復調に適し、ＰＡＬ又は
ＮＴＳＣ方式カラー成分を出力し、或いは、ＳＥＣＡＭ
方式の場合にはｘ及びｙ信号を出力し、ＳＥＣＡＭ方式
の場合に、単一のミキシング周波数が使用され、標準以
外の非標準適合性カラー搬送波ミキシング周波数によっ
て誘起されるバイアス効果を生ずる直角ミキサと、特に
ＣＯＲＤＩＣプロセッサであり、ＳＥＣＡＭ方式の場合
には逆正接関数ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）を計算する処理
段と、ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）信号に関して微分及びク
ランピングが行われ、上記バイアス効果は対応したクラ
ンピング動作によって補正され、ＳＥＣＡＭ方式カラー
成分はＵ及びＶラインの識別を通じて獲得される後続の
処理段とを含み、或いは、上記装置は、ＰＡＬ又はＮＴ
ＳＣ方式カラー成分を出力し、或いは、ＳＥＣＡＭ方式
の場合にはｘ及びｙ信号を出力し、ＳＥＣＡＭ方式の場
合に、ミキシング周波数は標準ＳＥＣＡＭ方式カラー搬
送波周波数の中の一つにライン毎に切り換えられる直角
ミキサと、特にＣＯＲＤＩＣプロセッサであり、ＳＥＣ
ＡＭ方式の場合に、関数ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）を計算
する処理段と、ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）信号に関して微
分が行われ、ＳＥＣＡＭ方式カラー成分がＵ及びＶライ
ンの識別を通じて獲得される後続の処理段とを含む。
段階が直角ミキサを用いて実施されるディジタルＳＥＣ
ＡＭ方式カラー信号復調に適する。本発明の有利な付加
的な実施例は夫々の従属請求項に記載されている。原則
として、本発明の装置は、ディジタルＰＡＬ、ＮＴＳＣ
又はＳＥＣＡＭ方式カラー信号復調に適し、ＰＡＬ又は
ＮＴＳＣ方式カラー成分を出力し、或いは、ＳＥＣＡＭ
方式の場合にはｘ及びｙ信号を出力し、ＳＥＣＡＭ方式
の場合に、単一のミキシング周波数が使用され、標準以
外の非標準適合性カラー搬送波ミキシング周波数によっ
て誘起されるバイアス効果を生ずる直角ミキサと、特に
ＣＯＲＤＩＣプロセッサであり、ＳＥＣＡＭ方式の場合
には逆正接関数ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）を計算する処理
段と、ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）信号に関して微分及びク
ランピングが行われ、上記バイアス効果は対応したクラ
ンピング動作によって補正され、ＳＥＣＡＭ方式カラー
成分はＵ及びＶラインの識別を通じて獲得される後続の
処理段とを含み、或いは、上記装置は、ＰＡＬ又はＮＴ
ＳＣ方式カラー成分を出力し、或いは、ＳＥＣＡＭ方式
の場合にはｘ及びｙ信号を出力し、ＳＥＣＡＭ方式の場
合に、ミキシング周波数は標準ＳＥＣＡＭ方式カラー搬
送波周波数の中の一つにライン毎に切り換えられる直角
ミキサと、特にＣＯＲＤＩＣプロセッサであり、ＳＥＣ
ＡＭ方式の場合に、関数ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）を計算
する処理段と、ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）信号に関して微
分が行われ、ＳＥＣＡＭ方式カラー成分がＵ及びＶライ
ンの識別を通じて獲得される後続の処理段とを含む。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明の実施例を説明する。多方式標準カラー復調器へのデ
ィジタル入力信号は、複合映像信号（ＣＶＢＳ）から分
離された後に変調されたカラー成分信号ｃ（ｔ）であ
る。信号ｃ（ｔ）は直角ミキサＱＵＭＸ内の２本の並列
パスに供給される。第１のパスにおいて、ディジタル入
力信号ｃ（ｔ）は、第１のディジタル乗算器Ｍ１で第１
のディジタル乗数信号Ｃ１によって乗算される。第１の
ディジタル乗算器Ｍ１の出力は、第１のフィルタＬＰ１
によってディジタル的に低域濾波され、第１の出力信号
ｘ（ｔ）を生ずる。第２のパスにおいて、ディジタル入
力信号ｃ（ｔ）は、第２のディジタル乗算器Ｍ２で第２
のディジタル乗数信号Ｃ２によって乗算される。第２の
ディジタル乗算器Ｍ２の出力は、第２のフィルタＬＰ２
によってディジタル的に低域濾波され、第２の出力信号
ｙ（ｔ）を生ずる。
明の実施例を説明する。多方式標準カラー復調器へのデ
ィジタル入力信号は、複合映像信号（ＣＶＢＳ）から分
離された後に変調されたカラー成分信号ｃ（ｔ）であ
る。信号ｃ（ｔ）は直角ミキサＱＵＭＸ内の２本の並列
パスに供給される。第１のパスにおいて、ディジタル入
力信号ｃ（ｔ）は、第１のディジタル乗算器Ｍ１で第１
のディジタル乗数信号Ｃ１によって乗算される。第１の
ディジタル乗算器Ｍ１の出力は、第１のフィルタＬＰ１
によってディジタル的に低域濾波され、第１の出力信号
ｘ（ｔ）を生ずる。第２のパスにおいて、ディジタル入
力信号ｃ（ｔ）は、第２のディジタル乗算器Ｍ２で第２
のディジタル乗数信号Ｃ２によって乗算される。第２の
ディジタル乗算器Ｍ２の出力は、第２のフィルタＬＰ２
によってディジタル的に低域濾波され、第２の出力信号
ｙ（ｔ）を生ずる。
【００１０】ディジタル乗数信号Ｃ１は、例えば、ｃｏ
ｓ（２πｆm ｔ）によって表現され、ディジタル乗数信
号Ｃ２は、±ｓｉｎ（２πｆm ｔ）として表現され、こ
こで、ｆm はミキサ周波数を表す。ディジタル入力信号
ｃ（ｔ）がＰＡＬ又はＮＴＳＣ方式カラー成分信号であ
る場合、第１の出力信号ｘ（ｔ）はＵ又はＩ成分を表
し、第２の出力信号ｙ（ｔ）はＶ又はＱ成分を表す。
ｓ（２πｆm ｔ）によって表現され、ディジタル乗数信
号Ｃ２は、±ｓｉｎ（２πｆm ｔ）として表現され、こ
こで、ｆm はミキサ周波数を表す。ディジタル入力信号
ｃ（ｔ）がＰＡＬ又はＮＴＳＣ方式カラー成分信号であ
る場合、第１の出力信号ｘ（ｔ）はＵ又はＩ成分を表
し、第２の出力信号ｙ（ｔ）はＶ又はＱ成分を表す。
【００１１】ディジタル入力信号ｃ（ｔ）がＳＥＣＡＭ
方式カラー成分信号である場合、第１及び第２の出力信
号ｘ及びｙは、ＣＯＲＤＩＣプロセッサの夫々の入力に
供給され、ＣＯＲＤＩＣプロセッサの出力で、入力位相
を表現する信号 Φ＝ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ） が得られる。ＣＯＲＤＩＣプロセッサの副産物として、
入力振幅 √（ｘ2 ＋ｙ2 ） が計算され、自動カラー制御用の制御信号ＡＣＣとして
使用され得る点が有利である。
方式カラー成分信号である場合、第１及び第２の出力信
号ｘ及びｙは、ＣＯＲＤＩＣプロセッサの夫々の入力に
供給され、ＣＯＲＤＩＣプロセッサの出力で、入力位相
を表現する信号 Φ＝ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ） が得られる。ＣＯＲＤＩＣプロセッサの副産物として、
入力振幅 √（ｘ2 ＋ｙ2 ） が計算され、自動カラー制御用の制御信号ＡＣＣとして
使用され得る点が有利である。
【００１２】ＳＥＣＡＭ方式が２個の異なるカラー搬送
波を使用するとしても、本発明の回路は単一のミキサ周
波数だけを使用する。位相信号Φは、更なる段ＤＣＬを
通過し、そこで、信号Φに対し微分及びクランピングが
行われる。微分だけによって微分された位相信号ΔΦが
生ずる。ＳＥＣＡＭ方式カラー成分Ｕ及びＶは、Ｕライ
ン及びＶラインの識別によってＤＣＬ段の出力で得られ
る。
波を使用するとしても、本発明の回路は単一のミキサ周
波数だけを使用する。位相信号Φは、更なる段ＤＣＬを
通過し、そこで、信号Φに対し微分及びクランピングが
行われる。微分だけによって微分された位相信号ΔΦが
生ずる。ＳＥＣＡＭ方式カラー成分Ｕ及びＶは、Ｕライ
ン及びＶラインの識別によってＤＣＬ段の出力で得られ
る。
【００１３】ＳＥＣＡＭ方式信号に対しては以下の式が
成り立つ。入力信号は、
成り立つ。入力信号は、
【００１４】
【数１】
【００１５】であり、ここで、Ｂ’（ｔ）は振幅を表
し、ｆC （ｔ）は変調周波数を表し、ｋは変調定数であ
り、Ｄ* （ｔ）は復調されるべきカラー成分を表す。直
角ミキサＱＵＭＸの出力は、
し、ｆC （ｔ）は変調周波数を表し、ｋは変調定数であ
り、Ｄ* （ｔ）は復調されるべきカラー成分を表す。直
角ミキサＱＵＭＸの出力は、
【００１６】
【数２】
【００１７】のように表され、式中、τLPは低域フィル
タによって生ずる遅延であり、ｆm は第１のディジタル
乗算器Ｍ１及び第２のディジタル乗算器Ｍ２におけるミ
キサ周波数である。ＣＯＲＤＩＣプロセッサの復調出力
信号、すなわち、微分された出力信号Φ（ｔ）は、
タによって生ずる遅延であり、ｆm は第１のディジタル
乗算器Ｍ１及び第２のディジタル乗算器Ｍ２におけるミ
キサ周波数である。ＣＯＲＤＩＣプロセッサの復調出力
信号、すなわち、微分された出力信号Φ（ｔ）は、
【００１８】
【数３】
【００１９】であり、式中、τはサンプリングレート
（すなわち、ｎ＝０，１，２，３，．．．に対し、ｔ＝
ｎ＊τ）を表し、Δは微分間隔を表現する整数である。
ミキサ周波数ｆm は、異なる方式に対し切り換えられ
る。ＰＡＬ又はＮＴＳＣ方式の場合、ミキサ周波数ｆm
は好ましくはカラー副搬送波周波数ｆC （ＰＡＬ方式の
場合、４．４３ＭＨｚ）に一致する。ＳＥＣＡＭ方式の
場合、ミキサ周波数ｆm は、２個のカラー副搬送波の周
波数４．２５０ＭＨｚと４．４０６ＭＨｚの間の値とし
て選択される。この周波数差によって生じた直角ミキサ
ＱＵＭＸ出力中のバイアスは、クランピングを用いてＤ
ＣＬ段で補正される。
（すなわち、ｎ＝０，１，２，３，．．．に対し、ｔ＝
ｎ＊τ）を表し、Δは微分間隔を表現する整数である。
ミキサ周波数ｆm は、異なる方式に対し切り換えられ
る。ＰＡＬ又はＮＴＳＣ方式の場合、ミキサ周波数ｆm
は好ましくはカラー副搬送波周波数ｆC （ＰＡＬ方式の
場合、４．４３ＭＨｚ）に一致する。ＳＥＣＡＭ方式の
場合、ミキサ周波数ｆm は、２個のカラー副搬送波の周
波数４．２５０ＭＨｚと４．４０６ＭＨｚの間の値とし
て選択される。この周波数差によって生じた直角ミキサ
ＱＵＭＸ出力中のバイアスは、クランピングを用いてＤ
ＣＬ段で補正される。
【００２０】クランピングの一実施例は図４に示されて
いる。この回路は、微分及びクランピング段ＤＣＬに含
まれる。微分された位相信号ΔΦは、平滑化機能を含む
前処理段ＳＭＯを通過し、加算器Ａ４及び減算器Ｓ４に
到達する。加算器Ａ４の出力信号は、１サンプル遅延Ｚ
-1と、１／Ｋ倍分周器ＤＩＶ４とを経由して、減算器Ｓ
４の減数入力に到達する。分周器の出力信号はバイアス
ＢＩを形成する。バイアスＢＩは、一般的に、カラー搬
送波バースト期間に復調出力信号ΔΦ（ｔ）を平均化す
ることにより獲得される。これは、対応したバーストゲ
ート信号Ｂ＿Ｇによって制御される。クランピングは、
復調出力信号からバイアスを減算することによって行わ
れる。
いる。この回路は、微分及びクランピング段ＤＣＬに含
まれる。微分された位相信号ΔΦは、平滑化機能を含む
前処理段ＳＭＯを通過し、加算器Ａ４及び減算器Ｓ４に
到達する。加算器Ａ４の出力信号は、１サンプル遅延Ｚ
-1と、１／Ｋ倍分周器ＤＩＶ４とを経由して、減算器Ｓ
４の減数入力に到達する。分周器の出力信号はバイアス
ＢＩを形成する。バイアスＢＩは、一般的に、カラー搬
送波バースト期間に復調出力信号ΔΦ（ｔ）を平均化す
ることにより獲得される。これは、対応したバーストゲ
ート信号Ｂ＿Ｇによって制御される。クランピングは、
復調出力信号からバイアスを減算することによって行わ
れる。
【００２１】遅延出力は加算器Ａ４の第二の入力に帰還
される。遅延Ｚ-1は、バーストゲート信号Ｂ＿Ｇによっ
てイネーブルにされ、入力信号としてＢ＿Ｇを受信する
立ち上がりエッジ検出器ＲＥＤの出力信号によってクリ
アされる。サンプルは、平均化されるべき各サンプルが
和の中に一回ずつ含まれるように加算される。Ｋの値
は、平均化されるべきサンプル値の個数に対応する。
される。遅延Ｚ-1は、バーストゲート信号Ｂ＿Ｇによっ
てイネーブルにされ、入力信号としてＢ＿Ｇを受信する
立ち上がりエッジ検出器ＲＥＤの出力信号によってクリ
アされる。サンプルは、平均化されるべき各サンプルが
和の中に一回ずつ含まれるように加算される。Ｋの値
は、平均化されるべきサンプル値の個数に対応する。
【００２２】バイアスＢＩは、ＳＥＣＡＭ方式で必要と
されるライン識別のためにも使用される。Ｕライン及び
Ｖラインを識別するため、減算器Ｓ４の出力信号ＴＬＩ
Ｄはライン識別段に供給される。実現可能な回路は図２
に示されている。ライン周波数ｆH によって制御される
第１のスイッチＳＷ２１は、論理値“０”又は“１”の
いずれかを第２のスイッチＳＷ２２の第１の入力及びイ
ンバータＩＮＶの入力に供給する。インバータＩＮＶの
出力はスイッチＳＷ２２の第２の入力に接続される。ス
イッチＳＷ２２はライン識別検査ユニットＬＩＤＣによ
って制御される。
されるライン識別のためにも使用される。Ｕライン及び
Ｖラインを識別するため、減算器Ｓ４の出力信号ＴＬＩ
Ｄはライン識別段に供給される。実現可能な回路は図２
に示されている。ライン周波数ｆH によって制御される
第１のスイッチＳＷ２１は、論理値“０”又は“１”の
いずれかを第２のスイッチＳＷ２２の第１の入力及びイ
ンバータＩＮＶの入力に供給する。インバータＩＮＶの
出力はスイッチＳＷ２２の第２の入力に接続される。ス
イッチＳＷ２２はライン識別検査ユニットＬＩＤＣによ
って制御される。
【００２３】スイッチＳＷ２２の出力は、ラインＩＤ信
号ＬＩＤＳである。ライン識別検査ユニットＬＩＤＣは
ビット値を検査することによりラインＩＤ信号ＬＩＤＳ
の正しさを判定する。４．２５０ＭＨｚと４．４０６Ｍ
Ｈｚの間にある固定ミキサ周波数ｆm が使用される場
合、バイアスはＵラインに対し正の値をとり、Ｖライン
に対し負の値を取るべきである。また、ミキサ周波数ｆ
m をライン毎に交互に４．２５０ＭＨｚと４．４０６Ｍ
Ｈｚの間で切り換えることが可能である。このとき、正
しいバイアス値は零に近付けるべきである。制御信号Ｌ
ＩＤＧは、検査のための適当なタイミングウィンドウを
与える制御信号である。
号ＬＩＤＳである。ライン識別検査ユニットＬＩＤＣは
ビット値を検査することによりラインＩＤ信号ＬＩＤＳ
の正しさを判定する。４．２５０ＭＨｚと４．４０６Ｍ
Ｈｚの間にある固定ミキサ周波数ｆm が使用される場
合、バイアスはＵラインに対し正の値をとり、Ｖライン
に対し負の値を取るべきである。また、ミキサ周波数ｆ
m をライン毎に交互に４．２５０ＭＨｚと４．４０６Ｍ
Ｈｚの間で切り換えることが可能である。このとき、正
しいバイアス値は零に近付けるべきである。制御信号Ｌ
ＩＤＧは、検査のための適当なタイミングウィンドウを
与える制御信号である。
【００２４】微分段が後に続くＣＯＲＤＩＣプロセッサ
を使用する代わりに、図３に示されるような回路を使用
してもよい。信号ｘ（ｔ）は、第１のサンプル遅延Ｄ３
１を通り、第１の乗算器Ｍ３１の第１の入力に到達する
と共に、第２の乗算器Ｍ３２の第２の入力に供給され
る。信号ｙ（ｔ）は第１の乗算器Ｍ３１の第２の入力に
供給されると共に、第２のサンプル遅延Ｄ３２を介して
第２の乗算器Ｍ３２の第１の入力に送られる。減算器Ｓ
において、乗算器Ｍ３２の出力信号は乗算器Ｍ３１の出
力信号から減算される。得られた信号は、後段の第３の
乗算器Ｍ３３によって、１／｛ｘ2 （ｔ）＋ｙ
2 （ｔ）｝で乗算され、微分された位相信号ΔΦを生ず
る。
を使用する代わりに、図３に示されるような回路を使用
してもよい。信号ｘ（ｔ）は、第１のサンプル遅延Ｄ３
１を通り、第１の乗算器Ｍ３１の第１の入力に到達する
と共に、第２の乗算器Ｍ３２の第２の入力に供給され
る。信号ｙ（ｔ）は第１の乗算器Ｍ３１の第２の入力に
供給されると共に、第２のサンプル遅延Ｄ３２を介して
第２の乗算器Ｍ３２の第１の入力に送られる。減算器Ｓ
において、乗算器Ｍ３２の出力信号は乗算器Ｍ３１の出
力信号から減算される。得られた信号は、後段の第３の
乗算器Ｍ３３によって、１／｛ｘ2 （ｔ）＋ｙ
2 （ｔ）｝で乗算され、微分された位相信号ΔΦを生ず
る。
【００２５】図３の回路においてＳＥＣＡＭ方式信号に
対し以下の式が成立する。
対し以下の式が成立する。
【００２６】
【数４】
【００２７】以下の式：
【００２８】
【数５】
【００２９】を仮定すると、 ΔΦ（ｔ）＝２π＊Δτ＊ｋＤ* （ｔ−τLP） が得られる。
【００３０】
【実施例】例えば、カラー搬送波周波数の４倍、すなわ
ち、４＊ｆC に一致するサンプリング及びクロック周波
数を選択することが可能である。また、例えば、カラー
搬送波周波数ｆC の倍数ではない１８ＭＨｚのサンプリ
ング及びクロック周波数を選択することが可能である。
これに対し、上記の従来技術におけるヒルベルトフィル
タの場合、４倍ではないカラー搬送波周波数のサンプリ
ング周波数は非常に複雑な設計を必要とする。
ち、４＊ｆC に一致するサンプリング及びクロック周波
数を選択することが可能である。また、例えば、カラー
搬送波周波数ｆC の倍数ではない１８ＭＨｚのサンプリ
ング及びクロック周波数を選択することが可能である。
これに対し、上記の従来技術におけるヒルベルトフィル
タの場合、４倍ではないカラー搬送波周波数のサンプリ
ング周波数は非常に複雑な設計を必要とする。
【００３１】
【発明の効果】通例的なディジタルＰＡＬ／ＮＴＳＣ及
びＳＥＣＡＭカラー復調器の単なる組合せと比べて、本
発明により提案された多方式標準の解決法は、より簡単
に実現することができ、かつ、クロック周波数に関する
設計上の自由度がより大きくなる。
びＳＥＣＡＭカラー復調器の単なる組合せと比べて、本
発明により提案された多方式標準の解決法は、より簡単
に実現することができ、かつ、クロック周波数に関する
設計上の自由度がより大きくなる。
【図１】本発明のディジタル多方式標準カラー復調器の
構成図である。
構成図である。
【図２】ＳＥＣＡＭ方式ライン識別用の回路構成図であ
る。
る。
【図３】本発明の他の実施例の構成図である。
【図４】クランピングの実施例の説明図である。
ＣＯＲＤＩＣ 座標回転ディジタルコンピュータ ＤＣＬ 微分及びクランピング段 ＬＰ１ 第１のフィルタ ＬＰ２ 第２のフィルタ Ｍ１ 第１のディジタル乗算器 Ｍ２ 第２のディジタル乗算器 ＱＵＭＸ 直角ミキサ ＡＣＣ 自動カラー制御信号 ｃ（ｔ） ディジタル入力信号 Ｃ１，Ｃ２ ディジタル乗数信号 ｘ（ｔ） 第１の出力信号 ｙ（ｔ） 第２の出力信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マクシミーリアーン エアバル ドイツ連邦共和国，78052 ヴィリンゲン −リータイム，シャルメネッカー 30
Claims (9)
- 【請求項１】 最初の復調段階は直角ミキサ（ＱＵＭ
Ｘ）を用いて実施されることを特徴とするディジタルＳ
ＥＣＡＭ方式カラー信号（ｃ（ｔ））の復調方法。 - 【請求項２】 信号ｘは直角ミキサ（Ｍ１）の出力信号
に対応したミキシング周波数（ｆm ）の余弦関数を乗算
して得られた信号であり、信号ｙは直角ミキサ（Ｍ２）
の出力信号に上記対応したミキシング周波数（ｆm ）の
正弦関数を乗算して得られた信号である場合に、 次に微分（ＤＣＬ）されるべきＳＥＣＡＭ方式位相信号
を得るため、上記直角ミキサの２個の出力信号ｘ及びｙ
の逆正接関数 ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ） が計算される、請求項１記載の復調方法。 - 【請求項３】 上記正弦関数及び余弦関数と関連した上
記ミキシング周波数（ｆm ）は、同一であり、かつ、２
個の標準ＳＥＣＡＭ方式カラー搬送波周波数の範囲内に
収まり、 標準以外のカラー搬送波ミキシング周波数によって誘起
されるバイアス効果は、上記逆正接関数ａｒｃｔａｎ
（ｙ／ｘ）の計算に続く対応したクランピング動作（Ｄ
ＣＬ）によって補正される、請求項２記載の復調方法。 - 【請求項４】 上記逆正接関数ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）
の計算は、座標回転ディジタルプロセッサ（ＣＯＲＤＩ
Ｃ）において実施され、 特に、自動カラー制御の制御信号（ＡＣＣ）として使用
される振幅値 √（ｘ2 ＋ｙ2 ） が計算される、請求項２又は３記載の復調方法。 - 【請求項５】 上記バイアス効果はＳＥＣＡＭ方式カラ
ー復調で必要とされるライン識別（ＤＣＬ、ＬＩＤＳ）
のため使用される、請求項３又は４記載の復調方法。 - 【請求項６】 上記ミキシング周波数（ｆm ）は標準Ｓ
ＥＣＡＭ方式カラー搬送波周波数の中の一つの周波数に
ライン毎に交互に（ｆH ）切り換えられる、請求項１、
２又は４のうちいずれか一項記載の復調方法。 - 【請求項７】 ディジタルＰＡＬ又はＮＴＳＣ方式カラ
ー信号（ｃ（ｔ））の復調の場合に、上記直角ミキサ
（ＱＵＭＸ）は対応して選択されたミキシング周波数
（ｆm ）と共に使用される、請求項１乃至６のうちいず
れか一項記載の復調方法。 - 【請求項８】 ディジタルＰＡＬ、ＮＴＳＣ又はＳＥＣ
ＡＭ方式カラー信号（ｃ（ｔ））の復調装置において、 ＰＡＬ又はＮＴＳＣ方式カラー成分（ｘ，Ｕ；ｙ，Ｖ）
を出力し、或いは、ＳＥＣＡＭ方式の場合にはｘ及びｙ
信号を出力し、ＳＥＣＡＭ方式の場合に、単一のミキシ
ング周波数（ｆm ）が使用され、標準以外のカラー搬送
波ミキシング周波数によって誘起されるバイアス効果を
生ずる直角ミキサ（ＱＵＭＸ）と、 特に座標回転ディジタルプロセッサ（ＣＯＲＤＩＣ）で
あり、ＳＥＣＡＭ方式の場合には逆正接関数ａｒｃｔａ
ｎ（ｙ／ｘ）を計算する処理段と、 逆正接関数ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）信号（Φ）に関して
微分及びクランピングが行われ、上記バイアス効果は対
応したクランピング動作によって補正され、ＳＥＣＡＭ
方式カラー成分（Ｕ，Ｖ）はＵ及びＶラインの識別を通
じて獲得される後続の処理段（ＤＣＬ）とを含む復調装
置。 - 【請求項９】 ディジタルＰＡＬ、ＮＴＳＣ又はＳＥＣ
ＡＭ方式カラー信号（ｃ（ｔ））の復調装置において、 ＰＡＬ又はＮＴＳＣ方式カラー成分（ｘ，Ｕ；ｙ，Ｖ）
を出力し、或いは、ＳＥＣＡＭ方式の場合にはｘ及びｙ
信号を出力し、ＳＥＣＡＭ方式の場合に、ミキシング周
波数（ｆm ）は標準ＳＥＣＡＭ方式カラー搬送波周波数
の中の一つにライン毎（ｆH ）に切り換えられる直角ミ
キサ（ＱＵＭＸ）と、 特に座標回転ディジタルプロセッサ（ＣＯＲＤＩＣ）で
あり、ＳＥＣＡＭ方式の場合に、逆正接関数ａｒｃｔａ
ｎ（ｙ／ｘ）を計算する処理段と、 逆正接関数ａｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ）信号（Φ）に関して
微分が行われ、ＳＥＣＡＭ方式カラー成分（Ｕ，Ｖ）が
Ｕ及びＶラインの識別を通じて獲得される後続の処理段
（ＤＣＬ）とを含む復調装置。
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|---|---|---|---|
| EP98250069A EP0939555A1 (en) | 1998-02-25 | 1998-02-25 | Method and apparatus for digital multi-standard colour signal demodulation |
| EP98250069:6 | 1998-02-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000069495A true JP2000069495A (ja) | 2000-03-03 |
| JP2000069495A5 JP2000069495A5 (ja) | 2006-04-13 |
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Family Applications (1)
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| JP11047041A Pending JP2000069495A (ja) | 1998-02-25 | 1999-02-24 | ディジタル多方式標準カラ―信号の復調方法及び装置 |
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|---|---|
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| EP (1) | EP0939555A1 (ja) |
| JP (1) | JP2000069495A (ja) |
| CN (1) | CN1236626C (ja) |
| DE (1) | DE69900517T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016539347A (ja) * | 2013-09-30 | 2016-12-15 | エアバス ディフェンス アンド スペイス リミテッド | 剰余数系アナログ−デジタル変換を使用した位相角測定 |
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| KR100671299B1 (ko) * | 2004-11-15 | 2007-01-19 | 삼성전자주식회사 | 텔레비전 장치 및 텔레비전 장치의 제어방법 |
| KR100788175B1 (ko) * | 2006-08-23 | 2007-12-26 | (주) 넥스트칩 | 세캄 색차 신호를 복원하기 위한 장치 및 그 방법 |
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| EP0515357B1 (de) * | 1990-02-14 | 1996-01-10 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur demodulation von secam-codierten farbfernsehsignalen mit zeilenverkoppeltem takt und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens |
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-
1998
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-
1999
- 1999-02-13 DE DE69900517T patent/DE69900517T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-02-14 CN CNB991022637A patent/CN1236626C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-02-18 US US09/252,703 patent/US6215528B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-02-24 JP JP11047041A patent/JP2000069495A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016539347A (ja) * | 2013-09-30 | 2016-12-15 | エアバス ディフェンス アンド スペイス リミテッド | 剰余数系アナログ−デジタル変換を使用した位相角測定 |
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| EP0939555A1 (en) | 1999-09-01 |
| DE69900517T2 (de) | 2002-05-08 |
| CN1236626C (zh) | 2006-01-11 |
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