JP2823724B2 - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- JP2823724B2 JP2823724B2 JP3355774A JP35577491A JP2823724B2 JP 2823724 B2 JP2823724 B2 JP 2823724B2 JP 3355774 A JP3355774 A JP 3355774A JP 35577491 A JP35577491 A JP 35577491A JP 2823724 B2 JP2823724 B2 JP 2823724B2
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- Japan
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- signal
- circuit
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- demodulated
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はディジタル信号処理技
術を用いたFM復調器に係り、特に、FM復調出力信号の歪
率を低減し、回路構成の回路規模を小さくして実現する
のに好適なFM復調器に関する。
術を用いたFM復調器に係り、特に、FM復調出力信号の歪
率を低減し、回路構成の回路規模を小さくして実現する
のに好適なFM復調器に関する。
【０００２】
【従来技術】従来より、ディジタル信号処理技術を用い
たFM復調器は図５に示す TAN形ディジタルFM復調器のブ
ロック図のものが提供されていた。図において、１はFM
受信信号の中間周波信号の入力端子であり、この入力端
子１に加えられたFM入力信号は A/D変換回路２でディジ
タル信号に変換されてπ/2移相器30に供給される。
たFM復調器は図５に示す TAN形ディジタルFM復調器のブ
ロック図のものが提供されていた。図において、１はFM
受信信号の中間周波信号の入力端子であり、この入力端
子１に加えられたFM入力信号は A/D変換回路２でディジ
タル信号に変換されてπ/2移相器30に供給される。
【０００３】31は上記、π/2移相器30によって位相信号
処理されたπ/2位相差の出力信号データを割算する割算
器であり、この割算器31の出力はアークタンゼント(tan
-1)演算回路32に供給されて信号処理される。このtan-1
演算回路32の出力データは遅延回路33に供給され、こ
の遅延した出力データと上記tan-1 演算回路32の出力デ
ータとが減算器34で減算信号処理され、補正回路35を介
して D/A変換回路８でアナログ信号に変換されて出力端
子９より復調出力される。
処理されたπ/2位相差の出力信号データを割算する割算
器であり、この割算器31の出力はアークタンゼント(tan
-1)演算回路32に供給されて信号処理される。このtan-1
演算回路32の出力データは遅延回路33に供給され、こ
の遅延した出力データと上記tan-1 演算回路32の出力デ
ータとが減算器34で減算信号処理され、補正回路35を介
して D/A変換回路８でアナログ信号に変換されて出力端
子９より復調出力される。
【０００４】この様に構成したディジタル信号処理技術
を用いた TAN形のFM復調器は、アナログ信号処理形式の
FM復調器に比べ、一般に安定性や信頼性、調整の簡易性
の面で有利である。また、他のディジタル形式のFM復調
器、例えばクオドラチャ形やDPLL形のFM復調器などもあ
るが、このクオドラチャ形復調回路やDPLL形復調回路は
復調特性がサイン形復調特性であるため、歪の発生が避
けられなくオーディオ再生用FM受信機の復調回路として
は不適である。
を用いた TAN形のFM復調器は、アナログ信号処理形式の
FM復調器に比べ、一般に安定性や信頼性、調整の簡易性
の面で有利である。また、他のディジタル形式のFM復調
器、例えばクオドラチャ形やDPLL形のFM復調器などもあ
るが、このクオドラチャ形復調回路やDPLL形復調回路は
復調特性がサイン形復調特性であるため、歪の発生が避
けられなくオーディオ再生用FM受信機の復調回路として
は不適である。
【０００５】上記、クオドラチャ形復調回路やDPLL形復
調回路において、上記、歪の発生を無くしてオーディオ
再生の必要特性を実現すためには回路動作のサンプリン
グ周波数を約 10MHz以上に設定して動作させることが必
要になり、信号処理速度などの点から実用化することが
困難であり、サンプリング周波数を約1MHz以下に設定す
ることができる、上記 TAN形FM復調回路が用いられてい
る。
調回路において、上記、歪の発生を無くしてオーディオ
再生の必要特性を実現すためには回路動作のサンプリン
グ周波数を約 10MHz以上に設定して動作させることが必
要になり、信号処理速度などの点から実用化することが
困難であり、サンプリング周波数を約1MHz以下に設定す
ることができる、上記 TAN形FM復調回路が用いられてい
る。
【０００６】この TAN形復調回路の復調出力は、π/2移
相器30と割算器31による出力データをtan-1 演算回路32
で信号処理する復調出力を補正回路35を介して出力する
ことにより、原理的には歪特性を無歪にすることができ
る。この様に、サンプリング周波数も狭域周波数で動作
させて信号処理することができ、 D/A変換回路11を介し
てアナログ復調信号を無歪特性で復調出力していた。
相器30と割算器31による出力データをtan-1 演算回路32
で信号処理する復調出力を補正回路35を介して出力する
ことにより、原理的には歪特性を無歪にすることができ
る。この様に、サンプリング周波数も狭域周波数で動作
させて信号処理することができ、 D/A変換回路11を介し
てアナログ復調信号を無歪特性で復調出力していた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した従来
のFM復調器は図５に示すように、π/2移相器30とtan-1
演算回路32とを使用し、特に、乗算器又はメモリ (ROM)
回路等を必要とするπ/2移相器30を使用しているため、
回路構成上の回路規模が大きくなってしまうという欠点
があった。
のFM復調器は図５に示すように、π/2移相器30とtan-1
演算回路32とを使用し、特に、乗算器又はメモリ (ROM)
回路等を必要とするπ/2移相器30を使用しているため、
回路構成上の回路規模が大きくなってしまうという欠点
があった。
【０００８】また、上記、π/2移相器30とtan-1 演算回
路32の信号処理する近似精度によっては歪率を悪化させ
ることがあり、これらの回路動作の近似精度を上げるた
めには、更に、複雑な回路構成になってしまうという問
題もあった。
路32の信号処理する近似精度によっては歪率を悪化させ
ることがあり、これらの回路動作の近似精度を上げるた
めには、更に、複雑な回路構成になってしまうという問
題もあった。
【０００９】この発明は上記した点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは従来例の欠点を解消
し、原理的には無歪であり、且つ従来例の TAN形復調回
路に比べて回路規模の小さいFM復調器を提供するところ
にある。
のであり、その目的とするところは従来例の欠点を解消
し、原理的には無歪であり、且つ従来例の TAN形復調回
路に比べて回路規模の小さいFM復調器を提供するところ
にある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明のFM復調器はデ
ィジタル信号処理技術を用いたFM復調器において、アナ
ログ復調入力信号をディジタル信号に変換する A／D 変
換回路と、サンプリング時の位相を算出するアークサイ
ン演算回路と、この算出した位相と遅延された位相との
位相差分を演算する微分器と、この位相差分信号の中か
ら予め決められた所定の選択値に近似した位相差分信号
データを選択する最小判定器とによって復調信号を出力
し、この復調出力信号をアナログ信号に変換する D／A
変換回路とを備えて構成したものである。
ィジタル信号処理技術を用いたFM復調器において、アナ
ログ復調入力信号をディジタル信号に変換する A／D 変
換回路と、サンプリング時の位相を算出するアークサイ
ン演算回路と、この算出した位相と遅延された位相との
位相差分を演算する微分器と、この位相差分信号の中か
ら予め決められた所定の選択値に近似した位相差分信号
データを選択する最小判定器とによって復調信号を出力
し、この復調出力信号をアナログ信号に変換する D／A
変換回路とを備えて構成したものである。
【００１１】また、上記復調出力信号に含まれる直流オ
フセット成分を減算する減算器を設けて構成しても良
い。
フセット成分を減算する減算器を設けて構成しても良
い。
【００１２】
【作用】この発明のディジタル信号処理技術を用いたFM
復調器によると、アークサイン(sin-1) 演算回路でｋサ
ンプル時の位相「α(kT)」に対して「π−α(kT)」又は
「−（π＋α(kT)) 」の演算処理による「β(kT)」の信
号データを出力することができ、この「α(kT)」と「β
(kT)」出力データを微分器に供給する。
復調器によると、アークサイン(sin-1) 演算回路でｋサ
ンプル時の位相「α(kT)」に対して「π−α(kT)」又は
「−（π＋α(kT)) 」の演算処理による「β(kT)」の信
号データを出力することができ、この「α(kT)」と「β
(kT)」出力データを微分器に供給する。
【００１３】微分器は上記「α(kT)」と「β(kT)」位相
データに対する２個の遅延回路を有し、この遅延回路で
遅延したデータとの減算演算によって各々出力データ
d1,d2,d3,d4 を出力し、この出力データd1,d2,d3,d4 は
最小判定器によって予め設定された選択値に最も近似し
た選択値dmを選択することができる。
データに対する２個の遅延回路を有し、この遅延回路で
遅延したデータとの減算演算によって各々出力データ
d1,d2,d3,d4 を出力し、この出力データd1,d2,d3,d4 は
最小判定器によって予め設定された選択値に最も近似し
た選択値dmを選択することができる。
【００１４】上記、最小判定器５によって選択された選
択値dmはFM復調器の復調出力と直流オフセット成分を含
んだ復調出力データとして出力することができる。即
ち、上記、選択値dmは原理的には無歪復調出力として得
ることができる。
択値dmはFM復調器の復調出力と直流オフセット成分を含
んだ復調出力データとして出力することができる。即
ち、上記、選択値dmは原理的には無歪復調出力として得
ることができる。
【００１５】上記、選択値dmの直流オフセット成分は減
算器によって定数Ｋ発生回路の定数Ｋによって減算し、
復調出力に含まれる直流オフセット成分を無くすことが
でき、更に、 D/A変換回路を介してアナログ復調信号を
得ることができる。
算器によって定数Ｋ発生回路の定数Ｋによって減算し、
復調出力に含まれる直流オフセット成分を無くすことが
でき、更に、 D/A変換回路を介してアナログ復調信号を
得ることができる。
【００１６】この様に、この発明のFM復調器は回路構成
をシンプル化してディジタル信号処理技術のメリットを
持った回路動作の安定性や信頼性及び無調整化などを実
現することができ、特に、高周波のサンプリング周波数
を使用すること無く無歪の復調出力信号を出力すること
ができる。
をシンプル化してディジタル信号処理技術のメリットを
持った回路動作の安定性や信頼性及び無調整化などを実
現することができ、特に、高周波のサンプリング周波数
を使用すること無く無歪の復調出力信号を出力すること
ができる。
【００１７】
【実施例】この発明に係るFM復調器の実施例を図１乃至
図４に基づいて説明する。図１は実施例のブロック図で
あり、図２は微分器の詳細なブロック図、図３は最小判
定器の詳細なブロック図、図４は最小判定器の動作を示
したタイミングチャートである。なお、従来例と同一部
分には同一符号を付してその説明を省略する。
図４に基づいて説明する。図１は実施例のブロック図で
あり、図２は微分器の詳細なブロック図、図３は最小判
定器の詳細なブロック図、図４は最小判定器の動作を示
したタイミングチャートである。なお、従来例と同一部
分には同一符号を付してその説明を省略する。
【００１８】図１において、３はFM受信信号の中間周波
増幅の出力信号を A/D変換回路２によりディジタル信号
に変換した復調入力信号が供給されるアークサイン(sin
-1)演算回路であり、このsin-1 演算回路３で信号処理
された出力データは微分器４に供給される。
増幅の出力信号を A/D変換回路２によりディジタル信号
に変換した復調入力信号が供給されるアークサイン(sin
-1)演算回路であり、このsin-1 演算回路３で信号処理
された出力データは微分器４に供給される。
【００１９】上記、微分器４は、例えば図２に示すよう
に、第１及び第２の遅延回路10,11と、入力データα，
βと上記、第１及び第２の遅延回路10,11 の出力遅延デ
ータとを各々減算する４個の減算器12,13,14,15 より構
成され、微分器４から出力データd1,d2,d3,d4 を出力す
ることができる。
に、第１及び第２の遅延回路10,11と、入力データα，
βと上記、第１及び第２の遅延回路10,11 の出力遅延デ
ータとを各々減算する４個の減算器12,13,14,15 より構
成され、微分器４から出力データd1,d2,d3,d4 を出力す
ることができる。
【００２０】５は最小判定器であり、この最小判定器５
は、例えば図３に示すように、上記、微分器４の出力デ
ータd1,d2,d3,d4 をセレクトするセレクタ20と、このセ
レクタ20の出力データが減算器24で信号処理されて絶対
値回路26を介してマグニチュードコンパレータ28に供給
される。一方、セレクタ20の出力データは遅延回路22を
介して減算器25で信号処理されて絶対値回路27を介して
上記、マグニチュードコンパレータ28に供給され、マグ
ニチュードコンパレータ28で比較された出力データはタ
イミング発生回路21に供給される。
は、例えば図３に示すように、上記、微分器４の出力デ
ータd1,d2,d3,d4 をセレクトするセレクタ20と、このセ
レクタ20の出力データが減算器24で信号処理されて絶対
値回路26を介してマグニチュードコンパレータ28に供給
される。一方、セレクタ20の出力データは遅延回路22を
介して減算器25で信号処理されて絶対値回路27を介して
上記、マグニチュードコンパレータ28に供給され、マグ
ニチュードコンパレータ28で比較された出力データはタ
イミング発生回路21に供給される。
【００２１】このタイミング発生回路21は上記、セレク
タ20や遅延回路22,23 の動作タイミングを制御し、遅延
回路23から出力データdmを出力することができる。この
タイミング発生回路21からの各部を制御するタイミング
信号S0,S1,S2,S3 の動作を図４のタイミングチャートに
示し、１サンプル期間のマスタークロック(4fS) 信号波
形に対するサンプリングクロック(fS)信号のタイミング
波形と、セレクタ20を制御するタイミング信号S0,S1 波
形と、遅延回路22を制御するタイミング信号S2波形と、
遅延回路23を制御するタイミング信号S3波形とのタイミ
ングを示したものである。
タ20や遅延回路22,23 の動作タイミングを制御し、遅延
回路23から出力データdmを出力することができる。この
タイミング発生回路21からの各部を制御するタイミング
信号S0,S1,S2,S3 の動作を図４のタイミングチャートに
示し、１サンプル期間のマスタークロック(4fS) 信号波
形に対するサンプリングクロック(fS)信号のタイミング
波形と、セレクタ20を制御するタイミング信号S0,S1 波
形と、遅延回路22を制御するタイミング信号S2波形と、
遅延回路23を制御するタイミング信号S3波形とのタイミ
ングを示したものである。
【００２２】また、前記マグニチュードコンパレータ28
の出力データS4波形とのタイミング動作も同様に図４に
示す。この様にして遅延回路23からの出力データdmは減
算器６で定数Ｋ発生回路７からの定数Ｋと減算演算され
て D/A変換回路８を介してアナログ復調信号を出力端子
９より出力することができる。
の出力データS4波形とのタイミング動作も同様に図４に
示す。この様にして遅延回路23からの出力データdmは減
算器６で定数Ｋ発生回路７からの定数Ｋと減算演算され
て D/A変換回路８を介してアナログ復調信号を出力端子
９より出力することができる。
【００２３】この様に、ディジタル信号処理のFM復調器
を構成することにより、このFM復調回路の回路規模を従
来例に比べて小さくすることができ、しかも、従来例の
π/2移相器30の信号処理精度による歪率特性の劣化など
を無くすことができる。この発明のFM復調器の動作を下
記に数式を用いて説明する。
を構成することにより、このFM復調回路の回路規模を従
来例に比べて小さくすることができ、しかも、従来例の
π/2移相器30の信号処理精度による歪率特性の劣化など
を無くすことができる。この発明のFM復調器の動作を下
記に数式を用いて説明する。
【００２４】今、入力端子１に印加される復調入力信号
の A/D変換回路２の出力データを次式のように設定す
る。 x(kT) ＝sin(θ(kT)) ＝sin(ωckT ＋m(kT) ＋θ0)…(1) 式 上記、(1) 式において、θ(kT)： kサンプル時での位相
で、 θ(kT)＝ωCkT ＋m(kT) ＋θ0 …(2) 式 で表わされる。θ0:初期位相(-π≦θ0 ＜π) 。ωC:FM
信号のキャリア角周波数。m(kT):変調信号の kサンプル
値。T:サンプリング同期。
の A/D変換回路２の出力データを次式のように設定す
る。 x(kT) ＝sin(θ(kT)) ＝sin(ωckT ＋m(kT) ＋θ0)…(1) 式 上記、(1) 式において、θ(kT)： kサンプル時での位相
で、 θ(kT)＝ωCkT ＋m(kT) ＋θ0 …(2) 式 で表わされる。θ0:初期位相(-π≦θ0 ＜π) 。ωC:FM
信号のキャリア角周波数。m(kT):変調信号の kサンプル
値。T:サンプリング同期。
【００２５】上記、(1) 式で、「θ(kT)＝ωCkT ＋m(k
T) ＋θ0 」が算出できれば、「θ(kT)」について位相
差分をとって、 Δθ(kT)＝θ(kT)−θ((k-1)T)＝ωCT＋m(kT)-m((k-1)T) ≒ωCT＋{T・dm(t)／dt}t=kT …(3) 式 となり、この(3) 式の「Δθ(kT)」が復調出力成分と直
流オフセット成分の和となる。
T) ＋θ0 」が算出できれば、「θ(kT)」について位相
差分をとって、 Δθ(kT)＝θ(kT)−θ((k-1)T)＝ωCT＋m(kT)-m((k-1)T) ≒ωCT＋{T・dm(t)／dt}t=kT …(3) 式 となり、この(3) 式の「Δθ(kT)」が復調出力成分と直
流オフセット成分の和となる。
【００２６】今、α(kT)＝sin-1(x(kT))…(4) 式 を計算した場合、上記「α(kT)」は：−π/2≦α(kT)≦
π/2であり、 β(kT)＝π−α(kT)。但し x(kT)≧0 。…(5-1) 式 β(kT)＝-{π＋α(kT)} 。但し x(kT)＜0 。…(5-2) 式 の関係にある「β(kT)」が出力されない。そこでsin-1
演算回路３によるsin-1演算時、「α(kT)」と同時に上
記、(5-1,2) 式により求まる「β(kT)」も出力し、例え
ば前サンプル値との関係から「α(kT)」と「β(kT)」の
内の一方を選択すれば、「−π≦θ(kT)＜π」の範囲で
位相が求まり、その位相差分を取ることによって復調出
力が得ることができる。
π/2であり、 β(kT)＝π−α(kT)。但し x(kT)≧0 。…(5-1) 式 β(kT)＝-{π＋α(kT)} 。但し x(kT)＜0 。…(5-2) 式 の関係にある「β(kT)」が出力されない。そこでsin-1
演算回路３によるsin-1演算時、「α(kT)」と同時に上
記、(5-1,2) 式により求まる「β(kT)」も出力し、例え
ば前サンプル値との関係から「α(kT)」と「β(kT)」の
内の一方を選択すれば、「−π≦θ(kT)＜π」の範囲で
位相が求まり、その位相差分を取ることによって復調出
力が得ることができる。
【００２７】即ち、(4) 式及び(5-1,2) 式の入力データ
「α(kT)」、「β(kT)」が供給される微分器４により、 d1＝α(kT)−α((k-1)T)…(6-1) 式 d2＝α(kT)−β((k-1)T)…(6-2) 式 d3＝β(kT)−α((k-1)T)…(6-3) 式 d4＝β(kT)−β((k-1)T)…(6-4) 式 の位相差分の信号の候補値を計算することができる。
「α(kT)」、「β(kT)」が供給される微分器４により、 d1＝α(kT)−α((k-1)T)…(6-1) 式 d2＝α(kT)−β((k-1)T)…(6-2) 式 d3＝β(kT)−α((k-1)T)…(6-3) 式 d4＝β(kT)−β((k-1)T)…(6-4) 式 の位相差分の信号の候補値を計算することができる。
【００２８】この様に、微分器４で計算した、上記位相
差分の候補値（6-1,2,3,4)式の出力データd1,d2,d3,d4
は最小判定器５によって、例えば前回の選択値に最も近
似したデータ値を選択し、この選択した選択値dmが復調
出力データとして出力される。また、上記、選択した選
択値dmを新たな選択値として予め設定して行くこともで
きる。
差分の候補値（6-1,2,3,4)式の出力データd1,d2,d3,d4
は最小判定器５によって、例えば前回の選択値に最も近
似したデータ値を選択し、この選択した選択値dmが復調
出力データとして出力される。また、上記、選択した選
択値dmを新たな選択値として予め設定して行くこともで
きる。
【００２９】上記、最小判定器５で選択した選択値デー
タdmは、一般には前記(4) 式で計算した場合と同様に、
復調出力の他に直流オフセット成分（kC＝ωCT) を含ん
でいるため、上記、出力データdmを減算器６に供給し、
一方、減算器６に供給されている定数Ｋ発生回路７から
の定数Ｋ(k＝ωCT) によって減算演算して直流オフセッ
ト成分（kC＝ωCT) を減算することができ、直流オフセ
ット成分によるダイナミックレンジの低下などを改善す
ることができる。
タdmは、一般には前記(4) 式で計算した場合と同様に、
復調出力の他に直流オフセット成分（kC＝ωCT) を含ん
でいるため、上記、出力データdmを減算器６に供給し、
一方、減算器６に供給されている定数Ｋ発生回路７から
の定数Ｋ(k＝ωCT) によって減算演算して直流オフセッ
ト成分（kC＝ωCT) を減算することができ、直流オフセ
ット成分によるダイナミックレンジの低下などを改善す
ることができる。
【００３０】この様にして得られた復調出力の出力デー
タdmを D/A変換回路８を介してアナログ信号に変換して
出力端子９より出力することができ、この復調出力信号
は理論的には無歪出力信号として得ることができ、しか
も、従来例の TAN形FM復調回路の乗算器又は ROMなどを
必要とするπ/2移相器よりシンプルな回路構成で実現す
ることができる。
タdmを D/A変換回路８を介してアナログ信号に変換して
出力端子９より出力することができ、この復調出力信号
は理論的には無歪出力信号として得ることができ、しか
も、従来例の TAN形FM復調回路の乗算器又は ROMなどを
必要とするπ/2移相器よりシンプルな回路構成で実現す
ることができる。
【００３１】また、上記、復調出力データdmに含まれた
直流オフセット成分の有無が問題にならない場合は、上
記、減算器６は不要となり、回路構成を更にシンプルに
することができ、また、出力データdmを引き続きディジ
タル信号処理する場合は、出力回路に設けた D/A変換回
路８も不要とすることができる。
直流オフセット成分の有無が問題にならない場合は、上
記、減算器６は不要となり、回路構成を更にシンプルに
することができ、また、出力データdmを引き続きディジ
タル信号処理する場合は、出力回路に設けた D/A変換回
路８も不要とすることができる。
【００３２】
【発明の効果】この発明に係るFM復調器は前述のよう
に、sin-1 演算回路と微分器、最小判定器とでFM復調出
力を得るよう構成したので、従来のπ/2移相器等が不要
となり回路構成上の回路規模を小さくすることができ、
しかも、動作サンプリング周波数も1MHz以下の低域周波
数で動作させることが可能で使用部品のコスト低減をす
ることができるという効果がある。
に、sin-1 演算回路と微分器、最小判定器とでFM復調出
力を得るよう構成したので、従来のπ/2移相器等が不要
となり回路構成上の回路規模を小さくすることができ、
しかも、動作サンプリング周波数も1MHz以下の低域周波
数で動作させることが可能で使用部品のコスト低減をす
ることができるという効果がある。
【００３３】更に、従来のπ/2移相器などを使用しない
ため、π/2移相器などの動作上の近似精度によって歪率
を悪化させるなどの不具合を解消することができ、良好
な歪特性を有した復調出力を得ることができるという効
果もある。
ため、π/2移相器などの動作上の近似精度によって歪率
を悪化させるなどの不具合を解消することができ、良好
な歪特性を有した復調出力を得ることができるという効
果もある。
【００３４】また、ディジタル信号処理技術の利点であ
るFM復調回路動作の安定性、信頼性及び無調整化などを
実現することができる。
るFM復調回路動作の安定性、信頼性及び無調整化などを
実現することができる。
【００３５】しかも、構造が簡単であって、また、安価
に構成することができるため実施も容易であるなどの優
れた特長を有している。
に構成することができるため実施も容易であるなどの優
れた特長を有している。
【図１】この発明のFM復調器の実施例を示したブロック
図である。
図である。
【図２】この発明の微分器の構成を示したブロック図で
ある。
ある。
【図３】この発明の最小判定器の構成を示したブロック
図である。
図である。
【図４】この発明の最小判定器の動作波形を示したタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図５】従来例の TAN形FM復調器の構成を示したブロッ
ク図である。
ク図である。
１ FM復調器の入力端子 ２ A/D変換回路 ３ アークサイン(sin-1) 演算回路 ４ 微分器 ５ 最小判定器 ６ 減算器 ７ 定数Ｋ発生回路 ８ D/A変換回路 ９ 復調信号の出力端子 10,11 遅延回路 12,13,14,15 減算器 20 セレクタ 21 タイミング発生回路 22,23 遅延回路 24,25 減算器 26,27 絶対値回路 28 マグニチュードコンパレータ
Claims (2)
- 【請求項１】 ディジタル信号処理技術を用いたＦＭ復
調器において、 アナログ復調入力信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換回路と、サンプリング時の位相を算出するアーク
サイン演算回路と、この算出した位相と遅延された位相
との位相差分を演算する微分器と、この位相差分信号の
中から予め決められた所定の選択値に近似した位相差分
信号データを選択する最小判定器とによって復調信号を
出力し、この復調出力信号をアナログ信号に変換するＤ
／Ａ変換回路とを備えたことを特徴とするＦＭ復調器。 - 【請求項２】 上記復調出力信号に含まれる直流オフセ
ット成分を消去する減算器を設けたことを特徴とする請
求項１記載のＦＭ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3355774A JP2823724B2 (ja) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3355774A JP2823724B2 (ja) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Ｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05175731A JPH05175731A (ja) | 1993-07-13 |
| JP2823724B2 true JP2823724B2 (ja) | 1998-11-11 |
Family
ID=18445689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3355774A Expired - Fee Related JP2823724B2 (ja) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2823724B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0210292B1 (de) * | 1985-07-27 | 1990-09-26 | Deutsche ITT Industries GmbH | Frequenzdemodulationsschaltung mit Nulldurchgangszählung |
| JPS631204A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｆｍ信号復調装置 |
-
1991
- 1991-12-20 JP JP3355774A patent/JP2823724B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05175731A (ja) | 1993-07-13 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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