JP2929366B2 - デジタルａｍ復調器とその方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタルAM復調器
とその方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えば、無線通信機等の受信機におい
て、AM信号を復調する場合、包絡線検波や２乗検波等の
復調方式があった。これらの検波回路は、ダイオード等
のアナログ素子で構成されているため、周囲の温度や湿
度の変化及び経年変化によって回路の動作が不安定にな
り、定量的に変調信号を検波するのが困難となる場合が
あった。そこで、昨今、デジタル信号処理技術の発達に
伴い、デジタル処理によるAM信号の復調器やその方法が
種々提案されている。

【０００３】デジタルAM復調の従来技術（１）として、
２乗和平方根処理を施して、キャリヤの包絡線に比例し
た変調信号を取り出す包絡線検波方式がある。図２に示
すこの方式によれば、まず、入力するアナログAM信号を
アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器とい
う。）でデジタルAM信号Ｘinに変換し端子20よりデジタ
ルAM復調器に入力するが、一般的にＡ／Ｄ変換器に入力
する信号及びＤ／Ａ変換器に入力する信号等と、標本化
周波数（以下、サンプリング周波数とも言う。）fsと
が、式（１）の関係を満足している必要がある。但し、
tsをサンプリング時間、tcを搬送波周期、fcを搬送波周
波数とする。 ｆc≦２ｆｓ ∴ ｔs≦ｔc／２ ・・・（１）

【０００４】また、式（１）の関係が満足し、式（２）
で示すサンプリング周波数でサンプリングしている時、
乗算器22でデジタルAM信号Ｘinを自乗した信号と、他
方、レジスタＤで構成されたデジタル移相器21でデジタ
ルAM信号Ｘinをπ／２移相処理し乗算器23で自乗した信
号とが、デジタルAM信号のπ／２位相差のあるｑ個のサ
ンプル点となる。但し、ｑは整数である。 ４ｆｃ＝ｆｓ（１＋２ｑ） ・・・（２）

【０００５】そして、この２つの信号を加算器24で加算
することで、搬送波fcの振幅の２乗値となる信号Ｙinを
生成することができる。次に、この２乗和信号Ｙinを平
方根関数器25で平方根演算し開平することで、デジタル
AM信号の搬送波の振幅を得ることができ、開平後の信号
の直流成分をデジタルハイパスフィルタ26で除去し端子
27から出力し、デジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ／
Ａ変換器という。）でアナログ信号に変換することで、
AM信号波の振幅レベルに比例した信号を取り出すことが
でき、搬送波の包絡線に比例した変調信号を得ることが
できる。

【０００６】しかし、上記の従来技術（１）では、原理
的には十分であるものの実用的ではなく、例えば、平方
根関数器25の平方根開平演算でＲＯＭテーブルや専用の
デジタル平方根開平器等を使用するが、ＲＯＭテーブル
の場合、平方根展開の演算精度を上げるために、膨大な
容量のＲＯＭが必要となる問題点があり、また、専用の
デジタル平方根開平器を使用する場合は、平方根開平器
の演算が所定の精度まで収束するのに長時間を要すると
いう問題点もあり、何れの場合も平方根の演算精度が、
復調特性に大きく影響するものであった。

【０００７】また、従来技術（２）として、従来技術
（１）の問題点の起因となっていた平方根開平の演算を
改良した、特公平６−１８２９１号公報に開示されてい
るデジタルAM復調方式がある。図３で示すように、この
方式は、平方根開平演算の演算精度を入力される信号の
信号レベルによらず一定の精度で演算を実施する方式で
あり、平方根開平演算をする前段で２乗和信号Ｙinのレ
ベルをレベル検出器30で検出し、そのレベルを平方根開
平を施す多項式演算器32の許容誤差範囲に入るように、
上方ビットシフタ31でレベル補正した後、多項式演算器
32で２乗和平方根に開平し、下方ビットシフタ33で元の
信号レベルに戻して変調信号を得る方式であった。

【０００８】しかし、上記の従来技術（２）では、平方
根の演算精度を上げるために、多項式演算器32の許容誤
差範囲内に入るように、２乗和信号Ｙinのレベルを補正
することが必要とされるが、例えば、２乗和信号Ｙinの
レベルがゼロに限りなく近い、つまり、１００％変調に
近い信号を多項式演算器32の許容誤差範囲内に入れるの
は原理的に不可能であり、また、レベル補正したゼロに
限りなく近い２乗和信号Ｙinを精度よく平方根開平演算
するには相当量の計算量を必要とし、実際にクオリティ
の高い変調信号を得るためには、ゼロに限りなく近い２
乗和信号Ｙinをも高い精度で復調する必要があり、結果
的に相当量の計算が必要となる問題点があった。

【０００９】一方、従来技術（３）として、上記の従来
技術（１）及び（２）の平方根開平演算方式によるデジ
タルAM復調方式とは異なる、PSN(Phase Shift Networks
の略)方式のデジタルSSB 復調方式がある。図４に示す
この方式は、SSB変調信号の検波に用いられ、搬送波の
上または下の周波数にある側波帯（以下、サイドバンド
とも言う。）成分をDCに移相することで検波するもので
ある。

【００１０】しかし、上記の従来技術（３）では、PSN
によって移相処理することができる帯域が限定され、こ
の帯域を越えると、復調信号の帯域に目的外の側波帯
（イメージ）の移相が生じ、つまり、エイリアシングが
起こり復調信号のサイドバンドサプレッションレベルが
悪化する。後段のフィルタで、この悪化を抑えるような
最適なPSN 帯域を選択できるようにするが、その分、群
遅延特性が悪化する。従って、これらを適当にトレード
オフしても、Ｓ／Ｎが高くクオリティの良い変調信号を
得るのは困難となる。

【００１１】また、従来技術（４）として、上記従来技
術（３）を応用したPSN 方式のデジタルAM復調方式があ
る。図５に示すこの方式は、上記従来技術（３）のSSB
信号とは異なり、搬送波に対して側波帯が正負対称にあ
るため、従来技術（３）のPSN で移相処理を行った後、
絶対値をとることで検波するものである。

【００１２】このPSN 絶対値検波方式は、上記従来技術
（１）及び（２）のデジタルAM復調方式に比べて、変調
度の大きいAM信号でも演算器の演算量によらず精度良く
復調できるものである。

【００１３】しかし、従来技術（４）は、Ａ／Ｄ変換器
に入力する信号が式（１）の条件を満たしていても、内
部での絶対値加算した際に生成される信号が、式（１）
の条件を満足せずにＤ／Ａ変換器に入力されるため、エ
イリアシングが発生し、振幅性の歪み信号が復調信号に
重畳する問題が生じていた。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】そこで、上述した種々
のデジタルAM復調方式の問題点に鑑みて、本発明では従
来技術（４）のPSN 絶対値検波方式を改良し、絶対値加
算して生成した信号等が、式（１）の条件を満たさずＤ
／Ａ変換されても、極めて小さなレベルの歪みで復調信
号を得ることができるようなデジタルAM復調器を提案す
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】アナログ／デジタル変換
器と、移相器と、第１の位相係数発生器と、該第１の位
相係数発生器と接続される第１の乗算器と、第２の位相
係数発生器と、該第２の位相係数発生器と接続される第
２の乗算器と、前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗
算器の出力とを加算する第１の加算器と、該第１の加算
器と接続する絶対値化器とで構成されるｎ個のＰＳＮ回
路と、該ｎ個のＰＳＮ回路の夫々の出力を加算する第２
の加算器と、レベル補正器と、デジタルハイパスフィル
タと、デジタル／アナログ変換器とが、縦列接続してい
ることを特徴とするデジタルAM復調器を提供する。

【００１６】また、請求項１のデジタルAM復調器におい
て、入力したAM信号をアナログ／デジタル変換器で第１
のデジタル信号に変換し、前記第１のデジタル信号から
移相器で、π／２の位相差を持つ第２及び第３のデジタ
ル信号を生成し、前記第２のデジタル信号に、前記第１
の位相係数発生器より出力される各々がπ/nの位相差を
持つcos(0)からcos((n-1)π/n)までのｎ個の位相係数を
ｎ個の第１の乗算器でそれぞれ乗じ、前記第３のデジタ
ル信号に、前記第２の位相係数発生器より出力される各
々がπ/n の位相差を持つsin(0)からsin((n-1)π/n) ま
でのｎ個の位相係数をｎ個の第２の乗算器でそれぞれ乗
じ、前記ｎ個の第１の乗算器の出力と前記ｎ個の第２の
乗算器の出力とをそれぞれｎ個の第１の加算器でベクト
ル合成し、前記ｎ個の絶対値化器でそれぞれ絶対値をと
ることでｎ個の第４のデジタル信号を生成し、前記ｎ個
の第４のデジタル信号を第２の加算器で全て加算し、レ
ベル補正器でレベル補正した後、デジタルハイパスフィ
ルタで直流成分を除去し、デジタル／アナログ変換器で
アナログ信号に変換して、復調信号を得ることを特徴と
するデジタルAM復調器の復調方法を提供する。但し、ｎ
は自然数とする。

【００１７】

【実施の形態】本発明のデジタルAM復調器とその方法を
示す実施の形態を図面を基に説明する。図１は本発明の
実施の形態を示すブロック図であり、１は入力端子、２
はＡ／Ｄ変換器、３はデジタル移相器、４はデジタル加
算器、５はレベル補正器、６はデジタルハイパスフィル
タ、７はＤ／Ａ変換器、８は出力端子、９はＰＳＮマト
リックス、１０ａ，１０ｂ，１０ｃは位相係数発生器、
１１ａ，１１ｂ，１１ｃは位相係数発生器、１２ａ，１
２ｂ，１２ｃはデジタル乗算器、１３ａ，１３ｂ，１３
ｃはデジタル乗算器、１４ａ，１４ｂ，１４ｃはデジタ
ル加算器、１５ａ，１５ｂ，１５ｃは絶対値化器であ
る。尚、以下の説明において、１０ａ，１０ｂ，１０ｃ
の位相係数発生器を位相係数発生器１０とし、１１ａ，
１１ｂ，１１ｃの位相係数発生器を位相係数発生器１１
とし、１２ａ，１２ｂ，１２ｃのデジタル乗算器をデジ
タル乗算器１２とし、１３ａ，１３ｂ，１３ｃのデジタ
ル乗算器をデジタル乗算器１３とし、１４ａ，１４ｂ，
１４ｃのデジタル加算器をデジタル乗算器１４とし、１
５ａ，１５ｂ，１５ｃの絶対値化器を絶対値化器１５と
する。

【００１８】無線通信機において、受信したアナログAM
信号ｘ（式（３））は、フロント・エンド回路及びIF回
路等で信号処理された後、所望のIF周波数となって、本
発明の入力端子１から入力し、Ａ／Ｄ変換器２において
サンプリング周波数fsで標本化され量子化しデジタルAM
信号ｘd となる。尚、ｖｓを変調信号とする。 ｘ＝（１＋ｖｓ）ｃｏｓ（ωｔ−ψ） ・・・（３）

【００１９】デジタルAM信号ｘd は、デジタル移相器３
で式（４）及び（５）で示すπ／２の位相差をもつ２つ
のデジタルAM信号Ｉ及びＱになる。ここで便宜的に、ψ
を零とする。 I=(1+vs)cosωt ・・・（４） Q=(1+vs)cos(ωt-π/2)=(1+vs)sinωt ・・・（５）

【００２０】この信号Ｉ及びＱを用いて、デジタルAM信
号ｘd の１周期をπ／ｎの位相差で等分割したｎ個のデ
ジタルAM信号ｘdnを生成する。式（６）で示す如く、こ
のｎ個のデジタルAM信号ｘdnは、先の２つの直交するデ
ジタルAM信号Ｉ及びＱと、後段に位置する位相係数発生
器１０及び１１からの所望の位相差を導き出す位相係数
信号とをそれぞれ乗算器１２及び１３で乗算し、加算器
１４でそれらをベクトル合成することで生成される。 ｘd1 = (1+vs)cos(ωt-0) =Icos(0)π + Qsin(0)π ｘd2 = (1+vs)cos(ωt-(π/n)) =Icos(π/n) + Qsin(π/n) ｘd3 = (1+vs)cos(ωt-(2π/n)) =Icos(2π/n) + Qsin(2π/n) ｘd4 = (1+vs)cos(ωt-(3π/n)) =Icos(3π/n) + Qsin(3π/n) ・・・・・・・・・・・・・・・ ｘdn = (1+vs)cos(ωt-((n-1)π/n)) =Icos((n-1)π/n) + Qsin((n-1)π/n) ・・・（６）

【００２１】次に、絶対値化器１５でｎ個のデジタルAM
信号ｘdnをそれぞれ絶対値にし、この絶対値をとったｎ
個のデジタルAM信号｜ｘdn｜をデジタル加算器４で、式
（７）及び（８）で示す如く全て加算する。 ｜ｘd1｜＋｜ｘd2｜＋｜ｘd3｜＋｜ｘd4｜＋・・・＋｜ｘdn｜ =(1+vs)Σ｜Icos(i/n)π + Qsin(i/n)π｜ (但し、i=0 〜 n-1) ・・・ (7) =(1+vs)Σ｜cos(ωt-(i/n)π)｜ (但し、i=0 〜 n-1) ・・・ (8)

【００２２】ここで、式（８）のΣ｜cos (ωt-(i/n)
π)｜の項について、ｆ(ωt)＝Σ｜cos (ωt-(i/n)π)
｜ として式を展開すると、ｎが偶数の時と奇数の時と
で、関数f(ωt)の展開式が相違してくる。ｎが偶数の
時、関数ｆ(ωt) の展開式は、以下に示すようになる。 [ 0＜ωt≦ π/n] f(ωt)＝Ｃmax1・cos(ωt-( π/2n)) [ π/n＜ωt≦2π/n] f(ωt)＝Ｃmax1・cos(ωt-(3π/2n)) [2π/n＜ωt≦3π/n] f(ωt)＝Ｃmax1・cos(ωt-(5π/2n)) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ [(n-1)π/n＜ωt≦nπ/n] f(ωt)＝Ｃmax1・cos(ωt-((n-1)π/2n)) （但し、Ｃmax1＝2・Σ｜cos((2j-1)π/2n)｜ (j＝0〜n/2)） ・・・（９）

【００２３】また、ｎが奇数の時は、以下に示すように
なる。 [-π/2n＜ωt≦ π/2n] f(ωt)＝Ｃmax2・cos(ωt) [ π/2n＜ωt≦3π/2n] f(ωt)＝Ｃmax2・cos(ωt-( π/n)) [3π/2n＜ωt≦5π/2n] f(ωt)＝Ｃmax2・cos(ωt-(2π/n)) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ [(2n-3)π/2n＜ωt≦(2n-1)π/2n] f(ωt)＝Ｃmax2・cos(ωt-((n-1)π/n)) （但し、Ｃmax2＝1+2・Σ｜cos(2jπ/2n)｜ (j＝1〜(n-1)/2)） ・・・（１０）

【００２４】関数f(ωt)は、ｎが偶数の時、式（９）か
らωt=π/(2n),3π/(2n),5π/(2n),・・・・で式（１１）に
示す最大値を、ωt=0,π/n,2π/n,3π/n,・・・・ で式（１
２）に示す最小値をとる。 f(π/(2n))＝Ｃmax1 ・・・（１１） f(π/n) ＝Ｃmax1・cos(π/(2n)) ・・・（１２）

【００２５】同様に、ｎが奇数の時、 式（１０）から
ωt=0,π/n,2π/n,3π/n,・・・・で式（１３）に示す最大
値を、ωt=π/(2n),3π/(2n),5π/(2n),・・・・で式（１
４）に示す最小値をとる。 f(0) ＝Ｃmax2 ・・・（１３） f(π/(2n)) ＝Ｃmax2・cos(π/(2n)) ・・・（１４）

【００２６】ｎを無限大にすると、式（１２）のcos(π
/(2n))の項は１に収束し、最小値は最大値Ｃmax1に近づ
くことがわかる。つまり、ｎを大きくすると、関数f(ω
t)は時間ｔに関係なく、ある一定の値Ｃmax1に近づく。
式（１４）においても同様である。

【００２７】上述より、f(ωt)が、ある一定の値Ｃmax1
及びＣmax2に近づくということは、式（８）は、式（１
５）及び（１６）で示すような式となり、変調波成分と
直流成分だけが残るような形になることがわかる。つま
り、絶対値加算で生成した信号は、変調信号の包絡線に
ほぼ近くなることが言える。 (1+vs)・Ｃmax1 ・・・（１５） (1+vs)・Ｃmax2 ・・・（１６）

【００２８】式（１５）及び（１６）から推察できる通
り、ｎを増加すると、これらの直流成分が増加するた
め、加算器４の後段にあるデジタル乗算器５で、式（１
１）及び（１３）で示す最大値の逆数を下記に示す補正
係数Ｃとして乗じ、元のデジタルAM信号の振幅レベルに
なるように補正する。 C=1/Cmax1=1/(2・Σ｜cos(2j-1)π/2n)｜) (nが偶数:j＝0〜n/2) ・・・(17) C=1/Cmax2=1/(1+2・Σ｜cos(2j)π/2n)｜) (nが奇数:j＝1〜(n-1)/2) ・・・(18)

【００２９】補正係数発生器１６とデジタル乗算器５と
で補正された信号は、デジタルハイパスフィルタで直流
分を除去され、デジタルAM信号の包絡線そのものとな
る。その後、デジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ
変換器という。）でアナログ信号に変換し搬送波の包絡
線に比例したAM復調信号ｙを出力端子８に出力する。

【００３０】しかし、ｎは有限であるため、関数f(ωt)
は多少なりとも、時間と共に変動し、絶対値加算で生成
した信号は、わずかながら包絡線から変化する。関数f
(ωt)は、式（８）で明らかのように、無変調の時の絶
対値加算で生成した信号として考えられる。包絡線から
変化する幅は、関数f(ωt)の変動する幅に依存するた
め、後述からは便宜的に無変調として考える。

【００３１】そこで、サンプリング条件が満足されなか
った場合等に生じる、エイリアシング信号をその振幅と
周波数に分けて導出する。まず、図６に、上述のｎ個の
デジタルAM信号を絶対値加算したときの波形図を示す。
図６より、絶対値加算した波形は、搬送波周波数fcの２
ｎ倍の周波数fbで繰り返す半波正弦波であり、この振幅
レベルは上述した最大値、最小値の比より、補正係数Ｃ
で補正されていることを考慮して、つまり、復調した時
の信号の最大振幅レベルを１となるように正規化するも
のとし、半波正弦波の振幅レベルをαとすると、αは式
（１９）のようになる。 α＝（最大値−最小値）・補正係数 ＝１−ｃｏｓ（π／（2n）） ・・・（１９）

【００３２】今、ｎを無限大にすると、式（１９）に示
すαは零に収束し、絶対値加算で生成した信号は、デジ
タルAM信号の包絡線そのものとなって検波されているこ
とが分かる。しかし、デジタルAM信号を無限個加算する
ことは非現実的で、実用上問題の無いレベルにαがあれ
ば良いと考えられる。

【００３３】一方、絶対値加算で生成された半波正弦波
の周波数は、搬送波周波数の２ｎ倍となり、式（１）の
条件を満たすことができなくなる。これは、半波正弦波
において、その２分の１周期に１つ以上のサンプル点が
存在しないような形となる。これより、サンプリング周
波数fsに対し、絶対値加算で生成された半波正弦波の周
波数が、fs/(4n) を越える周波数となるため、復調信号
にエイリアシングのような現象が生じる。また、図６で
示すこの標本点の軌跡がエイリアシング信号になると考
えられるが、図６より、そのエイリアシング信号の振幅
は式（１９）で示すα以下の値になる。

【００３４】一方、半波正弦波の周期tbは、搬送波周期
tcの1/2n倍であるから、tbは式（２０）のようになり、
サンプリング時間tsと半波正弦波の周期tbの差をΔt と
すると、Δtは式（２１）になる。 tb=2ntc ・・・（２０） Δt=|ts-tb| ・・・（２１）

【００３５】また、半波正弦波において、サンプル点
は、ｍ周期おきに１個表れるので、サンプル点ｍは式
（２２）のようになり、それにともないΔt は、式（２
３）のようになる。 m={(ts/tb)+0.5} （但し、｛ ｝は整数部を示す。） ・・・（２２） Δt=|ts-mtb| ・・・（２３）

【００３６】以上より、エイリアシング信号の周期tu
は、式（２４）で示す形となるから、その周波数fuは、
式（２５）のようになる。 tu=(tb/Δt)ts ・・・（２４） fu=fs/(tb/Δt)=2nfcfs|(1/fs)-(m/(2nfc))| ・・・（２５）

【００３７】また、このエイリアシング信号が半波正弦
波の１周期分を跨ぐ位置で極が反転するため、復調信号
の歪み成分には、式（２５）で示す周波数の高調波成分
もが重畳される。また、この高調波の振幅レベルは、式
（１９）で求めたαを乗じた値以下になると考えられ
る。

【００３８】以上より、復調信号の歪み成分は、エイリ
アシング信号とその高調波のみで構成されており、式
（１９）や式（２５）からその歪みレベルは、変調度に
は依存せず、例えば１００％の変調度であっても、歪み
レベルの小さいクオリティの高い変調信号を検波するこ
とが可能となる。

【００３９】

【実施例１】サンプリング周波数fsが48.441kHz、搬送
波周波数fcが12kHzで、本発明のデジタルAM復調を実施
した場合の搬送波に対する歪みレベルを表１に示す。

【００４０】

【実施例２】サンプリング周波数fsが48.441kHz、搬送
波周波数fcが15.138kHzで、本発明のデジタルAM復調を
実施した場合の搬送波に対する歪みレベルを表２に示
す。

【００４１】

【実施例３】サンプリング周波数fsが48.441kHz、搬送
波周波数fcが1.892 kHzで、本発明のデジタルAM復調を
実施した場合の搬送波に対する歪みレベルを表３に示
す。

【００４２】

【発明の効果】本発明で示すデジタルAM復調器によれ
ば、近年のデジタル技術やＩＣの製造技術の進歩に鑑み
ると、アナログAM復調器に比べて、回路等の構成が簡単
で、かつ、安定してクオリティの高い変調信号が検波で
き、また、ＩＣ化することで安価にデジタルAM復調器を
実現することができる。

【００４３】

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態を示すブロック図。

【図２】 従来技術（１）を示すブロック図。

【図３】 従来技術（２）を示すブロック図。

【図４】 従来技術（３）を示すブロック図。

【図５】 従来技術（４）を示すブロック図。

【図６】 本発明の実施の形態を示す波形図。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ デジタル移相器 ４ デジタル加算器 ５ レベル補正器 ６ デジタルハイパスフィルタ ７ Ｄ／Ａ変換器 ８ 出力端子 ９ ＰＳＮマトリックス １０ａ〜１０ｃ 位相係数発生器 １１ａ〜１１ｃ 位相係数発生器 １２ａ〜１２ｃ デジタル乗算器 １３ａ〜１３ｃ デジタル乗算器 １４ａ〜１４ｃ デジタル加算器 １５ａ〜１５ｃ 絶対値化器

【表１】

【表２】

【表３】

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 アナログ／デジタル変換器と、移相器
   と、第１の位相係数発生器と、該第１の位相係数発生器
   と接続される第１の乗算器と、第２の位相係数発生器
   と、該第２の位相係数発生器と接続される第２の乗算器
   と、前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗算器の出力
   とを加算する第１の加算器と、該第１の加算器と接続す
   る絶対値化器とで構成されるｎ個のＰＳＮ回路と、該ｎ
   個のＰＳＮ回路の夫々の出力を加算する第２の加算器
   と、レベル補正器と、デジタルハイパスフィルタと、デ
   ジタル／アナログ変換器とが、縦列接続していることを
   特徴とするデジタルAM復調器。
2. 【請求項２】 請求項１のデジタルAM復調器において、
   入力したAM信号をアナログ／デジタル変換器で第１のデ
   ジタル信号に変換し、前記第１のデジタル信号から移相
   器で、π／２の位相差を持つ第２及び第３のデジタル信
   号を生成し、前記第２のデジタル信号に、前記第１の位
   相係数発生器より出力される各々がπ/nの位相差を持つ
   cos(0)からcos((n-1)π/n)までのｎ個の位相係数をｎ個
   の第１の乗算器でそれぞれ乗じ、前記第３のデジタル信
   号に、前記第２の位相係数発生器より出力される各々が
   π/n の位相差を持つsin(0)からsin((n-1)π/n) までの
   ｎ個の位相係数をｎ個の第２の乗算器でそれぞれ乗じ、
   前記ｎ個の第１の乗算器の出力と前記ｎ個の第２の乗算
   器の出力とをそれぞれｎ個の第１の加算器でベクトル合
   成し、前記ｎ個の絶対値化器でそれぞれ絶対値をとるこ
   とでｎ個の第４のデジタル信号を生成し、前記ｎ個の第
   ４のデジタル信号を第２の加算器で全て加算し、レベル
   補正器でレベル補正した後、デジタルハイパスフィルタ
   で直流成分を除去し、デジタル／アナログ変換器でアナ
   ログ信号に変換して、復調信号を得ることを特徴とする
   デジタルAM復調の復調方法。