JPH05175733A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
- Publication number
- JPH05175733A JPH05175733A JP35577591A JP35577591A JPH05175733A JP H05175733 A JPH05175733 A JP H05175733A JP 35577591 A JP35577591 A JP 35577591A JP 35577591 A JP35577591 A JP 35577591A JP H05175733 A JPH05175733 A JP H05175733A
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- JP
- Japan
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- demodulation
- circuit
- output
- signal
- demodulator
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 FM復調の入力信号を信号処理するる２乗器７
の出力を割算器９に供給して復調出力レベルを自動的に
補正し、レベル調整を無調整化して良好な歪特性を得る
ものである。 【構成】 FM復調入力信号をディジタル信号に変換する
A/D変換回路２と、FM復調するクオドラチャ形復調回路
３と第１の LPF６と、上記 A/D変換回路２出力が供給さ
れる２乗器７と第２の LPF８とを設け、上記第１の LPF
６と第２の LPF８の出力を供給する割算器９と、サイン
形復調特性を線形化するアークサイン演算回路10と D/A
変換回路11とで構成したものである。
の出力を割算器９に供給して復調出力レベルを自動的に
補正し、レベル調整を無調整化して良好な歪特性を得る
ものである。 【構成】 FM復調入力信号をディジタル信号に変換する
A/D変換回路２と、FM復調するクオドラチャ形復調回路
３と第１の LPF６と、上記 A/D変換回路２出力が供給さ
れる２乗器７と第２の LPF８とを設け、上記第１の LPF
６と第２の LPF８の出力を供給する割算器９と、サイン
形復調特性を線形化するアークサイン演算回路10と D/A
変換回路11とで構成したものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はディジタル信号処理技
術を用いたFM復調器に係り、特に、FM復調の回路上の安
定性、信頼性、調整の簡易性を実現するのに好適なFM復
調器に関する。
術を用いたFM復調器に係り、特に、FM復調の回路上の安
定性、信頼性、調整の簡易性を実現するのに好適なFM復
調器に関する。
【０００２】
【従来技術】従来より、ディジタル信号処理技術を用い
たFM復調器は図２に示すブロック図のものが提供されて
いた。図において、１はFM受信信号の中間周波信号の入
力端子であり、この入力端子１に加えられたFM入力信号
は A/D変換回路２でディジタル信号に変換されてクオド
ラチャ形復調回路３に供給される。
たFM復調器は図２に示すブロック図のものが提供されて
いた。図において、１はFM受信信号の中間周波信号の入
力端子であり、この入力端子１に加えられたFM入力信号
は A/D変換回路２でディジタル信号に変換されてクオド
ラチャ形復調回路３に供給される。
【０００３】上記、クオドラチャ形復調回路３は遅延回
路４と乗算器５で構成し、クオドラチャ形復調回路３で
復調された復調信号は第１のローパスフィルタ６（以
下、第１の LPF６という）を介して割算器９に供給され
る。一方、上記、割算器９は定数Ｋ発生回路13からの定
数Ｋが供給され、上記、第１の LPF６の出力信号との割
算演算が行われる。10は逆特性のアークサイン演算回路
であり、このアークサイン演算回路10の演算出力データ
は D/A変換回路11を介して出力端子12に出力される。
路４と乗算器５で構成し、クオドラチャ形復調回路３で
復調された復調信号は第１のローパスフィルタ６（以
下、第１の LPF６という）を介して割算器９に供給され
る。一方、上記、割算器９は定数Ｋ発生回路13からの定
数Ｋが供給され、上記、第１の LPF６の出力信号との割
算演算が行われる。10は逆特性のアークサイン演算回路
であり、このアークサイン演算回路10の演算出力データ
は D/A変換回路11を介して出力端子12に出力される。
【０００４】この様に構成したディジタル信号処理技術
を用いたFM復調器はアナログ信号処理形式のFM復調器に
比べて一般に安定性や信頼性の面で有利であり、しか
も、他のディジタル形式のFM復調器、例えば TAN形FM復
調回路などより回路構成が図２に示すように単純な構成
で実現することができた。
を用いたFM復調器はアナログ信号処理形式のFM復調器に
比べて一般に安定性や信頼性の面で有利であり、しか
も、他のディジタル形式のFM復調器、例えば TAN形FM復
調回路などより回路構成が図２に示すように単純な構成
で実現することができた。
【０００５】クオドラチャ形復調回路３の復調出力は第
１の LPF６で不要信号成分を除去し、割算器９で定数Ｋ
発生回路13からの定数Ｋを割算演算して復調出力レベル
の補正を行っていた。更に、クオドラチャ形復調回路３
の復調特性がサイン形お復調特性を持っているため、逆
特性のアークサイン演算回路10によって復調特性を線形
化して復調出力信号の歪みを補正し、 D/A変換回路11を
介してアナログ復調信号を出力していた。
１の LPF６で不要信号成分を除去し、割算器９で定数Ｋ
発生回路13からの定数Ｋを割算演算して復調出力レベル
の補正を行っていた。更に、クオドラチャ形復調回路３
の復調特性がサイン形お復調特性を持っているため、逆
特性のアークサイン演算回路10によって復調特性を線形
化して復調出力信号の歪みを補正し、 D/A変換回路11を
介してアナログ復調信号を出力していた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のFM復調器はFM受
信機のオーディオ信号復調に必要な出力特性を得るため
には、サンプリング周波数を 10MHz程度にしてディジタ
ル信号処理しなければ、例えばオーディオ機器としての
所定の歪率特性などを確保することが困難であった。こ
のため、例えば A/D変換回路２のサンプリング周波数を
10MHzで動作させて A/D変換速度や変換精度を確保する
ためには高価格の A/D変換素子を用いることが必要にな
ってしまうという欠点があった。
信機のオーディオ信号復調に必要な出力特性を得るため
には、サンプリング周波数を 10MHz程度にしてディジタ
ル信号処理しなければ、例えばオーディオ機器としての
所定の歪率特性などを確保することが困難であった。こ
のため、例えば A/D変換回路２のサンプリング周波数を
10MHzで動作させて A/D変換速度や変換精度を確保する
ためには高価格の A/D変換素子を用いることが必要にな
ってしまうという欠点があった。
【０００７】このため、上記、サンプリング周波数を下
げる手法ちしてアークサイン演算回路10を用い、サイン
復調特性の復調出力を線形化して計算上は無歪とした補
正法を用いているが、上記アークサイン演算回路10の復
調入力信号レベルを所定の信号レベルにして線形化動作
を行う必要があり、このアークサイン演算回路10の入力
信号レベルはクオドラチャ形復調回路３の復調出力レベ
ルを割算器９の割算演算で補正するが、この信号レベル
の補正は A/D変換回路２に入力されるアナログ復調入力
信号（FM受信の中間周波数信号）の電圧レベルに依存す
るため、定数Ｋ発生回路13の定数Ｋの電圧レベルを正確
にレベル調整をする必要があり、ディジタル信号処理形
式のFM復調器の無調整化が困難であるという欠点があっ
た。
げる手法ちしてアークサイン演算回路10を用い、サイン
復調特性の復調出力を線形化して計算上は無歪とした補
正法を用いているが、上記アークサイン演算回路10の復
調入力信号レベルを所定の信号レベルにして線形化動作
を行う必要があり、このアークサイン演算回路10の入力
信号レベルはクオドラチャ形復調回路３の復調出力レベ
ルを割算器９の割算演算で補正するが、この信号レベル
の補正は A/D変換回路２に入力されるアナログ復調入力
信号（FM受信の中間周波数信号）の電圧レベルに依存す
るため、定数Ｋ発生回路13の定数Ｋの電圧レベルを正確
にレベル調整をする必要があり、ディジタル信号処理形
式のFM復調器の無調整化が困難であるという欠点があっ
た。
【０００８】また、FM受信機の受信変動レベルがあり、
更に、FM受信回路上の経年変化や温度変化などによるFM
復調器のアナログ入力信号レベルの変動に対して復調出
力レベルを安定化するために、上記、定数Ｋ発生回路13
のレベル補正の調整を行うということは、ディジタル信
号処理技術を用いて無調整化する利点に反するという欠
点があった。
更に、FM受信回路上の経年変化や温度変化などによるFM
復調器のアナログ入力信号レベルの変動に対して復調出
力レベルを安定化するために、上記、定数Ｋ発生回路13
のレベル補正の調整を行うということは、ディジタル信
号処理技術を用いて無調整化する利点に反するという欠
点があった。
【０００９】この発明は上記した点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは従来例の欠点を解消
し、FM復調の入力信号を２乗器によって信号処理して復
調出力レベルを自動的に補正し、レベル調整を無調整化
して安定動作するFM復調器を提供するところにある。
のであり、その目的とするところは従来例の欠点を解消
し、FM復調の入力信号を２乗器によって信号処理して復
調出力レベルを自動的に補正し、レベル調整を無調整化
して安定動作するFM復調器を提供するところにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明のFM復調器はデ
ィジタル信号処理技術を用いたクオドラチャ形復調回路
の出力レベルを第１のローパスフィルタ回路を介して補
正する割算器と、サイン形復調特性を線形化する逆特性
のアークサイン演算回路とで構成したＦＭ復調器におい
て、上記クオドラチャ形復調回路と並列接続してＦＭ入
力信号レベルを２乗演算する２乗器と、この２乗器の出
力に接続した第２のローパスフィルタ回路とを設け、こ
の第２のローパスフィルタ回路の出力信号を上記割算器
に供給し、上記クオドラチャ形復調回路の出力信号と割
算演算することにより上記ＦＭ入力信号レベルを無調整
化するよう構成したものである。
ィジタル信号処理技術を用いたクオドラチャ形復調回路
の出力レベルを第１のローパスフィルタ回路を介して補
正する割算器と、サイン形復調特性を線形化する逆特性
のアークサイン演算回路とで構成したＦＭ復調器におい
て、上記クオドラチャ形復調回路と並列接続してＦＭ入
力信号レベルを２乗演算する２乗器と、この２乗器の出
力に接続した第２のローパスフィルタ回路とを設け、こ
の第２のローパスフィルタ回路の出力信号を上記割算器
に供給し、上記クオドラチャ形復調回路の出力信号と割
算演算することにより上記ＦＭ入力信号レベルを無調整
化するよう構成したものである。
【００１１】
【作用】この発明のディジタル信号処理技術を用いたFM
復調器は、基本的にはクオドラチャ形復調回路で構成し
た従来例と同様のFM復調器であって、復調入力信号レベ
ルに依存する上記クオドラチャ形復調回路の復調出力レ
ベルのレベル補正を、 A/D変換回路の出力である復調入
力信号データを２乗器に供給し、この２乗器で２乗演算
された出力データを第２の LPFを介して割算器に供給し
て復調出力レベルを補正している。
復調器は、基本的にはクオドラチャ形復調回路で構成し
た従来例と同様のFM復調器であって、復調入力信号レベ
ルに依存する上記クオドラチャ形復調回路の復調出力レ
ベルのレベル補正を、 A/D変換回路の出力である復調入
力信号データを２乗器に供給し、この２乗器で２乗演算
された出力データを第２の LPFを介して割算器に供給し
て復調出力レベルを補正している。
【００１２】この割算器によるレベル補正は、FM復調器
の復調入力信号レベルの振幅ファクタによるクオドラチ
ャ形復調回路の復調出力レベルに含まれる振幅ファクタ
が、割算器によって２乗器の出力データが第１の LPFを
介して出力されるデータに含まれる振幅ファクタによっ
て消去され、割算器の出力データは上記、振幅ファクタ
を含まない出力となり、FM復調器の復調入力信号レベル
の変動や経年変化により変動の影響が無くなる。
の復調入力信号レベルの振幅ファクタによるクオドラチ
ャ形復調回路の復調出力レベルに含まれる振幅ファクタ
が、割算器によって２乗器の出力データが第１の LPFを
介して出力されるデータに含まれる振幅ファクタによっ
て消去され、割算器の出力データは上記、振幅ファクタ
を含まない出力となり、FM復調器の復調入力信号レベル
の変動や経年変化により変動の影響が無くなる。
【００１３】この様に、割算器の復調入力信号レベルに
よる振幅ファクタに依存しないよう補正された出力デー
タは、逆特性のアークサイン演算回路によってサイン形
復調特性の出力データを線形化し、復調信号処理による
歪特性の悪化を無くし、 D/A変換回路でアナログ信号に
変換されてFM復調出力することができる。
よる振幅ファクタに依存しないよう補正された出力デー
タは、逆特性のアークサイン演算回路によってサイン形
復調特性の出力データを線形化し、復調信号処理による
歪特性の悪化を無くし、 D/A変換回路でアナログ信号に
変換されてFM復調出力することができる。
【００１４】即ち、クオドラチャ形復調回路を有したFM
復調器の復調出力は、上記信号レベルの割算器による補
正信号処理によって、ディジタル信号処理技術の利点を
持った回路動作の安定性や信頼性及び無調整化などを実
現することができ、特に、復調入力信号レベルの調整を
不要として良好な歪率の復調信号を出力することができ
る。
復調器の復調出力は、上記信号レベルの割算器による補
正信号処理によって、ディジタル信号処理技術の利点を
持った回路動作の安定性や信頼性及び無調整化などを実
現することができ、特に、復調入力信号レベルの調整を
不要として良好な歪率の復調信号を出力することができ
る。
【００１５】
【実施例】この発明に係るFM復調器の実施例を図１のブ
ロック図に基づいて説明する。なお、従来例と同一部分
には同一符号を付してその説明を省略する。図におい
て、７はFM受信信号の中間周波増幅器の出力信号を A/D
変換回路２によりディジタル信号に変換した復調入力信
号が供給される２乗器であり、この２乗器７で２乗演算
された出力データは第２の LPF８を介して割算器９に供
給される。一方、この割算器９には従来例同様にクオド
ラチャ形復調回路３の復調出力信号が供給され、復調出
力信号レベルを補正してアークサイン演算回路10により
アークサイン演算が成される。
ロック図に基づいて説明する。なお、従来例と同一部分
には同一符号を付してその説明を省略する。図におい
て、７はFM受信信号の中間周波増幅器の出力信号を A/D
変換回路２によりディジタル信号に変換した復調入力信
号が供給される２乗器であり、この２乗器７で２乗演算
された出力データは第２の LPF８を介して割算器９に供
給される。一方、この割算器９には従来例同様にクオド
ラチャ形復調回路３の復調出力信号が供給され、復調出
力信号レベルを補正してアークサイン演算回路10により
アークサイン演算が成される。
【００１６】この様に、ディジタル信号処理のFM復調器
を構成することにより、このFM復調器の復調入力信号の
信号レベルファクタが割算器９の割算演算によって消去
され、復調入力信号レベルに関係の無い復調動作をする
ことができる。このFM復調器の動作を下記に数式を用い
て説明する。
を構成することにより、このFM復調器の復調入力信号の
信号レベルファクタが割算器９の割算演算によって消去
され、復調入力信号レベルに関係の無い復調動作をする
ことができる。このFM復調器の動作を下記に数式を用い
て説明する。
【００１７】今、入力端子１に印加される復調入力信号
の A/D変換回路２の出力データを次式のようにする。 x(kT) ＝ A＊cos(ωC ＊kT＋V(kT))…(1) 式 上記、(1) 式において、ω：FM信号のキャリア角周波
数。V(kT):変調信号のｋサンプル。T:サンプリング同期
(T-1＝ 2ωC ／π(1＋2m),但しｍ＝0,1,2,…) 。A:振
幅。
の A/D変換回路２の出力データを次式のようにする。 x(kT) ＝ A＊cos(ωC ＊kT＋V(kT))…(1) 式 上記、(1) 式において、ω：FM信号のキャリア角周波
数。V(kT):変調信号のｋサンプル。T:サンプリング同期
(T-1＝ 2ωC ／π(1＋2m),但しｍ＝0,1,2,…) 。A:振
幅。
【００１８】上記、 A/D変換回路２の出力データ (1)式
はクオドラチャ形復調回路３に供給され、クオドラチャ
形復調回路３で復調信号処理されて第１の LPF６を介し
て出力される出力データは差分を微分で近似して次式の
ように成る。 Z(kT) ＝(-1)m+1 ＊A2／ 2＊sin(dv(t) ／dt)t=kT …(2) 式 一方、 A/D変換回路２の出力データ (1)式は２乗器７に
供給され、この２乗器７で２乗演算されて第２の LPF８
を介して出力される出力データはカットオフ周波数が十
分低ければ、 ａ(kT)＝A2／2 … (3)式 となる。
はクオドラチャ形復調回路３に供給され、クオドラチャ
形復調回路３で復調信号処理されて第１の LPF６を介し
て出力される出力データは差分を微分で近似して次式の
ように成る。 Z(kT) ＝(-1)m+1 ＊A2／ 2＊sin(dv(t) ／dt)t=kT …(2) 式 一方、 A/D変換回路２の出力データ (1)式は２乗器７に
供給され、この２乗器７で２乗演算されて第２の LPF８
を介して出力される出力データはカットオフ周波数が十
分低ければ、 ａ(kT)＝A2／2 … (3)式 となる。
【００１９】この様に、上記、第１の LPF６の出力デー
タ (2)式、及び上記、第２の LPF８の出力データ (3)式
を割算演算する割算器９の出力は、 ｂ(kT)＝(-1)m+1 ＊sin(dv(t) ／dt)t=kT … (4)式 となり、この割算器９出力データ (4)式がアークサイン
演算回路10で演算処理され、このアークサイン演算回路
10の出力は、 ｓ(kT)＝(-1)m+1 ＊(dv(dt) ／dt)t=kT … (5)式 但し、｜(dv ／dt)t=kT ｜≦π／2 となる。
タ (2)式、及び上記、第２の LPF８の出力データ (3)式
を割算演算する割算器９の出力は、 ｂ(kT)＝(-1)m+1 ＊sin(dv(t) ／dt)t=kT … (4)式 となり、この割算器９出力データ (4)式がアークサイン
演算回路10で演算処理され、このアークサイン演算回路
10の出力は、 ｓ(kT)＝(-1)m+1 ＊(dv(dt) ／dt)t=kT … (5)式 但し、｜(dv ／dt)t=kT ｜≦π／2 となる。
【００２０】この様にして得られたアークサイン演算回
路10の出力データ (5)式には、入力復調信号の信号レベ
ルである振幅Ａのレベルファクタを含まない復調出力信
号を出力することができる。即ち、上記割算器９の割算
演算によって上記 (4)式のように復調入力信号の振幅Ａ
のレベルファクタは消去される。
路10の出力データ (5)式には、入力復調信号の信号レベ
ルである振幅Ａのレベルファクタを含まない復調出力信
号を出力することができる。即ち、上記割算器９の割算
演算によって上記 (4)式のように復調入力信号の振幅Ａ
のレベルファクタは消去される。
【００２１】この様に、前記したFM復調器はクオドラチ
ャ形復調回路３の復調出力を割算器９によって復調入力
信号レベルの変動を自動的に補正し、予め設定された信
号レベルの復調出力レベルが供給されるアークサイン演
算回路10はサイン形復調特性を線形化して復調出力の歪
率を低減することができる。
ャ形復調回路３の復調出力を割算器９によって復調入力
信号レベルの変動を自動的に補正し、予め設定された信
号レベルの復調出力レベルが供給されるアークサイン演
算回路10はサイン形復調特性を線形化して復調出力の歪
率を低減することができる。
【００２２】また、上記、アークサイン演算回路10の出
力：ｓ(kT)… (5)式は、サンプリング周波数fSと入力FM
信号のキャリア周波数fC（fC＝ωC ／ 2π）の関係によ
って、原信号に対して反転した信号となるが、必要に応
じて、上記、反転した信号を修正するためには、上記、
第１の LPF６又は第２の LPF８で信号処理する信号を反
転しておけば割算器９の入力信号は同相にすることがで
きる。
力：ｓ(kT)… (5)式は、サンプリング周波数fSと入力FM
信号のキャリア周波数fC（fC＝ωC ／ 2π）の関係によ
って、原信号に対して反転した信号となるが、必要に応
じて、上記、反転した信号を修正するためには、上記、
第１の LPF６又は第２の LPF８で信号処理する信号を反
転しておけば割算器９の入力信号は同相にすることがで
きる。
【００２３】
【発明の効果】この発明に係るFM復調器は前述のよう
に、クオドラチャ形復調回路３の復調出力レベルを補正
する割算器９の一方の入力信号が、 A/D変換回路２の出
力を２乗演算した２乗器７と第２の LPF８とを介した補
正信号であるため、復調入力信号のレベルファクタが消
去され、FM復調信号の歪発生の原因になっているFM復調
入力信号レベルの変動などによるレベル調整を不要と
し、復調入力信号レベルに影響の無い状態でサイン形復
調特性をアークサイン演算回路によって線形化して歪特
性の良好な復調動作を行うことができるという効果があ
る。
に、クオドラチャ形復調回路３の復調出力レベルを補正
する割算器９の一方の入力信号が、 A/D変換回路２の出
力を２乗演算した２乗器７と第２の LPF８とを介した補
正信号であるため、復調入力信号のレベルファクタが消
去され、FM復調信号の歪発生の原因になっているFM復調
入力信号レベルの変動などによるレベル調整を不要と
し、復調入力信号レベルに影響の無い状態でサイン形復
調特性をアークサイン演算回路によって線形化して歪特
性の良好な復調動作を行うことができるという効果があ
る。
【００２４】また、ディジタル信号処理技術の利点であ
るFM復調回路動作の安定性、信頼性及び無調整化などを
実現することができるという効果もある。
るFM復調回路動作の安定性、信頼性及び無調整化などを
実現することができるという効果もある。
【００２５】しかも、構造が簡単であって、また、安価
に構成することができるため実施も容易であるなどの優
れた特長を有している。
に構成することができるため実施も容易であるなどの優
れた特長を有している。
【図１】この発明のFM復調器の実施例を示したブロック
図である。
図である。
【図２】従来例のFM復調器のブロック図である。
１ FM復調器の入力端子 ２ A/D変換回路 ３ クオドラチャ形復調回路 ４ 遅延回路 ５ 乗算器 ６ 第１のローパスフィルタ（第１の LPF） ７ ２乗器 ８ 第２のローパスフィルタ（第２の LPF） ９ 割算器 10 アークサイン演算回路 11 D/A変換回路 12 出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル信号処理技術を用いたクオド
ラチャ形復調回路の出力レベルを第１のローパスフィル
タ回路を介して補正する割算器と、サイン形復調特性を
線形化する逆特性のアークサイン演算回路とで構成した
ＦＭ復調器において、 上記クオドラチャ形復調回路と並列接続してＦＭ入力信
号レベルを２乗演算する２乗器と、この２乗器の出力に
接続した第２のローパスフィルタ回路とを設け、この第
２のローパスフィルタ回路の出力信号を上記割算器に供
給し、上記クオドラチャ形復調回路の出力信号と割算演
算するようにしたことをことを特徴とするＦＭ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35577591A JPH05175733A (ja) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35577591A JPH05175733A (ja) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Ｆｍ復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05175733A true JPH05175733A (ja) | 1993-07-13 |
Family
ID=18445695
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35577591A Pending JPH05175733A (ja) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05175733A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6664849B1 (en) | 1999-07-12 | 2003-12-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital FM demodulator performing amplitude compensation |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61140205A (ja) * | 1984-12-12 | 1986-06-27 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍ検波回路 |
| JPS6336603A (ja) * | 1985-07-27 | 1988-02-17 | ドイチエ・アイテイ−テイ−・インダストリ−ズ・ゲゼルシヤフト・ミト・ベシユレンクタ・ハフツンク | ゼロ交差カウンタを備えた周波数復調回路 |
| JPS6386905A (ja) * | 1986-08-01 | 1988-04-18 | エヌ・ベ−・フィリップス・フル−イランペンファブリケン | 角度変調信号を復調する方法およびその装置 |
-
1991
- 1991-12-20 JP JP35577591A patent/JPH05175733A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61140205A (ja) * | 1984-12-12 | 1986-06-27 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍ検波回路 |
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