JPS61140205A - Ｆｍ検波回路 - Google Patents
Ｆｍ検波回路Info
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- JPS61140205A JPS61140205A JP26248184A JP26248184A JPS61140205A JP S61140205 A JPS61140205 A JP S61140205A JP 26248184 A JP26248184 A JP 26248184A JP 26248184 A JP26248184 A JP 26248184A JP S61140205 A JPS61140205 A JP S61140205A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はＦ、Ｍ変調された信号から原信号を検波するＦ
Ｍ検波回路に関する。
Ｍ検波回路に関する。
ＦＭ信号、特にディジタル化されたＦＭ信号を復調する
方法として多くの方式が提案されている（例えば昭和５
５年、電子通信学会、通信部門、全国大会、予稿集、５
５−８、” Ｄ Ｓ Ｐ化ＦＭ復調器の各種構成法の検
討″参照）。その中でクオドラチャ検波方式はその簡便
さや性能の点から特にＬＳＩ化に適しているとされてい
る。この方式は第５図に示す如き構成よりなっており、
同図において１はマルチプライヤ、２は［サンプルだけ
信号を遅延する遅延回路である。すなわちこの検波回路
は、入力されるＦＭ信号ｙ（ｔ）を１サンプル遅延し、
これを遅延しない信号と掛算するものである。
方法として多くの方式が提案されている（例えば昭和５
５年、電子通信学会、通信部門、全国大会、予稿集、５
５−８、” Ｄ Ｓ Ｐ化ＦＭ復調器の各種構成法の検
討″参照）。その中でクオドラチャ検波方式はその簡便
さや性能の点から特にＬＳＩ化に適しているとされてい
る。この方式は第５図に示す如き構成よりなっており、
同図において１はマルチプライヤ、２は［サンプルだけ
信号を遅延する遅延回路である。すなわちこの検波回路
は、入力されるＦＭ信号ｙ（ｔ）を１サンプル遅延し、
これを遅延しない信号と掛算するものである。
原信号を χ（ｔ）（ｌχ（ｔ）１≦１）、ＦＭ＠送波
の角周波数を ωＣ１角周波数偏移をΔωとすると、そ
のＦＭ信号ｙ（ｔ）は次式のようになる。
の角周波数を ωＣ１角周波数偏移をΔωとすると、そ
のＦＭ信号ｙ（ｔ）は次式のようになる。
ｙ（ｔ）＝Ａ（し）・Ｃｏｇ（ωｃ−ｔ、 ＋ Δ
ω ・昏 （ｔ、）ｄｔ）・・・・・・（１） 尚Ａ（し）は振幅成分である。
ω ・昏 （ｔ、）ｄｔ）・・・・・・（１） 尚Ａ（し）は振幅成分である。
ここで φ（ｔ）＝Δω・ｆ与（ｔ）ｄｔとすると（１
）式は次のようになる。
）式は次のようになる。
ｙ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ（ωＣ−ｔ＋φ（し））・
・・・（２）いまΔＬ時間毎にサンプリングしたとする
と、ｙ（ｎ・Δｔ） ＝Ａ（ｎ・Δｔ）・Ｃ０５（ωＣ−ｎ・Δｔ＋φ（ｎ・
Δ１））・・・・（３） となる。ｎ・ΔＬをＮ、ωＣ・ΔｔをＷｅｔとすると、
（３）式は次のようになる。
・・・（２）いまΔＬ時間毎にサンプリングしたとする
と、ｙ（ｎ・Δｔ） ＝Ａ（ｎ・Δｔ）・Ｃ０５（ωＣ−ｎ・Δｔ＋φ（ｎ・
Δ１））・・・・（３） となる。ｎ・ΔＬをＮ、ωＣ・ΔｔをＷｅｔとすると、
（３）式は次のようになる。
ｙ （Ｎ ） ＝ Ａ （Ｎ ）・ｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ
＋φ（Ｎ））・−（４）従ってクオドラチャ検波回路を
構成するマルチプライヤ１の出力ｚ （Ｎ）は、 ｚ （Ｎ）＝ ｙ （Ｎ）・ｙ（Ｎ−１）＝Ａ（Ｎ）・
Ａ（Ｎ−１） Ｘｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ＋ψ（Ｎ）） Ｘｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ−Ｗｅｔ＋φ（Ｎ＝１））＝ （
ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ−Ｌ）Ｗｅ
ｔ）＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）＋ｗｃｔ）ＩＡ
（Ｎ）・Ａ（Ｎ ｌ）／２・・・・・・・・・・・・
・・（５） となる。ここで搬送波の角周波数ωＣと、サンプリング
間隔Δｔとの関係を。
＋φ（Ｎ））・−（４）従ってクオドラチャ検波回路を
構成するマルチプライヤ１の出力ｚ （Ｎ）は、 ｚ （Ｎ）＝ ｙ （Ｎ）・ｙ（Ｎ−１）＝Ａ（Ｎ）・
Ａ（Ｎ−１） Ｘｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ＋ψ（Ｎ）） Ｘｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ−Ｗｅｔ＋φ（Ｎ＝１））＝ （
ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ−Ｌ）Ｗｅ
ｔ）＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）＋ｗｃｔ）ＩＡ
（Ｎ）・Ａ（Ｎ ｌ）／２・・・・・・・・・・・・
・・（５） となる。ここで搬送波の角周波数ωＣと、サンプリング
間隔Δｔとの関係を。
ωＣ・Δｔ ＝ ？Ｃ／ ２ ＋ ２・ｍ・π・・・・
・・・・・・・・・（６）とすると（ｍ＝０．１．２、
・・・）、（５）式は次のようになる。
・・・・・・・・・（６）とすると（ｍ＝０．１．２、
・・・）、（５）式は次のようになる。
ｚ （Ｎ）＝ （−ｓｉｎ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）
＋φ（Ｎ−１）） ＋ ｓｉｎ （φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）））ＸＡ（Ｎ
）・Ａ（Ｎ−，１）／２ ・・・・・・・・・・・・・・・・（７）（７）式の右
辺第２項が検波出力のベースバンド成分であり、第１項
が乗算により生じた２ωＣの角周波数の第２次高調波成
分及びそのサイドバンド成分である（以後このサイドバ
ンド成分を含めて第２次高調波成分と称する）。いまφ
（Ｎ）の微分随φ′（Ｎ）が（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１，
））／Δして近似できるとすると、（７）式のベースバ
ンド成分は、５ｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１））−Ａ（
Ｎ）−Ａ（Ｎ−１）＃５ｉｎ（Δ１−φ’（Ｎ））・Ａ
（Ｎ）・Ａ（Ｎ−１）／２＝＝ｓｉｎ（Δし・Δω・ｚ
（Ｎ）） ・Ａ（Ｎ）’Ａ（Ｎ−Ｌ）／２・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・（８）となる。従ってベースバンド成分をフィルタで
抽出して原信号を検波することができる。そしてこの出
力をさらにｓｉｎの逆関数回路に通すことにより直線性
を向上させることができる。このことについては電子通
信学会論文誌、８３／２、ｖｏｌ。
＋φ（Ｎ−１）） ＋ ｓｉｎ （φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）））ＸＡ（Ｎ
）・Ａ（Ｎ−，１）／２ ・・・・・・・・・・・・・・・・（７）（７）式の右
辺第２項が検波出力のベースバンド成分であり、第１項
が乗算により生じた２ωＣの角周波数の第２次高調波成
分及びそのサイドバンド成分である（以後このサイドバ
ンド成分を含めて第２次高調波成分と称する）。いまφ
（Ｎ）の微分随φ′（Ｎ）が（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１，
））／Δして近似できるとすると、（７）式のベースバ
ンド成分は、５ｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１））−Ａ（
Ｎ）−Ａ（Ｎ−１）＃５ｉｎ（Δ１−φ’（Ｎ））・Ａ
（Ｎ）・Ａ（Ｎ−１）／２＝＝ｓｉｎ（Δし・Δω・ｚ
（Ｎ）） ・Ａ（Ｎ）’Ａ（Ｎ−Ｌ）／２・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・（８）となる。従ってベースバンド成分をフィルタで
抽出して原信号を検波することができる。そしてこの出
力をさらにｓｉｎの逆関数回路に通すことにより直線性
を向上させることができる。このことについては電子通
信学会論文誌、８３／２、ｖｏｌ。
１、Ｊ−６６８，Ｎｏ、２．第２５９頁乃至第２６０頁
、″ディジタル信号処理技術を用いたりオドラチャ形Ｆ
Ｍ復調器のひずみ特性の改善について″と題する論文に
詳しい。またディジタル型クオドラチャ検波の動作原理
については、電子通信学会誌、８２／７．Ｖｏｌ、Ｊ−
６５−Ｂ、Ｎｏ、７、第８９０頁乃至第８９７頁、パデ
ィジタル信号処理技術を用いたクオドラチャ形ＦＭ復調
器の特性″と題する論文に詳述されている。
、″ディジタル信号処理技術を用いたりオドラチャ形Ｆ
Ｍ復調器のひずみ特性の改善について″と題する論文に
詳しい。またディジタル型クオドラチャ検波の動作原理
については、電子通信学会誌、８２／７．Ｖｏｌ、Ｊ−
６５−Ｂ、Ｎｏ、７、第８９０頁乃至第８９７頁、パデ
ィジタル信号処理技術を用いたクオドラチャ形ＦＭ復調
器の特性″と題する論文に詳述されている。
クオドラチャ検波においてはディジタル、アナログいず
れの場合であっても上述した第２次高調波成分が原理的
に生ずるところから、この成分がベースバンドの周波数
帯域と重ならないように、また重なったとしてもその成
分が少なくなるようにＦＭの角周波数ωＣ１角周波数偏
移Δω等の各パラメータが定められている。しかしなが
ら、例えばＶＴＲやビデオディスクにおけるＦＭ変調の
ように、ベースバンドの帯域幅に対して角周波数ωＣが
低い場合、ディジタルクオドラチャ検波をすると、その
検波出力のスペクトラムは第６図に示す如くとなり、ベ
ースバンド成分３と高調波成分４とが近接することにな
る（検波後の出力なので角周波数ωＣの成分は現れない
）。その結果ベースバンドを分離するフィルタとして急
峻な特性のものが必要となり、勢いその段数も多くせざ
るを得なかった。
れの場合であっても上述した第２次高調波成分が原理的
に生ずるところから、この成分がベースバンドの周波数
帯域と重ならないように、また重なったとしてもその成
分が少なくなるようにＦＭの角周波数ωＣ１角周波数偏
移Δω等の各パラメータが定められている。しかしなが
ら、例えばＶＴＲやビデオディスクにおけるＦＭ変調の
ように、ベースバンドの帯域幅に対して角周波数ωＣが
低い場合、ディジタルクオドラチャ検波をすると、その
検波出力のスペクトラムは第６図に示す如くとなり、ベ
ースバンド成分３と高調波成分４とが近接することにな
る（検波後の出力なので角周波数ωＣの成分は現れない
）。その結果ベースバンドを分離するフィルタとして急
峻な特性のものが必要となり、勢いその段数も多くせざ
るを得なかった。
またディジタルクオドラチャ検波の条件である（６）式
におけるｍの値を０とすると、ωＣ−Δｔ＝π／２ へΔ七＝π／２壷ωＣ２ となり、サンプリング角周波数をωＳとすると、２π／
Δし＝ωｓ＝４・ωＣ・・・・・・・・・・・・・・・
・（９）となる。すなわち２・ωＣ：（、ｌＳ／２とな
り、第２次高調波成分の中心がサンプリングの折り返し
周波数となる。従って例えば角周波数ωＣが周波数の高
い方にΔωＣだけオフセットした場合、第７図に示す如
く折り返し成分５がベースバンド成分３と重なる所謂エ
リアシング歪が生じ、Ｓ ／ Ｎが悪化する欠点があっ
た。
におけるｍの値を０とすると、ωＣ−Δｔ＝π／２ へΔ七＝π／２壷ωＣ２ となり、サンプリング角周波数をωＳとすると、２π／
Δし＝ωｓ＝４・ωＣ・・・・・・・・・・・・・・・
・（９）となる。すなわち２・ωＣ：（、ｌＳ／２とな
り、第２次高調波成分の中心がサンプリングの折り返し
周波数となる。従って例えば角周波数ωＣが周波数の高
い方にΔωＣだけオフセットした場合、第７図に示す如
く折り返し成分５がベースバンド成分３と重なる所謂エ
リアシング歪が生じ、Ｓ ／ Ｎが悪化する欠点があっ
た。
さらにまた、入力信号ｙ （Ｎ）とそれを１サンプルだ
け遅延した信号ｙ（Ｎ−１）とを直接乗算するため、入
力ＦＭ信号の振幅Ａ（ｔ）が変動すると検波出力も変動
する欠点があった。アナログのＦＭ検波においてはリミ
ッタ等の技術を用いることができるが、ディジタル化さ
れたＦＭ信号である場合においては斯かる技術を採用す
ることはできない。
け遅延した信号ｙ（Ｎ−１）とを直接乗算するため、入
力ＦＭ信号の振幅Ａ（ｔ）が変動すると検波出力も変動
する欠点があった。アナログのＦＭ検波においてはリミ
ッタ等の技術を用いることができるが、ディジタル化さ
れたＦＭ信号である場合においては斯かる技術を採用す
ることはできない。
斯かる点に鑑み、例えば１９８４年テレビジョン学会全
学会台予集、１４−７、″高速ディジタルＦＭ復調の一
方式″と題する論文には、入力されるＦＭ信号の振幅成
分を求め、ＦＭ信号を振幅成分で除することによりＡＭ
成分を除去することが提案されている。しかしながらこ
の場合においては、２乗演算機や除算機以外にルート演
算機等が必要となり１回路が複雑となるばかりでなく、
高価となる欠点があった。
学会台予集、１４−７、″高速ディジタルＦＭ復調の一
方式″と題する論文には、入力されるＦＭ信号の振幅成
分を求め、ＦＭ信号を振幅成分で除することによりＡＭ
成分を除去することが提案されている。しかしながらこ
の場合においては、２乗演算機や除算機以外にルート演
算機等が必要となり１回路が複雑となるばかりでなく、
高価となる欠点があった。
第１図は本発明のＦＭ検波回路の構成を表しており、第
５図における場合と対応する部分には同一の符号を付し
てあり、その詳述は省略する。同図において１１は入力
されるディジタル化されたＦ Ｍ信号をヒルベルト変換
するフィルタ等の変換器である。１２は入力信号をｎサ
ンプル遅延させる遅延回路であり、その遅延時間は変換
器１１の遅延時間と対応している。１３は２乗和手段で
あり、変換器１１からの信号を２乗した信号と、遅延回
路１２からの信号を２乗した信号とを加算して出力する
。１４は検波器であり、例えば第５図に示した如きマル
チプライヤ１と遅延回路２とよりなり、遅延回路１２か
らの信号をクオドラチャ検波する。１５は検波器１４の
出力を２乗和手段１３からの信号により除する除算器で
ある。
５図における場合と対応する部分には同一の符号を付し
てあり、その詳述は省略する。同図において１１は入力
されるディジタル化されたＦ Ｍ信号をヒルベルト変換
するフィルタ等の変換器である。１２は入力信号をｎサ
ンプル遅延させる遅延回路であり、その遅延時間は変換
器１１の遅延時間と対応している。１３は２乗和手段で
あり、変換器１１からの信号を２乗した信号と、遅延回
路１２からの信号を２乗した信号とを加算して出力する
。１４は検波器であり、例えば第５図に示した如きマル
チプライヤ１と遅延回路２とよりなり、遅延回路１２か
らの信号をクオドラチャ検波する。１５は検波器１４の
出力を２乗和手段１３からの信号により除する除算器で
ある。
しかしてその作用を説明する。入力されたディジタルＦ
Ｍ信号を（４）式で表すとすると、変換器１１でヒルベ
ルト変換された信号９（Ｎ）は、振幅Ａ（Ｎ）の変化が
サンプリング周期に較べ充分小さければ、 ９（Ｎ）＝Ａ（Ｎ）・ｃｏｓ（ＷｃｉＮ＋φ（Ｎ）−ｉ
／２）＝ Ａ （Ｎ ）・５ｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ
））・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）となる
。
Ｍ信号を（４）式で表すとすると、変換器１１でヒルベ
ルト変換された信号９（Ｎ）は、振幅Ａ（Ｎ）の変化が
サンプリング周期に較べ充分小さければ、 ９（Ｎ）＝Ａ（Ｎ）・ｃｏｓ（ＷｃｉＮ＋φ（Ｎ）−ｉ
／２）＝ Ａ （Ｎ ）・５ｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ
））・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）となる
。
ヒルベルト変換されない信号ｙ（Ｎ）とヒルベルト変換
された信号９（Ｎ）の２乗和Ｗ（Ｎ）は、Ｗ（Ｎ）＝ｙ
（Ｎ）２＋９（Ｎ）” ＝ Ａ （Ｎ ）” ・（ｓｉｎ” （Ｗｃｔ−Ｎ＋φ
（Ｎ）＋ｃｏｓ” （Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ））＝Ａ（Ｎ
）”・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
となる、一方（４）式で表される入力ＦＭ（ｇ号を検波
器１４でクオドラチャ検波したときの出力信号ｚ （Ｎ
）は（５）式で表される。振幅Ａ（Ｎ）の変化がサンプ
リング周期に較べ充分小さいとすると、Ａ（Ｎ）ξＡ（
Ｎ−１） ・・・・・・・・・・・・・・（１２）で
あるから、（５）式は、 ｚ （Ｎ）＝（ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ
（Ｎ−Ｂ−Ｗｃｔ） ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１
）＋ Ｗｃｔ）） Ａ （Ｎ ）” ／ ２・・・・・
・・・・・・・（１３） となる。除算器１５は検波器１４の出力ｚ （Ｎ）を２
乗和手段１３の出力Ｗ（Ｎ）で除するから、その出力２
□（Ｎ）は。
された信号９（Ｎ）の２乗和Ｗ（Ｎ）は、Ｗ（Ｎ）＝ｙ
（Ｎ）２＋９（Ｎ）” ＝ Ａ （Ｎ ）” ・（ｓｉｎ” （Ｗｃｔ−Ｎ＋φ
（Ｎ）＋ｃｏｓ” （Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ））＝Ａ（Ｎ
）”・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
となる、一方（４）式で表される入力ＦＭ（ｇ号を検波
器１４でクオドラチャ検波したときの出力信号ｚ （Ｎ
）は（５）式で表される。振幅Ａ（Ｎ）の変化がサンプ
リング周期に較べ充分小さいとすると、Ａ（Ｎ）ξＡ（
Ｎ−１） ・・・・・・・・・・・・・・（１２）で
あるから、（５）式は、 ｚ （Ｎ）＝（ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ
（Ｎ−Ｂ−Ｗｃｔ） ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１
）＋ Ｗｃｔ）） Ａ （Ｎ ）” ／ ２・・・・・
・・・・・・・（１３） となる。除算器１５は検波器１４の出力ｚ （Ｎ）を２
乗和手段１３の出力Ｗ（Ｎ）で除するから、その出力２
□（Ｎ）は。
２工（Ｎ）
＝（ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ−１）
−Ｗｃｔ）＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）＋Ｗｃし
）〕／２ ・・・・・・・・・・・・（１４） となり、振幅Ａ （Ｎ）に無関係な検波出力を得ること
ができる。
−Ｗｃｔ）＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）＋Ｗｃし
）〕／２ ・・・・・・・・・・・・（１４） となり、振幅Ａ （Ｎ）に無関係な検波出力を得ること
ができる。
尚第２図に示すように、変換器ＬＬを加算器Ｌ６と遅延
回路１７とを有するトランスバーサルフィルタ（係数ａ
ｏ乃至ａｓｓ−＋ ）にて構成する場合においては、そ
の遅延回路１７を、遅延回路２．１２の少なくともいず
れか一方に共用することができる。この場合遅延回路１
７は偶数（２Ｍ）個とし、検波器１４のマルチプライヤ
１には、Ｍ ＋ １番目の遅延回路１７の入出力を入力
させるようにする。
回路１７とを有するトランスバーサルフィルタ（係数ａ
ｏ乃至ａｓｓ−＋ ）にて構成する場合においては、そ
の遅延回路１７を、遅延回路２．１２の少なくともいず
れか一方に共用することができる。この場合遅延回路１
７は偶数（２Ｍ）個とし、検波器１４のマルチプライヤ
１には、Ｍ ＋ １番目の遅延回路１７の入出力を入力
させるようにする。
第３図は本発明の他の実施例を表わしており。
第１図及び第２図における場合と対応する部分には同一
の符号を付してあり、その詳述は省略する６第１図及び
第２図においては検波回路がマルチプライヤ１と遅延回
路２とよりなる検波器１４により構成されているが、本
実施例においては、変換器１１の出力をクオドラチャ検
波する検波器２１と、遅延回路１２の出力をクオドラチ
ャ検波する検波器２２と、検波器２１と２２の出方を加
算する加算器２３とより構成されている。その他の構成
は、第１ｒｇ！ｉ及び第２図における場合と同様である
。
の符号を付してあり、その詳述は省略する６第１図及び
第２図においては検波回路がマルチプライヤ１と遅延回
路２とよりなる検波器１４により構成されているが、本
実施例においては、変換器１１の出力をクオドラチャ検
波する検波器２１と、遅延回路１２の出力をクオドラチ
ャ検波する検波器２２と、検波器２１と２２の出方を加
算する加算器２３とより構成されている。その他の構成
は、第１ｒｇ！ｉ及び第２図における場合と同様である
。
しかしてその動作を説明する。変換器１１によりヒルベ
ルト変換された信号９（Ｎ）は（１０）式で表わされる
こと上述した通りである。このヒルベルト変換された信
号ｙ （Ｎ）を検波器２１でクオドラチャ検波したとき
の出力９（Ｎ）は、９ （Ｎ）＝ ”ｔ （Ｎ）・ン（
Ｎ−１）＝ Ａ （Ｎ）・５ｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ
））Ｘ Ａ（Ｎ −１）・５ｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ
−１） −Ｗ、ｃｔ） ＝ （−ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ
−１） −Ｗｅｔ） ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１
）＋Ｗｃｔ）］ ＸＡ（Ｎ）・Ａ（Ｎ−１）／２ ・・・・・・・・・・・・・・・（１５）となる、ここ
でも（１２）式が成立するとすると、式（１５）は、 ｚ （Ｎ）＝ （−ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）
＋φ（Ｎ −１） −ＷｃｊＪ ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ ）
−φ（Ｎ −Ｌ ）＋Ｗｃｔ）） ＸＡ（Ｎ）２／２・・・・・・・・・・・・・・・（１
６）となる。一方、検波器２２の出力は（１３）式で表
わされる。（１３）式と（１６）式とを比較すれば明ら
かな如く、信号ｚ（Ｎ）と信号ｚ（Ｎ）においてはベー
スバンド成分の項は同相であるが、第２次高調波成分の
項は逆相となっている。そこで検波器２１と２２の出力
を加算器２３で加算すれば、その出力ｚａ（Ｎ）は、 ｚａ（Ｎ）＝ｚ（Ｎ）＋ｚ（Ｎ） ＝Ａ（Ｎ）２ Ｘｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）＋Ｗｃｔ）＝ Ａ
（Ｎ）２・５ｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１））・・・
・（１７） となり、第２次高調波成分の項は相殺され、ベースバン
ド成分の項のみが出力される。しかもその出力ｚａ（Ｎ
）は出力ｚ（Ｎ）又はｚ（Ｎ）に較べ２倍のレベルとな
り、検波ゲインも大きく取れることになる。
ルト変換された信号９（Ｎ）は（１０）式で表わされる
こと上述した通りである。このヒルベルト変換された信
号ｙ （Ｎ）を検波器２１でクオドラチャ検波したとき
の出力９（Ｎ）は、９ （Ｎ）＝ ”ｔ （Ｎ）・ン（
Ｎ−１）＝ Ａ （Ｎ）・５ｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ
））Ｘ Ａ（Ｎ −１）・５ｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ
−１） −Ｗ、ｃｔ） ＝ （−ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ
−１） −Ｗｅｔ） ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１
）＋Ｗｃｔ）］ ＸＡ（Ｎ）・Ａ（Ｎ−１）／２ ・・・・・・・・・・・・・・・（１５）となる、ここ
でも（１２）式が成立するとすると、式（１５）は、 ｚ （Ｎ）＝ （−ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）
＋φ（Ｎ −１） −ＷｃｊＪ ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ ）
−φ（Ｎ −Ｌ ）＋Ｗｃｔ）） ＸＡ（Ｎ）２／２・・・・・・・・・・・・・・・（１
６）となる。一方、検波器２２の出力は（１３）式で表
わされる。（１３）式と（１６）式とを比較すれば明ら
かな如く、信号ｚ（Ｎ）と信号ｚ（Ｎ）においてはベー
スバンド成分の項は同相であるが、第２次高調波成分の
項は逆相となっている。そこで検波器２１と２２の出力
を加算器２３で加算すれば、その出力ｚａ（Ｎ）は、 ｚａ（Ｎ）＝ｚ（Ｎ）＋ｚ（Ｎ） ＝Ａ（Ｎ）２ Ｘｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）＋Ｗｃｔ）＝ Ａ
（Ｎ）２・５ｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１））・・・
・（１７） となり、第２次高調波成分の項は相殺され、ベースバン
ド成分の項のみが出力される。しかもその出力ｚａ（Ｎ
）は出力ｚ（Ｎ）又はｚ（Ｎ）に較べ２倍のレベルとな
り、検波ゲインも大きく取れることになる。
この（１７）式の出力ｚａ（Ｎ）が除算器１５により２
乗和手段１３の出力Ａ【Ｎ）２により除算されるので除
算手段１５の出力Ｚ２は、 ｚ、＝ｓｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）） −−−
・（１８）となる。
乗和手段１３の出力Ａ【Ｎ）２により除算されるので除
算手段１５の出力Ｚ２は、 ｚ、＝ｓｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）） −−−
・（１８）となる。
尚以上においてはサンプリング角周波数ωＳによる第２
次高調波成分の折り返し成分がベースバンド内に重なっ
てくる場合について説明したが。
次高調波成分の折り返し成分がベースバンド内に重なっ
てくる場合について説明したが。
本実施例の場合においては例えば第４図に示す如く、Ｆ
Ｍ変調のパラメータを、ベースバンド成分３と第２次高
調波成分４とがスペクトラム上で重なるように設定した
場合においても検波が可能となる。従って帯域の限られ
ている記録媒体に、より広い帯域のＦＭ信号を記録する
ことができる。
Ｍ変調のパラメータを、ベースバンド成分３と第２次高
調波成分４とがスペクトラム上で重なるように設定した
場合においても検波が可能となる。従って帯域の限られ
ている記録媒体に、より広い帯域のＦＭ信号を記録する
ことができる。
この様にヒルベルト変換したＦＭ信号としないＦＭ信号
とを各々検波し、ベースバンド成分に対して第２次高調
波成分が同、相の信号と逆相の信号を得て、それらを演
算して第２次高調波成分を相殺するようにしたこの実施
例においては、ベースバンド内に第２次高調波成分が混
入することがなくなり、両者の帯域が重なっていても検
波が可能となるばかりでなく、Ｓ／Ｎを格段に向上させ
ることができる。
とを各々検波し、ベースバンド成分に対して第２次高調
波成分が同、相の信号と逆相の信号を得て、それらを演
算して第２次高調波成分を相殺するようにしたこの実施
例においては、ベースバンド内に第２次高調波成分が混
入することがなくなり、両者の帯域が重なっていても検
波が可能となるばかりでなく、Ｓ／Ｎを格段に向上させ
ることができる。
以上の如く本発明においては、ＦＭ信号の振幅成分の２
乗の値を求め、クオドラチャ検波出力をこの２乗値で除
するようにしたので、ＡＭ成分を含む信号であっても正
常なＦＭ検波が可能となるばかりでなく、ルート演算機
も不要となり１回路を簡単かつ低置とすることができる
。さらに振幅成分の演算にヒルベルト変換器を用いてい
るので、ノイズに対して安定した特性を得ることが可能
となる。
乗の値を求め、クオドラチャ検波出力をこの２乗値で除
するようにしたので、ＡＭ成分を含む信号であっても正
常なＦＭ検波が可能となるばかりでなく、ルート演算機
も不要となり１回路を簡単かつ低置とすることができる
。さらに振幅成分の演算にヒルベルト変換器を用いてい
るので、ノイズに対して安定した特性を得ることが可能
となる。
＠１図は本発明のＦＭ検波回路のブロック図、第２図は
その他の実施例のブロック図、第３図はそのさらに他の
実施例のブロック図、第４図はその検波出力の周波数ス
ペクトラム図、第５図は従来のＦＭ検波回路のブロック
図、第６図及び第７図はその検波出力の周波数スペクト
ラム図である。 １・・・マルチプライヤ ２．１２．１７・・・遅延回路 ３・・・ベースバンド ４・・・第２次高調波成分 ５・・・折り返し成分 １１・・・変換器１３・・・
２乗和手段 １４．２１．２２・・・検波器 １５・・・除算器 １６．２３・・・加算器以上
その他の実施例のブロック図、第３図はそのさらに他の
実施例のブロック図、第４図はその検波出力の周波数ス
ペクトラム図、第５図は従来のＦＭ検波回路のブロック
図、第６図及び第７図はその検波出力の周波数スペクト
ラム図である。 １・・・マルチプライヤ ２．１２．１７・・・遅延回路 ３・・・ベースバンド ４・・・第２次高調波成分 ５・・・折り返し成分 １１・・・変換器１３・・・
２乗和手段 １４．２１．２２・・・検波器 １５・・・除算器 １６．２３・・・加算器以上
Claims (7)
- （１）入力されるＦＭ信号をヒルベルト変換する変換器
と、該変換器によりヒルベルト変換された該ＦＭ信号を
２乗した信号と、該変換器によりヒルベルト変換されな
い該ＦＭ信号を２乗した信号とを加算する２乗和手段と
、少なくとも該変換器によりヒルベルト変換されない該
ＦＭ信号をクオドラチャ検波するクオドラチャ検波器を
含む検波手段と、該検波手段の出力信号を該２乗和手段
からの信号により除する除算手段とを備えることを特徴
とするＦＭ検波回路。 - （２）ヒルベルト変換されない該ＦＭ信号は、該変換器
がヒルベルト変換するのに要する時間に対応する時間だ
け遅延手段により遅延された後、該検波手段と該２乗和
手段とに入力されることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のＦＭ検波回路。 - （３）該変換器はトランスバーサルフィルタにより構成
されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項又は
第２項記載のＦＭ検波回路。 - （４）該変換器はトランスバーサルフィルタにより構成
されており、該トランスバーサルフィルタの遅延回路は
、該遅延手段又は該クオドラチャ検波器の遅延回路の少
なくとも一方に兼用されていることを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載のＦＭ検波回路。 - （５）該トランスバーサルフィルタの遅延回路は２Ｍ個
あり、そのＭ＋１番目の該遅延回路の入力と出力が、該
クオドラチャ検波器のマルチプライヤに入力されている
ことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載のＦＭ検波
回路。 - （６）該検波手段はさらに、該変換器によりヒルベルト
変換された該ＦＭ信号をクオドラチャ検波する別のクオ
ドラチャ検波器と、該変換器によりヒルベルト変換され
ない該ＦＭ信号をクオドラチャ検波した信号と、該変換
器によりヒルベルト変換された該ＦＭ信号をクオドラチ
ャ検波した信号とを加算する加算手段とを有することを
特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第５項のいずれか
に記載のＦＭ検波回路。 - （７）入力される該ＦＭ信号はディジタル化されたＦＭ
信号であることを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至
第６項のいずれかに記載のＦＭ検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26248184A JPS61140205A (ja) | 1984-12-12 | 1984-12-12 | Ｆｍ検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26248184A JPS61140205A (ja) | 1984-12-12 | 1984-12-12 | Ｆｍ検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61140205A true JPS61140205A (ja) | 1986-06-27 |
Family
ID=17376383
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26248184A Pending JPS61140205A (ja) | 1984-12-12 | 1984-12-12 | Ｆｍ検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61140205A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05175733A (ja) * | 1991-12-20 | 1993-07-13 | Kenwood Corp | Ｆｍ復調器 |
| US6664849B1 (en) | 1999-07-12 | 2003-12-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital FM demodulator performing amplitude compensation |
-
1984
- 1984-12-12 JP JP26248184A patent/JPS61140205A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05175733A (ja) * | 1991-12-20 | 1993-07-13 | Kenwood Corp | Ｆｍ復調器 |
| US6664849B1 (en) | 1999-07-12 | 2003-12-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital FM demodulator performing amplitude compensation |
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