JP3079252B2 - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JP3079252B2 JP3079252B2 JP09090342A JP9034297A JP3079252B2 JP 3079252 B2 JP3079252 B2 JP 3079252B2 JP 09090342 A JP09090342 A JP 09090342A JP 9034297 A JP9034297 A JP 9034297A JP 3079252 B2 JP3079252 B2 JP 3079252B2
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- noise
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信信号に含まれ
る雑音又は干渉波（以後雑音という）を除去する受信装
置に関するものである。
る雑音又は干渉波（以後雑音という）を除去する受信装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、固定周波数の雑音は、ノッチフィ
ルタで除去でき、また周波数が変動する場合はアダプテ
ブ・フィルタを用いて除去できるが、雑音の帯域幅が信
号成分の帯域幅と比較して狭い場合にしか有効でない。
ルタで除去でき、また周波数が変動する場合はアダプテ
ブ・フィルタを用いて除去できるが、雑音の帯域幅が信
号成分の帯域幅と比較して狭い場合にしか有効でない。
【０００３】雑音と信号成分の帯域幅が同程度の場合に
ついても、雑音が除去できる方法が文献「M.Shinriki,"
Nonlinear Techniques For The Improvement Of Signal
-to-Noise-Ratio"IEEE,VOL.COM-34,No.9(1986)」に開示
されたものがある。しかし、雑音の振幅変動が雑音の位
相変動と比較して、比較的緩やかに変動する場合に限ら
れるという欠点があった。
ついても、雑音が除去できる方法が文献「M.Shinriki,"
Nonlinear Techniques For The Improvement Of Signal
-to-Noise-Ratio"IEEE,VOL.COM-34,No.9(1986)」に開示
されたものがある。しかし、雑音の振幅変動が雑音の位
相変動と比較して、比較的緩やかに変動する場合に限ら
れるという欠点があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の干渉波抑圧手段
を備えた受信装置は、上記のように雑音の位相成分の変
動と比較して、雑音の振幅成分の変動が緩やかに変動す
るような雑音に限定されるという課題があった。
を備えた受信装置は、上記のように雑音の位相成分の変
動と比較して、雑音の振幅成分の変動が緩やかに変動す
るような雑音に限定されるという課題があった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の受信装置は、受信信号入力を第１の非線形
回路に通過させた後、再び第２の非線形回路に通過させ
た出力と、前記第１の非線形回路の出力との差を、前記
受信信号入力の検波信号で変調して雑音を除去する干渉
波抑圧手段を備えた構成となっている。
に、本発明の受信装置は、受信信号入力を第１の非線形
回路に通過させた後、再び第２の非線形回路に通過させ
た出力と、前記第１の非線形回路の出力との差を、前記
受信信号入力の検波信号で変調して雑音を除去する干渉
波抑圧手段を備えた構成となっている。
【０００６】本発明に基づく受信装置は、受信信号入力
を非線形処理をして抽出すべき信号と較べて非常に強い
雑音を除去する装置である。非線形系を具体的に述べれ
ば２つのリミッタと２つのバンドパス・フィルタから成
る。最初の第１のリミッタで小信号を抑圧した後、混変
調の一部を第１のバンドパス・フィルタで除去する。混
変調の一部を除去した後再び第２のリミッタと第２のバ
ンドパス・フィルタに通過させる。このとき、小信号が
さらに抑圧される。第１のバンドパス・フィルタの出力
と第２のバンドパス・フィルタの出力との差を取ると、
抽出すべき信号成分の一部がキャンセルされるだけで、
強い雑音が除去できる。さらに、受信信号入力の振幅波
形を復元するため、この出力を元の入力の包絡線で変調
したものが受信機の出力となる。
を非線形処理をして抽出すべき信号と較べて非常に強い
雑音を除去する装置である。非線形系を具体的に述べれ
ば２つのリミッタと２つのバンドパス・フィルタから成
る。最初の第１のリミッタで小信号を抑圧した後、混変
調の一部を第１のバンドパス・フィルタで除去する。混
変調の一部を除去した後再び第２のリミッタと第２のバ
ンドパス・フィルタに通過させる。このとき、小信号が
さらに抑圧される。第１のバンドパス・フィルタの出力
と第２のバンドパス・フィルタの出力との差を取ると、
抽出すべき信号成分の一部がキャンセルされるだけで、
強い雑音が除去できる。さらに、受信信号入力の振幅波
形を復元するため、この出力を元の入力の包絡線で変調
したものが受信機の出力となる。
【０００７】この構成により、受信装置は、入力雑音の
振幅の帯域幅が、入力雑音の位相の帯域幅と較べて広く
ても、雑音を除去できるものである。
振幅の帯域幅が、入力雑音の位相の帯域幅と較べて広く
ても、雑音を除去できるものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る受信装置の実
施の形態について、構成及び動作原理を説明する。
施の形態について、構成及び動作原理を説明する。
【０００９】本発明に係る受信装置の実施の形態の基本
回路構成は図１に示すように、第１及び第２のリミッタ
１，３と、第１及び第２のバンドパス・フィルタ２，
４、包絡線検波器５、差回路６及び変調器（掛け算器）
７から成る。
回路構成は図１に示すように、第１及び第２のリミッタ
１，３と、第１及び第２のバンドパス・フィルタ２，
４、包絡線検波器５、差回路６及び変調器（掛け算器）
７から成る。
【００１０】そして、受信信号入力を第１のリミッタ１
で抑圧した後、第１のバンドパス・フィルタ２で高調波
と混変調の一部を除去し、さらに第２のリミッタ３で再
び抑圧した後、第２のバンドパス・フィルタ４で高調波
と不用な混変調を除去し、この出力と第１のバンドパス
・フィルタ２の出力との差を差回路６で取り、さらに、
前記受信信号入力の振幅波形を復元するため、差回路６
の出力を元の受信信号入力の包絡線検波器５による包絡
線検波出力で変調器７で変調して雑音の抑圧された出力
を得る。
で抑圧した後、第１のバンドパス・フィルタ２で高調波
と混変調の一部を除去し、さらに第２のリミッタ３で再
び抑圧した後、第２のバンドパス・フィルタ４で高調波
と不用な混変調を除去し、この出力と第１のバンドパス
・フィルタ２の出力との差を差回路６で取り、さらに、
前記受信信号入力の振幅波形を復元するため、差回路６
の出力を元の受信信号入力の包絡線検波器５による包絡
線検波出力で変調器７で変調して雑音の抑圧された出力
を得る。
【００１１】次に、上記実施の形態の動作説明を詳述す
る。
る。
【００１２】受信装置の入力として、理解を良くするた
め、角周波数ω1及びω2の２つの連続波を与える。 Ｘ（ｔ）＝Ａ1｛cosω1ｔ＋ａ・cosω2ｔ｝
め、角周波数ω1及びω2の２つの連続波を与える。 Ｘ（ｔ）＝Ａ1｛cosω1ｔ＋ａ・cosω2ｔ｝
【００１３】ここでＡ1はω1の振幅であり、Ａ1・ａはω
2の振幅成分である。従って、ａはω1とω2の２つの連
続波の振幅比である。ここでは雑音が非常に強い場合を
想定して、ａ＜＜１の場合を想定する。従って、（１）
ではω1成分を雑音、ω2成分を信号とする。リミッタ１
は理想リミッタを用いると、この入出力特性は
2の振幅成分である。従って、ａはω1とω2の２つの連
続波の振幅比である。ここでは雑音が非常に強い場合を
想定して、ａ＜＜１の場合を想定する。従って、（１）
ではω1成分を雑音、ω2成分を信号とする。リミッタ１
は理想リミッタを用いると、この入出力特性は
【数１】 である。ここで、Ｙ1（ｔ）は理想リミッタの出力であ
る。ａ＜＜１と仮定すると、Ｙ1（ｔ）は近似的に次の
ように表せる。
る。ａ＜＜１と仮定すると、Ｙ1（ｔ）は近似的に次の
ように表せる。
【００１４】
【数２】 バンドパス・フィルタ２が高調波のすべてと混変調モー
ドの一部を除去すると、 Ｙ2（ｔ）＝cosω1ｔ＋(a/2)cosω2ｔ−(a/2)・α・cos
（２ω1−ω2）ｔ となる。ここでαはバンドパス・フィルタによる減衰率
である。バンドパス・フィルタ２の出力を、再びリミッ
タ３に入力する。リミッタ３は理想リミッタを用い、バ
ンドパス・フィルタ４でリミッタ３の出力の高調波のみ
を除去すると、バンドパス・フィルタ４の出力は次のよ
うに表せる。 Ｙ3（ｔ）＝cosω1ｔ＋(a/4)(1＋α)cosω2ｔ−(a/4)・
(1＋α)cos(2ω1−ω2）ｔ バンドパス・フィルタ２の出力Ｙ2（ｔ）とバンドパス
・フィルタ４の出力Ｙ3（ｔ）の差を取ると、 Ｙ4（ｔ）＝−(a/4)(1−α)cosω2ｔ−(a/4)・(1−α)・c
os(2ω1−ω2)ｔ のように表せる。差回路６の出力を受信信号入力の包絡
線検波器５の包絡線検波出力を用いて変調器７で変調す
ると、 Ｚ（ｔ）＝Ａ1{(a/4)(1−α)cosω2ｔ−(a/4)・(1−α)・
cos(2ω1−ω2)ｔ} のような受信機出力Ｚ（ｔ）を得ることができる。この
とき、ω1成分は大きな雑音成分と仮定すると、出力Ｚ
（ｔ）ではω1成分は除去できていることがわかる。つ
まり、ω1とω2の混変調成分の振幅成分が小振幅（ａ／
４）の積で表されており、十分抑圧されていることを示
している。
ドの一部を除去すると、 Ｙ2（ｔ）＝cosω1ｔ＋(a/2)cosω2ｔ−(a/2)・α・cos
（２ω1−ω2）ｔ となる。ここでαはバンドパス・フィルタによる減衰率
である。バンドパス・フィルタ２の出力を、再びリミッ
タ３に入力する。リミッタ３は理想リミッタを用い、バ
ンドパス・フィルタ４でリミッタ３の出力の高調波のみ
を除去すると、バンドパス・フィルタ４の出力は次のよ
うに表せる。 Ｙ3（ｔ）＝cosω1ｔ＋(a/4)(1＋α)cosω2ｔ−(a/4)・
(1＋α)cos(2ω1−ω2）ｔ バンドパス・フィルタ２の出力Ｙ2（ｔ）とバンドパス
・フィルタ４の出力Ｙ3（ｔ）の差を取ると、 Ｙ4（ｔ）＝−(a/4)(1−α)cosω2ｔ−(a/4)・(1−α)・c
os(2ω1−ω2)ｔ のように表せる。差回路６の出力を受信信号入力の包絡
線検波器５の包絡線検波出力を用いて変調器７で変調す
ると、 Ｚ（ｔ）＝Ａ1{(a/4)(1−α)cosω2ｔ−(a/4)・(1−α)・
cos(2ω1−ω2)ｔ} のような受信機出力Ｚ（ｔ）を得ることができる。この
とき、ω1成分は大きな雑音成分と仮定すると、出力Ｚ
（ｔ）ではω1成分は除去できていることがわかる。つ
まり、ω1とω2の混変調成分の振幅成分が小振幅（ａ／
４）の積で表されており、十分抑圧されていることを示
している。
【００１５】次に、受信装置への入力として、角周波数
ω0を中心（角周波数ω1とω2が等しい場合）とした信
号成分と雑音成分を与えたとすると、 Ｘ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）cos{ω0ｔ＋θs(ｔ)}＋Ｎ（ｔ）・co
s{ω0＋θn(ｔ)} 但し、Ｓ（ｔ）＜＜Ｎ（ｔ） と表せる。ここでＳ（ｔ）とθs(ｔ)は信号成分の振幅
と位相であり、Ｎ（ｔ）とθn(ｔ)はそれぞれ雑音成分
の振幅と位相である。
ω0を中心（角周波数ω1とω2が等しい場合）とした信
号成分と雑音成分を与えたとすると、 Ｘ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）cos{ω0ｔ＋θs(ｔ)}＋Ｎ（ｔ）・co
s{ω0＋θn(ｔ)} 但し、Ｓ（ｔ）＜＜Ｎ（ｔ） と表せる。ここでＳ（ｔ）とθs(ｔ)は信号成分の振幅
と位相であり、Ｎ（ｔ）とθn(ｔ)はそれぞれ雑音成分
の振幅と位相である。
【００１６】入力Ｘ（ｔ）をリミッタ１とバンドパス・
フィルタ２を通過させる。このとき、バンドパス・フィ
ルタ２の帯域幅が高調波のみを除去するなら Ｙ1（ｔ）＝cos{ω0ｔ＋θn(ｔ)}＋{Ｓ（ｔ）／２Ｎ
（ｔ）}・cos{ω0ｔ＋θs(ｔ)}−{Ｓ（ｔ）／２Ｎ
（ｔ）}・cos{ω0ｔ＋２θn(ｔ)−θs(ｔ)} となる。このときＹ1（ｔ）の第１項及び第２項の帯域
幅が第３項と較べて小さいなら、バンドパス・フィルタ
２は第３項の混変調項の一部を除去することができる。
通常、第３項は２θn(ｔ)を有するためこの仮定は成立
すると考えられる。
フィルタ２を通過させる。このとき、バンドパス・フィ
ルタ２の帯域幅が高調波のみを除去するなら Ｙ1（ｔ）＝cos{ω0ｔ＋θn(ｔ)}＋{Ｓ（ｔ）／２Ｎ
（ｔ）}・cos{ω0ｔ＋θs(ｔ)}−{Ｓ（ｔ）／２Ｎ
（ｔ）}・cos{ω0ｔ＋２θn(ｔ)−θs(ｔ)} となる。このときＹ1（ｔ）の第１項及び第２項の帯域
幅が第３項と較べて小さいなら、バンドパス・フィルタ
２は第３項の混変調項の一部を除去することができる。
通常、第３項は２θn(ｔ)を有するためこの仮定は成立
すると考えられる。
【００１７】Ｙ1（ｔ）はバンドパス・フィルタ２のイ
ンパルス応答をｈ（ｔ）とすると、
ンパルス応答をｈ（ｔ）とすると、
【数３】 のように近似的に表せる。さらに、Ｙ2（ｔ）がリミッ
タ３及びバンドパス・フィルタ４を通過すると
タ３及びバンドパス・フィルタ４を通過すると
【数４】 となる。
【００１８】バンドパス・フィルタ２の出力Ｙ2（ｔ）
とバンドパス・フィルタ４の出力Ｙ3（ｔ）の差を取る
と、Ｙ4（ｔ）は、
とバンドパス・フィルタ４の出力Ｙ3（ｔ）の差を取る
と、Ｙ4（ｔ）は、
【数５】 で与えられる。
【００１９】差回路６の出力を受信信号入力の包絡線検
波器５の包絡線検波出力を用いて変調器７で変調する
と、
波器５の包絡線検波出力を用いて変調器７で変調する
と、
【数６】 を得る。このとき、一般的に、出力の信号成分の定義
は、入力の信号成分の振幅と位相を保持している成分で
ある。従って、受信機出力の信号成分はＹ5（ｔ）の第
１項のみであり、他の項は雑音成分であると考えられ
る。しかし、雑音成分の大きさはＳの大きさに比例する
項であり、Ｓ＜＜Ｎであったから雑音はほとんど除去で
きていると考える。
は、入力の信号成分の振幅と位相を保持している成分で
ある。従って、受信機出力の信号成分はＹ5（ｔ）の第
１項のみであり、他の項は雑音成分であると考えられ
る。しかし、雑音成分の大きさはＳの大きさに比例する
項であり、Ｓ＜＜Ｎであったから雑音はほとんど除去で
きていると考える。
【００２０】図２及び図３は図１の実施の形態に示す回
路をコンピュータでシミュレーションした場合の結果で
あり、図２は入力スペクトルであり、図３は出力スペク
トルである。入力雑音には、ＦＭ／ＡＭ変調波を用い
た。すなわち、雑音の振幅Ｎ（ｔ）は、１＋０.５sin
(８π)ｔで与えられる。また、雑音の周波数は１.０１
１ｋＨｚを中心に±４.５ＨｚのＦＭ変調を行った。こ
のとき混変調周波数は（２０２２π＋０.５sin９πｔ）
Hzで与えられるものである。また、信号成分は１ｋＨｚ
のサイン波とした。このときの入力スペクトルが図２で
表わされるものである。また、入力の信号対雑音比は−
２０ｄＢである。シミュレーションでは２つのリミッタ
は理想リミッタとし、第１及び第２のバンドパス・フィ
ルタのバンド幅は４０Ｈｚとした。このとき出力のスペ
クトルが図３であり、図中の１ｋＨｚの大きさは約６ｄ
Ｂであり、また、雑音の大きさを計算で求めると、入力
の信号対雑音比に対して出力の信号対雑音比は１４ｄＢ
程度の改善を確認できた。
路をコンピュータでシミュレーションした場合の結果で
あり、図２は入力スペクトルであり、図３は出力スペク
トルである。入力雑音には、ＦＭ／ＡＭ変調波を用い
た。すなわち、雑音の振幅Ｎ（ｔ）は、１＋０.５sin
(８π)ｔで与えられる。また、雑音の周波数は１.０１
１ｋＨｚを中心に±４.５ＨｚのＦＭ変調を行った。こ
のとき混変調周波数は（２０２２π＋０.５sin９πｔ）
Hzで与えられるものである。また、信号成分は１ｋＨｚ
のサイン波とした。このときの入力スペクトルが図２で
表わされるものである。また、入力の信号対雑音比は−
２０ｄＢである。シミュレーションでは２つのリミッタ
は理想リミッタとし、第１及び第２のバンドパス・フィ
ルタのバンド幅は４０Ｈｚとした。このとき出力のスペ
クトルが図３であり、図中の１ｋＨｚの大きさは約６ｄ
Ｂであり、また、雑音の大きさを計算で求めると、入力
の信号対雑音比に対して出力の信号対雑音比は１４ｄＢ
程度の改善を確認できた。
【００２１】なお、上記実施の形態では、リミッタとし
て理想リミッタを用いる場合で説明したが、実質的に理
想リミッタとして動作可能な回路であれば使用可能であ
ることは明らかである。
て理想リミッタを用いる場合で説明したが、実質的に理
想リミッタとして動作可能な回路であれば使用可能であ
ることは明らかである。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の受信装置
によれば、入力雑音の振幅の帯域幅が、入力雑音の位相
の帯域幅と較べて広くても、雑音を除去でき、雑音に埋
もれた信号の信号対雑音比を改善できるものである。
によれば、入力雑音の振幅の帯域幅が、入力雑音の位相
の帯域幅と較べて広くても、雑音を除去でき、雑音に埋
もれた信号の信号対雑音比を改善できるものである。
【図１】本発明に係る受信装置の第１の実施の形態を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】コンピュータで図１の受信装置をシミュレーシ
ョンしたとき用いた入力信号のスペクトルの１例を示す
周波数スペクトル図である。
ョンしたとき用いた入力信号のスペクトルの１例を示す
周波数スペクトル図である。
【図３】シミュレーション結果である受信装置の出力ス
ペクトルの１例を示す周波数スペクトル図である。
ペクトルの１例を示す周波数スペクトル図である。
１ 第１のリミッタ ２ 第１のバンドパス・フィルタ ３ 第２のリミッタ ４ 第２のバンドパス・フィルタ ５ 包絡線検波器 ６ 差回路 ７ 変調器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−27766（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−122（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−268023（ＪＰ，Ａ) 神力正宣；“ＳＮ比改善のための非線 形技術”電子情報通信学会技術研究報 告，Ｖｏｌ．86，Ｎｏ．274（ＣＡＳ86 −164）（1986．12．17）ｐ．７−12 神力正宣；“干渉波除去方式に関する 研究（非線形回路による方法）”防衛庁 技術研究本部技報，第6221号（ＩＳＳＮ 0916−2852），ＵＤＣ：621，396 （Ｒ）（1992．５．14：受入）ｐ．１− ８ 神力正宣，阿部精順，島野不二郎； “非線形処理による同時送受信”電子情 報通信学会論文誌 Ｖ−２，Ｖｏｌ．Ｊ 81−Ｂ−２，Ｎｏ．９（1998．９．25) ｐ．872−882 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 H04B 7/005 H04B 15/00 H04K 3/00
Claims (1)
- 【請求項１】 受信信号入力を第１の非線形回路に通過
させた後、再び第２の非線形回路に通過させた出力と、
前記第１の非線形回路の出力との差を、前記受信信号入
力の検波信号で変調して雑音を除去することを特徴とす
る受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09090342A JP3079252B2 (ja) | 1997-03-24 | 1997-03-24 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09090342A JP3079252B2 (ja) | 1997-03-24 | 1997-03-24 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271022A JPH10271022A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3079252B2 true JP3079252B2 (ja) | 2000-08-21 |
Family
ID=13995861
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09090342A Expired - Lifetime JP3079252B2 (ja) | 1997-03-24 | 1997-03-24 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3079252B2 (ja) |
-
1997
- 1997-03-24 JP JP09090342A patent/JP3079252B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| 神力正宣，阿部精順，島野不二郎；"非線形処理による同時送受信"電子情報通信学会論文誌 Ｖ−２，Ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−２，Ｎｏ．９（１９９８．９．２５）ｐ．８７２−８８２ |
| 神力正宣；"ＳＮ比改善のための非線形技術"電子情報通信学会技術研究報告，Ｖｏｌ．８６，Ｎｏ．２７４（ＣＡＳ８６−１６４）（１９８６．１２．１７）ｐ．７−１２ |
| 神力正宣；"干渉波除去方式に関する研究（非線形回路による方法）"防衛庁技術研究本部技報，第６２２１号（ＩＳＳＮ ０９１６−２８５２），ＵＤＣ：６２１，３９６（Ｒ）（１９９２．５．１４：受入）ｐ．１−８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10271022A (ja) | 1998-10-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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