JPS61102804A - Ｆｍ検波回路 - Google Patents
Ｆｍ検波回路Info
- Publication number
- JPS61102804A JPS61102804A JP59224344A JP22434484A JPS61102804A JP S61102804 A JPS61102804 A JP S61102804A JP 59224344 A JP59224344 A JP 59224344A JP 22434484 A JP22434484 A JP 22434484A JP S61102804 A JPS61102804 A JP S61102804A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- component
- detection
- harmonic component
- higher harmonic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/008—Hilbert type transformation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はＦＭ変調された信号から原信号を検波するＦＭ
検波回路に関する。
検波回路に関する。
ＦＭ信号、特にディジタル化されたＦＭ信号を復調する
方法として多くの方式が提案されている（例えば昭和５
Ｓ年、電子通信学会、通信部門、全国大会、予稿集、５
５−８．”ＤＳＰ化ＦＭ復調器の各種構成法の検討″参
照）。この中でクオドラチャ検波方式はその簡便さや性
能の点から特にＬＳＩ化に適しているとされる。この方
式は第３図に示す如き構成よりなっており、同図におい
て１はマルチプライヤ、２は１サンプルだけ信号を遅延
する遅延回路である。すなわちこの検波回路は、入力さ
れるＦＭ信号ｙ（ｔ）を１サンプル遅延し、遅延しない
信号と掛算するものである。
方法として多くの方式が提案されている（例えば昭和５
Ｓ年、電子通信学会、通信部門、全国大会、予稿集、５
５−８．”ＤＳＰ化ＦＭ復調器の各種構成法の検討″参
照）。この中でクオドラチャ検波方式はその簡便さや性
能の点から特にＬＳＩ化に適しているとされる。この方
式は第３図に示す如き構成よりなっており、同図におい
て１はマルチプライヤ、２は１サンプルだけ信号を遅延
する遅延回路である。すなわちこの検波回路は、入力さ
れるＦＭ信号ｙ（ｔ）を１サンプル遅延し、遅延しない
信号と掛算するものである。
原信号を χ（ｔ）（ｌχ（ｔ）１≦１）、ＦＭ搬送波
の角周波数を ωＣ１角周波数偏移をΔωとすると、そ
のＦＭ信号ｙ（ｔ）は次式のようになる。
の角周波数を ωＣ１角周波数偏移をΔωとすると、そ
のＦＭ信号ｙ（ｔ）は次式のようになる。
ｙ （ｔ ）＝ｃｏｓ（ωｃ−ｔ＋Δω・ｆｔｒ、 （
ｔ ） ｄｔ）”・（１）ここで φ（ｔ）＝Δω・ｆ
ゞχ（ｔ）ｄｔとすると（１）式は次のようになる。
ｔ ） ｄｔ）”・（１）ここで φ（ｔ）＝Δω・ｆ
ゞχ（ｔ）ｄｔとすると（１）式は次のようになる。
ｙ（ｔ）＝ｃｏｓ（ωｃ−ｔ＋φ（ｔ））・・・・・・
・・・・・（２）いまΔを時間毎にサンプリングしたと
すると、ｙ（ｎ・Δｔ）＝ｃＯ５（ωｃｌΔｔＯｎ＋φ
（ｎ−Δ１））・・・・（３） となる。ｎ・ΔｔをＮ、ωＣ・ΔｔをＷｅｔとすると、
（３）式は次のようになる。
・・・・・（２）いまΔを時間毎にサンプリングしたと
すると、ｙ（ｎ・Δｔ）＝ｃＯ５（ωｃｌΔｔＯｎ＋φ
（ｎ−Δ１））・・・・（３） となる。ｎ・ΔｔをＮ、ωＣ・ΔｔをＷｅｔとすると、
（３）式は次のようになる。
ｙ （Ｎ）＝ｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ））・−・−
・・−・・・（４）従ってクオドラチャ検波回路を構成
するマルチプライヤ１の出力ｚ（Ｎ）は、 ｚ （Ｎ）” ｙ （Ｎ）・ｙ（Ｎ−１）＝ｃｏｓ（Ｗ
ｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ ）） 参ｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ−Ｗｃ
ｔ＋φ（Ｎ −１）） ＝ （ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ−１
）−Ｗｃｔ） ＋ ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）＋
Ｗｃｔ））／２・・・・・・・・・・・・・・・・・（
５）となる。ここで搬送波の角周波数ωＣと、サンプリ
ング間隔Δｔとの関係を、 ωＣ・Δｔ＝π／２＋２・ｍ・π・・・・・・・・・・
・・・（６）とすると（ｍ＝０．１．２、・・・）、（
５）式は次のようになる。
・・−・・・（４）従ってクオドラチャ検波回路を構成
するマルチプライヤ１の出力ｚ（Ｎ）は、 ｚ （Ｎ）” ｙ （Ｎ）・ｙ（Ｎ−１）＝ｃｏｓ（Ｗ
ｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ ）） 参ｃｏｓ（Ｗｃｔ−Ｎ−Ｗｃ
ｔ＋φ（Ｎ −１）） ＝ （ｃｏｓ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ−１
）−Ｗｃｔ） ＋ ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１）＋
Ｗｃｔ））／２・・・・・・・・・・・・・・・・・（
５）となる。ここで搬送波の角周波数ωＣと、サンプリ
ング間隔Δｔとの関係を、 ωＣ・Δｔ＝π／２＋２・ｍ・π・・・・・・・・・・
・・・（６）とすると（ｍ＝０．１．２、・・・）、（
５）式は次のようになる。
ｚ （Ｎ）＝ （−ｓｉｎ（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）
＋φ（Ｎ−１）） ＋５ｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）））、／ ２・・
・・・・・・・・・・・・・・（７）（７）式の右辺第
２項が検波出力のベースバンド成分であり、第１項が乗
算により生じた２ωＣの角周波数の第２次高調波成分及
びそのサイドバンド成分である（以後このサイドバンド
成分を含めて第２次高調波成分と称する）。いまφ（Ｎ
）の微分値φ′（Ｎ）が（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１））／
Δｔで近似できるとすると、（７）式のベースバンド成
分は。
＋φ（Ｎ−１）） ＋５ｉｎ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）））、／ ２・・
・・・・・・・・・・・・・・（７）（７）式の右辺第
２項が検波出力のベースバンド成分であり、第１項が乗
算により生じた２ωＣの角周波数の第２次高調波成分及
びそのサイドバンド成分である（以後このサイドバンド
成分を含めて第２次高調波成分と称する）。いまφ（Ｎ
）の微分値φ′（Ｎ）が（φ（Ｎ）−φ（Ｎ−１））／
Δｔで近似できるとすると、（７）式のベースバンド成
分は。
ｓｉｎ （φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１））句５ｉｎ（Δｔ
・φ’（Ｎ））＝ ｓｉｎ （Δｔ・Δω・χ（Ｎ））
・・・・・・・・・・・・・・・・（８）となる、従っ
てベースバンド成分をフィルタで抽出して原信号を検波
することができる。そしてこの出力をさらにｓｉｎの逆
関数回路に通すことにより直線性を向上させることがで
きる。このことについては電子通信学会論文誌、８３／
２、Ｖｏｌ。
・φ’（Ｎ））＝ ｓｉｎ （Δｔ・Δω・χ（Ｎ））
・・・・・・・・・・・・・・・・（８）となる、従っ
てベースバンド成分をフィルタで抽出して原信号を検波
することができる。そしてこの出力をさらにｓｉｎの逆
関数回路に通すことにより直線性を向上させることがで
きる。このことについては電子通信学会論文誌、８３／
２、Ｖｏｌ。
１、Ｊ−６６８−Ｎｏ、２、第２５９頁乃至第２６０頁
、″ディジタル信号処理技術を用いたクオドラチャ形Ｆ
Ｍ復調器のひずみ特性の改善について″と題する論文に
詳しい。
、″ディジタル信号処理技術を用いたクオドラチャ形Ｆ
Ｍ復調器のひずみ特性の改善について″と題する論文に
詳しい。
クオドラチャ検波においてはディジタル、アナログいず
れの場合であっても上述した第２次高調波成分が原理的
に生ずるところから、この成分がベースバントの周波数
帯域と重ならないように、また重なったとしてもその成
分が少ないようにＦＭの角周波数ωＣ５角周波数偏移Δ
ω等の各パラメータが定められている。しかしながら例
えばＶＴＲやビデオディスクにおけるＦＭ変調のように
。
れの場合であっても上述した第２次高調波成分が原理的
に生ずるところから、この成分がベースバントの周波数
帯域と重ならないように、また重なったとしてもその成
分が少ないようにＦＭの角周波数ωＣ５角周波数偏移Δ
ω等の各パラメータが定められている。しかしながら例
えばＶＴＲやビデオディスクにおけるＦＭ変調のように
。
ベースバンドの帯域幅に対して角周波数ωＣが低い場合
、ディジタルクオドラチャ検波をすると、その検波出力
のスペクトラムは第４図に示す如くとなり、ベースバン
ド成分３と高調波成分４とが近接することになる（検波
後の出力なので角周波数ωＣの成分は現れない）。その
結果ベースバンドを分離するフィルタとして急峻な特性
のものが必要となり、勢いその段数も多くせざるを得な
かった・ またディジタルクオドラチャ検波の条件である（６）式
におけるｍの値をＯとすると。
、ディジタルクオドラチャ検波をすると、その検波出力
のスペクトラムは第４図に示す如くとなり、ベースバン
ド成分３と高調波成分４とが近接することになる（検波
後の出力なので角周波数ωＣの成分は現れない）。その
結果ベースバンドを分離するフィルタとして急峻な特性
のものが必要となり、勢いその段数も多くせざるを得な
かった・ またディジタルクオドラチャ検波の条件である（６）式
におけるｍの値をＯとすると。
ωＣ・八ｔ＝π／２
．８．Δｔ＝π／２ｅωＣ９
となり、サンプリング角周波数をωＳとすると、２π／
Δｔ＝ωｓ＝４・ωＣ・・・・・・・・・・・・・・・
・（９）となる。すなわち２・ωＣ＝ωｓ／２となり、
第２次高調波成分の中心がサンプリングの折り返し周波
数となる。従って例えば角周波数ωＣが周波数の高い方
にΔωＣだけオフセットした場合、第５図に示す如く折
り返し成分５がベースバンド成分３と重なる所謂エリア
シング歪が生じ、Ｓ／Ｎが悪化する欠点があった。
Δｔ＝ωｓ＝４・ωＣ・・・・・・・・・・・・・・・
・（９）となる。すなわち２・ωＣ＝ωｓ／２となり、
第２次高調波成分の中心がサンプリングの折り返し周波
数となる。従って例えば角周波数ωＣが周波数の高い方
にΔωＣだけオフセットした場合、第５図に示す如く折
り返し成分５がベースバンド成分３と重なる所謂エリア
シング歪が生じ、Ｓ／Ｎが悪化する欠点があった。
第１図は本発明のＦＭ検波回路の構成を表しており、第
３図における場合と対応する部分には同一の符号を付し
てあり、その詳述は省略する。本発明においては、第３
図におけるマルチプライヤ１と遅延回路２とよりなるク
オドラチャ検波回路１ｏ、１１が１対設けられている。
３図における場合と対応する部分には同一の符号を付し
てあり、その詳述は省略する。本発明においては、第３
図におけるマルチプライヤ１と遅延回路２とよりなるク
オドラチャ検波回路１ｏ、１１が１対設けられている。
１２は入力されるディジタル化されたＦＭ信号をヒルベ
ルト変換する変換器としてのフィルタであり、１３は入
力信号をｎサンプル遅延させる遅延回路であり、その遅
延時間は変換器１２の遅延時間と対応している。１４は
１対のクオドラチャ検波回路１０．１１の出力を加算す
る加算器である。
ルト変換する変換器としてのフィルタであり、１３は入
力信号をｎサンプル遅延させる遅延回路であり、その遅
延時間は変換器１２の遅延時間と対応している。１４は
１対のクオドラチャ検波回路１０．１１の出力を加算す
る加算器である。
しかしてその動作を説明する。入力されたディジタルＦ
Ｍ信号を（４）式で表すとすると、変換器１２でヒルベ
ルト変換された信号９（Ｎ）は、９ （Ｎ）＝ｃｏｓ（
Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋ｘ／２）＝ｓｉｎ（”ｒＶｃｔ
−Ｎ＋φ（Ｎ））・・・・・・・・・・・・・・・・（
１０）となる。このヒルベルト変換信号”ＩＩ’（Ｎ）
をクオドラチャ検波回路１０で検波したときの出力２（
Ｎ）は、 ＨＣＮ）＝”ｔ（Ｎ）愕（Ｎ−１） ＝ｓｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ ）） ・５ｉｎ（Ｗｃ
ｔ−Ｎ＋φ（Ｎ −１）−Ｗｃｔ） ＝〔−〇０８（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ −
１） −Ｗｃｔ） ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１
）＋ Ｗｃｔ） ） ／ ２・・・・・・・・・・・・
・・・（１１）となる、一方（４）式で表される入力Ｆ
Ｍ信号をクオドラチャ検波回路１１で検波したときの出
力信号ｚ（Ｎ）は（５）式で表される。（５）式と（１
１）式とを比較すれば明らかな如く、信号ｚ（Ｎ）と信
号ｚ（Ｎ）においてはベースバンド成分の項は同相であ
るが、第２次高調波成分の項は逆相となっている。そこ
で検波器１０と１１の出力を加算器１４で加算すれば、
その出力ｚａ（Ｎ）は、ｚａ（Ｎ）＝ ｚ （Ｎ）＋
ｒ（Ｎ）＝ ｃｏｓ （φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）＋
Ｗｃｔ）＝ ｓｉｎ （φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１））−
’・（１２）となり、第２次高調波成分の項は相殺され
、ベースバンド成分の項のみが出力される。しかもその
出力ｚａ（Ｎ）は出力ｚ （Ｎ）又は？（Ｎ）に較べ２
倍のレベルとなり、検波ゲインも大きく取れることにな
る。
Ｍ信号を（４）式で表すとすると、変換器１２でヒルベ
ルト変換された信号９（Ｎ）は、９ （Ｎ）＝ｃｏｓ（
Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋ｘ／２）＝ｓｉｎ（”ｒＶｃｔ
−Ｎ＋φ（Ｎ））・・・・・・・・・・・・・・・・（
１０）となる。このヒルベルト変換信号”ＩＩ’（Ｎ）
をクオドラチャ検波回路１０で検波したときの出力２（
Ｎ）は、 ＨＣＮ）＝”ｔ（Ｎ）愕（Ｎ−１） ＝ｓｉｎ（Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ ）） ・５ｉｎ（Ｗｃ
ｔ−Ｎ＋φ（Ｎ −１）−Ｗｃｔ） ＝〔−〇０８（２・Ｗｃｔ−Ｎ＋φ（Ｎ）＋φ（Ｎ −
１） −Ｗｃｔ） ＋ｃｏｓ（φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１
）＋ Ｗｃｔ） ） ／ ２・・・・・・・・・・・・
・・・（１１）となる、一方（４）式で表される入力Ｆ
Ｍ信号をクオドラチャ検波回路１１で検波したときの出
力信号ｚ（Ｎ）は（５）式で表される。（５）式と（１
１）式とを比較すれば明らかな如く、信号ｚ（Ｎ）と信
号ｚ（Ｎ）においてはベースバンド成分の項は同相であ
るが、第２次高調波成分の項は逆相となっている。そこ
で検波器１０と１１の出力を加算器１４で加算すれば、
その出力ｚａ（Ｎ）は、ｚａ（Ｎ）＝ ｚ （Ｎ）＋
ｒ（Ｎ）＝ ｃｏｓ （φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１）＋
Ｗｃｔ）＝ ｓｉｎ （φ（Ｎ）−φ（Ｎ −１））−
’・（１２）となり、第２次高調波成分の項は相殺され
、ベースバンド成分の項のみが出力される。しかもその
出力ｚａ（Ｎ）は出力ｚ （Ｎ）又は？（Ｎ）に較べ２
倍のレベルとなり、検波ゲインも大きく取れることにな
る。
尚以上においてはサンプリング角周波数ωＳによる第２
次高調波成分の折り返し成分がベースバンド内に重なっ
てくる場合について説明したが、本発明においては例え
ば第２図に示す如く、ＦＭ変調のパラメータを、ベース
バンド成分３と第２次高調波成分４とがスペクトラム上
で重なるように設定した場合においても検波が可能とな
る。従って帯域の限られている記録媒体に、より広い帯
域のＦＭ信号を記録することができる。また以上におい
ではディジタルＦＭ信号を例として説明してきたが、ア
ナログＦＭ信号においても同様の効果を奏することがで
きる。さらにクオドラチャ検波ではなく、検波出力に第
２次高調波成分を含むパルスカウント検波においても本
発明は応用可能である。
次高調波成分の折り返し成分がベースバンド内に重なっ
てくる場合について説明したが、本発明においては例え
ば第２図に示す如く、ＦＭ変調のパラメータを、ベース
バンド成分３と第２次高調波成分４とがスペクトラム上
で重なるように設定した場合においても検波が可能とな
る。従って帯域の限られている記録媒体に、より広い帯
域のＦＭ信号を記録することができる。また以上におい
ではディジタルＦＭ信号を例として説明してきたが、ア
ナログＦＭ信号においても同様の効果を奏することがで
きる。さらにクオドラチャ検波ではなく、検波出力に第
２次高調波成分を含むパルスカウント検波においても本
発明は応用可能である。
以上の如く本発明においては、ヒルベルト変換したＦＭ
信号としないＦＭ信号とを各々検波し、ベースバンド成
分に対して第２次高調波成分が同相の信号と逆相の信号
を得て、それらを演算して第２次高調波成分を相殺する
ようにしたので、ベースバンド内に第２次高調波成分が
混入することがなくなり、両者の帯域が重なっていても
検波が可能となるばかりでなく、Ｓ／Ｎを格段に向上さ
せることができる。
信号としないＦＭ信号とを各々検波し、ベースバンド成
分に対して第２次高調波成分が同相の信号と逆相の信号
を得て、それらを演算して第２次高調波成分を相殺する
ようにしたので、ベースバンド内に第２次高調波成分が
混入することがなくなり、両者の帯域が重なっていても
検波が可能となるばかりでなく、Ｓ／Ｎを格段に向上さ
せることができる。
第１図は本発明のＦＭ検波回路のブロック図、第２図は
その周波数スペクトラム図、第３図は従来のＦＭ検波回
路のブロック図、第４図及び第５図はその周波数スペク
トラム図である。 １・・・マルチプライヤ ２．１３・・・遅延回路 ３・・・ベースバンド４・・
・第２次高調波成分 ５・・・折り返し成分 １０．１１・・・検波回路 １２・・・ヒルベルト変換器 １４・・・加算器以上
その周波数スペクトラム図、第３図は従来のＦＭ検波回
路のブロック図、第４図及び第５図はその周波数スペク
トラム図である。 １・・・マルチプライヤ ２．１３・・・遅延回路 ３・・・ベースバンド４・・
・第２次高調波成分 ５・・・折り返し成分 １０．１１・・・検波回路 １２・・・ヒルベルト変換器 １４・・・加算器以上
Claims (6)
- （１）入力されるＦＭ信号をヒルベルト変換する変換器
と、該ヒルベルト変換されたＦＭ信号を検波する第１の
検波手段と、該ヒルベルト変換されないＦＭ信号を検波
する第２の検波手段と、該第１の検波手段の出力と該第
２の検波手段の出力とを演算する演算回路とを有するこ
とを特徴とするＦＭ検波回路。 - （２）該ヒルベルト変換されないＦＭ信号は、該変換器
がヒルベルト変換するのに要する時間に対応する時間遅
延された後該演算回路に入力されることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のＦＭ検波回路。 - （３）該第１及び第２の検波手段はクオドラチャ検波手
段であることを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第
２項記載のＦＭ検波回路。 - （４）該クオドラチャ検波手段は、マルチプライヤと遅
延回路とよりなることを特徴とする特許請求の範囲第３
項記載のＦＭ検波回路。 - （５）該第１及び第２の検波手段はパルスカウント検波
手段であることを特徴とする特許請求の範囲第１項又は
第２項記載のＦＭ検波回路。 - （６）入力される該ＦＭ信号はディジタル化されたＦＭ
信号であることを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至
第５項のいずれかに記載のＦＭ検波回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59224344A JPS61102804A (ja) | 1984-10-25 | 1984-10-25 | Ｆｍ検波回路 |
| US06/791,164 US4656432A (en) | 1984-10-25 | 1985-10-24 | FM detector with improved distortion and gain characteristics |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59224344A JPS61102804A (ja) | 1984-10-25 | 1984-10-25 | Ｆｍ検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61102804A true JPS61102804A (ja) | 1986-05-21 |
Family
ID=16812287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59224344A Pending JPS61102804A (ja) | 1984-10-25 | 1984-10-25 | Ｆｍ検波回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4656432A (ja) |
| JP (1) | JPS61102804A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69027815T2 (de) * | 1989-05-25 | 1996-12-12 | Sony Corp | FM-Demodulator |
| US4926132A (en) * | 1989-08-28 | 1990-05-15 | Motorola Inc. | FM detector with reduced distortion |
| JP2798526B2 (ja) * | 1991-06-20 | 1998-09-17 | 富士通株式会社 | 周波数弁別器 |
| US5465071A (en) * | 1992-07-13 | 1995-11-07 | Canon Kabushiki Kaisha | Information signal processing apparatus |
| JPH09116338A (ja) * | 1995-10-19 | 1997-05-02 | Toshiba Corp | 遅延型ｆｍ復調回路 |
| US5774502A (en) * | 1996-11-19 | 1998-06-30 | Harris Corporation | Fully integrated data receiver and method for receiving on/off keyed AM/PDSK modulated signals |
| US7429842B2 (en) * | 2005-02-04 | 2008-09-30 | Alan M. Schulman | Control and alarm system for sump pump |
| US10523261B2 (en) * | 2016-03-31 | 2019-12-31 | Apple Inc. | Co-channel wireless detection |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3991377A (en) * | 1975-12-02 | 1976-11-09 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Differential phase shift keying demodulator |
| JPS5656008A (en) * | 1979-10-15 | 1981-05-16 | Hitachi Ltd | Fm detecting circuit |
| DE3274936D1 (en) * | 1981-09-26 | 1987-02-05 | Bosch Gmbh Robert | Digital demodulator for frequency-modulated signals |
-
1984
- 1984-10-25 JP JP59224344A patent/JPS61102804A/ja active Pending
-
1985
- 1985-10-24 US US06/791,164 patent/US4656432A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4656432A (en) | 1987-04-07 |
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